WO2017009972A1 - アンテナ装置及びアンテナ励振方法 - Google Patents

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WO2017009972A1
WO2017009972A1 PCT/JP2015/070264 JP2015070264W WO2017009972A1 WO 2017009972 A1 WO2017009972 A1 WO 2017009972A1 JP 2015070264 W JP2015070264 W JP 2015070264W WO 2017009972 A1 WO2017009972 A1 WO 2017009972A1
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antenna
excitation
excitation phase
phase
unit
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PCT/JP2015/070264
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English (en)
French (fr)
Inventor
誠 松木
紀平　一成
大塚　昌孝
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device and an antenna excitation method for compensating for the influence of mutual coupling between a plurality of element antennas by changing the excitation phases of a plurality of element antennas constituting a phased array antenna in a time division manner. is there.
  • the antenna radiation pattern can be controlled electronically by controlling the amount of phase shift of a phase shifter connected to a plurality of element antennas. Widely used as an antenna for radar systems and satellites. However, when the plurality of element antennas constituting the phased array antenna are arranged at a narrow interval, mutual coupling may occur between the plurality of element antennas. When mutual coupling occurs, pay attention to a certain element antenna, and with all element antennas other than the element antenna of interest in a non-reflective termination state, the radiation pattern of the element antenna of interest When measured, the radiation pattern is different from the radiation pattern of the element antenna when only the element antenna of interest is present alone. For this reason, a desired antenna radiation pattern cannot be obtained, and the antenna characteristics may be deteriorated.
  • Patent Document 1 discloses an antenna device that compensates for the influence of mutual coupling between a plurality of element antennas.
  • a mutual coupling matrix representing the influence of mutual coupling was calculated from the radiation pattern of the element antenna in a state where mutual coupling occurred and the radiation pattern of the element antenna in a state where mutual coupling did not occur.
  • an inverse matrix of the mutual coupling matrix is calculated as a calibration matrix for compensating for the influence of the mutual coupling.
  • an excitation vector that compensates for mutual coupling is calculated by multiplying a calibration matrix for compensating for the influence of mutual coupling and an ideal excitation vector in a state where no mutual coupling occurs.
  • an excitation vector that compensates for mutual coupling is calculated by multiplying a calibration matrix for compensating for the influence of mutual coupling and an ideal excitation vector in a state where no mutual coupling occurs.
  • each element antenna is excited by the excitation vector, thereby obtaining an antenna radiation pattern in which mutual coupling is compensated.
  • an antenna configuration using a digital beam forming circuit or an amplitude control device such as a variable attenuator is provided for each element antenna.
  • a phased array antenna is assumed.
  • Non-Patent Document 1 is not a technique for compensating for the influence of mutual coupling, but in order to improve the performance of a phased array antenna, as a technique for controlling an excitation vector, a time-modulated array antenna that uses the concept of time weighting Has been proposed.
  • This time-modulated array antenna switches the excitation phase in a time-sharing manner, and performs a time average (time integration) on the received signal or the transmitted signal at each excitation phase to equivalently obtain a predetermined amplitude distribution. The same effect (antenna radiation pattern) as the given state is obtained.
  • the conventional antenna apparatus is configured as described above, after calculating the mutual coupling matrix representing the influence of mutual coupling, the inverse matrix of the mutual coupling matrix is used as a calibration matrix for compensating for the mutual coupling effect. If a stepwise calculation process of calculating and multiplying the calibration matrix and the ideal excitation vector is performed, an excitation vector capable of compensating for mutual coupling can be calculated.
  • stepwise calculation processing a large amount of memory is required, and much time is required until calculation processing is completed. When the calculation processing time becomes long, the switching period of the excitation phase has to be lengthened, and there is a problem that the control of the antenna radiation pattern is restricted.
  • it is necessary to connect a device for amplitude control such as a variable attenuator to each element antenna, which causes a problem of increasing costs.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can perform amplitude control that can quickly compensate for the influence of mutual coupling between a plurality of element antennas without performing stepwise arithmetic processing. It is an object to obtain an antenna device and an antenna excitation method that do not require a device for use.
  • mutual coupling occurs between the plurality of element antennas constituting the phased array antenna, the plurality of phase shifters for controlling the excitation phase of the element antenna, and the plurality of element antennas.
  • the first radiation pattern storage unit storing the radiation pattern of each element antenna in the state, and the radiation pattern of the phased array antenna in a state where mutual coupling does not occur between the plurality of element antennas Compensation for compensating for the influence of mutual coupling received by the element antenna for each element antenna using the radiation pattern stored in the second radiation pattern storage unit and the first and second radiation pattern storage units
  • a compensation vector calculation unit for calculating a vector, and the control unit uses the compensation vector calculated by the compensation vector calculation unit to Set the excitation phase of the Na, is obtained so as to instruct the excitation phase to a plurality of phase shifters.
  • the radiation pattern of each element antenna in a state where mutual coupling occurs between a plurality of element antennas and the phased array antenna in a state where mutual coupling does not occur between the plurality of element antennas is provided for each element antenna using the radiation pattern, and the control unit is calculated by the compensation vector calculation unit.
  • the compensation vector uses the compensation vector, the excitation phase of a plurality of element antennas is set and the excitation phase is instructed to a plurality of phase shifters.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an antenna apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a hardware configuration diagram showing the digital signal processing unit 20 of the antenna device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the phased array antenna 1 is composed of N element antennas 2-1 to 2-N (N is an integer of 2 or more).
  • the phase shifters 3-1 to 3 -N control the excitation phases of the element antennas 2-1 to 2 -N according to the excitation phase output from the excitation phase output unit 30 of the phase shifter controller 27.
  • the phase shifters 3-1 to 3 -N change the phase of the high-frequency signals (arrival radio waves) output from the element antennas 2-1 to 2 -N according to the excitation phase output from the excitation phase output unit 30.
  • the power combiner 4 is a signal combiner that combines high-frequency signals whose phases have been changed by the phase shifters 3-1 to 3 -N.
  • the receiver 11 is a communication device that detects a high-frequency signal synthesized by the power combiner 4.
  • the A / D converter 12 converts the analog high-frequency signal detected by the receiver 11 into a digital signal, and outputs the digital high-frequency signal to the digital signal processing unit 20.
  • the time average calculation unit 21 is realized by a time average calculation processing circuit 31 formed from, for example, a semiconductor integrated circuit on which a CPU (Central Processing Unit) is mounted, a one-chip microcomputer, or the like, and performs A / D conversion.
  • the digital high-frequency signal output from the device 12 is accumulated, and the time average of the accumulated high-frequency signal is calculated.
  • the synchronization establishment unit 22 is realized by a synchronization establishment processing circuit 32 formed from, for example, a semiconductor integrated circuit on which a CPU is mounted or a one-chip microcomputer, and the excitation phase output from the excitation phase output unit 30 And a process for synchronizing the high-frequency signal accumulation cycle by the time average calculation unit 21 with the time average calculation unit 21.
  • the compensation vector calculation processing unit 23 is realized by, for example, a compensation vector calculation processing circuit 33 formed from a semiconductor integrated circuit or a one-chip microcomputer mounted with a CPU, a storage device such as a RAM or a hard disk, A process of calculating a compensation vector that compensates for the influence of mutual coupling received by the element antennas 2-1 to 2-N is performed.
  • the reference pattern storage unit 25 is a second radiation pattern storage unit that stores a radiation pattern of the phased array antenna 1 in a state where no mutual coupling occurs between the element antennas 2-1 to 2-N.
  • the phase shifter control device 27 is realized by, for example, a semiconductor integrated circuit on which a CPU is mounted, a phase shifter control processing circuit 34 formed from a one-chip microcomputer or the like, and is calculated by a compensation vector calculation unit 26.
  • the control unit sets the excitation phase of the element antennas 2-1 to 2-N using the compensated vector and instructs the phase shifters 3-1 to 3-N on the excitation phase.
  • the switching number setting unit 28 performs processing for setting the number of excitation phase switchings.
  • the excitation phase setting unit 29 uses the number of switchings set by the switching number setting unit 28 and the compensation vector calculated by the compensation vector calculation unit 26 to set the excitation phase of the element antennas 2-1 to 2-N. To implement. That is, for each element antenna, the excitation phase setting unit 29 updates the excitation phase for the number of times of switching in the element antenna 2-n, and calculates from the excitation phase for the number of times of switching and the excitation amplitude of the element antenna 2-n. The difference between the amplitude phase vector and the compensation vector of the element antenna 2-n calculated by the compensation vector calculation unit 26 is repeatedly calculated, the calculated plurality of differences are compared, and the excitation corresponding to the number of times of switching being updated is calculated.
  • a process of selecting an excitation phase corresponding to the number of switching times to be set as the excitation phase of the element antenna 2-n from the phases according to a comparison result of a plurality of differences is performed.
  • the excitation phase output unit 30 performs processing to instruct the phase shifters 3-1 to 3-N about the excitation phase of the element antennas 2-1 to 2-N set by the excitation phase setting unit 29.
  • each of the time average calculation unit 21, the synchronization establishment unit 22, the compensation vector calculation processing unit 23, and the phase shifter control device 27, which are components of the digital signal processing unit 20 of the antenna device, is dedicated hardware.
  • the digital signal processing unit 20 may be configured by a computer.
  • FIG. 3 is a hardware configuration diagram when the digital signal processing unit 20 is configured by a computer.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the processing contents (antenna excitation method) of the digital signal processing unit 20 of the antenna apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the object of the first embodiment is to quickly compensate for the influence of mutual coupling occurring between the element antennas 2-1 to 2-N with a simple configuration.
  • g n ( ⁇ m ) n means the radiation pattern of the n-th element antenna 2-n
  • m is M angular directions (radiation directions) of the radio wave radiated from the element antenna 2-n. Means the m-th angular direction.
  • the radiation pattern g n ( ⁇ m ) of the element antenna 2-n in a state where mutual coupling occurs is obtained in advance by computer simulation or measurement.
  • the radiation pattern g n ( ⁇ m ) is not limited to that obtained by computer simulation or measurement, and the radiation pattern g n ( ⁇ m ) is calculated as follows. May be.
  • the relative amplitude value and relative phase value of the element antenna 2-n are calculated from the change C between the amplitude level A and the amplitude level B, and the relative amplitude value and relative phase value of the element antenna 2-n are calculated.
  • the n radiation pattern g n ( ⁇ m ) is stored in the element radiation pattern storage unit 24.
  • the processing for calculating the relative amplitude value and the relative phase value of the element antenna 2-n from the change C between the amplitude level A and the amplitude level B is disclosed in Non-Patent Document 2 below, for example.
  • Non-Patent Document 2 Mano Kiyoji, Katagi Takashi, “Element Amplitude Phase Measurement Method for Phased Array Antennas-Element Electric Field Vector Rotation Method,” IEICE Tech. (B), vol.J65-B, no.5, pp. 555-560, May 1982.
  • E ( ⁇ m ) means the m-th angular direction out of M angular directions (radiation directions of the main beam).
  • an ideal radiation pattern E ( ⁇ m ) of the phased array antenna 1 in a state where no mutual coupling occurs is obtained by a prior calculation or measurement by computer simulation.
  • the compensation vector calculation unit 26 radiates the radiation pattern g n ( ⁇ m ) of the element antenna 2-n stored in the element radiation pattern storage unit 24 and the radiation of the phased array antenna 1 stored in the reference pattern storage unit 25.
  • a compensation vector w n (n 1, 2,7) That compensates for the influence of mutual coupling received by the element antenna 2-n using the pattern E ( ⁇ m ) as shown in the following equation (1). .., N) is calculated (step ST3).
  • the subscript H represents Hermitian transpose
  • the subscript -1 represents an inverse matrix
  • Switching circuit number setting unit 28 of the phase shifter control unit 27 sets the switching circuit number k of excitation phase phi n (step ST4).
  • Excitation phase setting unit 29, calculates sets the switching circuit number k of switching circuits number setting unit 28 is the excitation phase phi n
  • the excitation phase setting unit 29 sets the excitation phase ⁇ n1 and the excitation phase ⁇ n2 having a conjugate relationship as the excitation phase ⁇ nk corresponding to the number of switching times (two times).
  • ⁇ n2 ⁇ n1 .
  • the number of times of updating the excitation phase ⁇ nk for the number of times of switching is, for example, G times, at least one of the excitation phase ⁇ n1 and the excitation phase ⁇ n2 is slightly changed, and the excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 that are different from each other.
  • the excitation phase setting unit 29 sequentially selects one set of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 from the G sets of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 , and the selected excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 are known. using the amplitude a n certain antenna elements 2-n, as shown in the following formula (2), calculates the amplitude-phase vector h n.
  • the excitation phase setting unit 29 selects one set of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 in order from the G sets of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 and calculates G amplitude phase vectors h n .
  • One amplitude phase vector h n is sequentially selected from the G amplitude phase vectors h n , and the selected amplitude phase vector h n and the compensation vector calculation unit are expressed as shown in the following equation (3).
  • the evaluation function f (n, k) indicating a difference between the compensation vector w n calculated by 26 is calculated.
  • the excitation phase setting unit 29 calculates G evaluation functions f (n, k)
  • the G evaluation functions f (n, k) are compared by comparing the function values of the G evaluation functions f (n, k).
  • K the evaluation function f (n, k) having the minimum function value (the difference between w n and h n is minimum) is specified, and the evaluation function f (n, k) is calculated.
  • a set of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 used is specified.
  • the excitation phase setting unit 29 When the excitation phase setting unit 29 identifies one set of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 , the excitation phase setting unit 29 sets the excitation phase ⁇ n1 to the excitation phase ⁇ n of the first element antenna 2- n (excitation phase before switching). The excitation phase ⁇ n2 is set to the excitation phase ⁇ n of the second element antenna 2- n (excitation phase after switching).
  • n, k) is specified, and an example of specifying one set of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 used for calculation of the evaluation function f (n, k) is shown.
  • a set of excitation phases ⁇ n1 and ⁇ n2 that minimize the function value of k) may be calculated by a genetic algorithm or the like.
  • the switching circuit number k of excitation phase phi n indicates an example in which 2, switching circuit number k of excitation phase phi n is not limited to 2, for example, it may be such as 4 or 6. If the switching frequency k of the excitation phase ⁇ n is 4, a set of excitation phases ⁇ n1 , ⁇ n2 , ⁇ n3 , ⁇ n4 used for calculating the evaluation function f (n, k) that minimizes the function value. Is identified.
  • an excitation phase ⁇ n1 and an excitation phase ⁇ n2 having a conjugate relationship are prepared as the excitation phase ⁇ nk for the number of switching times (two times), but the excitation phase ⁇ n1 and the excitation phase are shown. It is not essential that the phase ⁇ n2 is in a conjugate relationship. However, if the excitation phase phi n1 and excitation phase phi n2 are in conjugate relationship among the amplitude-phase vector h n that shown in Formula (2), a portion except for the amplitude a n antenna elements 2-n cos (phi n1 ), the calculation can be simplified.
  • the excitation phase output unit 30 When receiving the excitation phase output command or the excitation phase switching command from the synchronization establishment unit 22, the excitation phase output unit 30 receives the excitation phase ⁇ 1 of the element antennas 2-1 to 2-N set by the excitation phase setting unit 29. and it outputs the ⁇ phi N to phase shifters 3-1 ⁇ 3-N (step ST6).
  • the excitation phase output section 30 is, for example, if the switching circuit number k of excitation phase phi n set by the switch circuit number setting unit 28 2 receives an output command of the excitation phase from the synchronization establishing unit 22, the first The excitation phases ⁇ 11 to ⁇ N1 are output to the phase shifters 3-1 to 3-N as the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N of the element antennas 2-1 to 2-N. Thereafter, when an excitation phase switching command is received from the synchronization establishing unit 22, the excitation phases ⁇ 12 to ⁇ N2 are set as the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N of the second element antennas 2-1 to 2-N. Output to -1 to 3-N.
  • the element antennas 2-1 to 2-N constituting the phased array antenna 1 receive a high-frequency signal that is an incoming radio wave, and output the high-frequency signal to the phase shifters 3-1 to 3-N.
  • the phase shifters 3-1 to 3 -N receive the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N from the excitation phase output unit 30 of the phase shifter control device 27, the element shifters 2-1 to N are arranged according to the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N.
  • the phase of the high-frequency signal output from 1 to 2-N is changed.
  • the power combiner 4 combines N high frequency signals whose phases are changed by the phase shifters 3-1 to 3 -N.
  • the receiver 11 detects the combined high frequency signal.
  • the A / D converter 12 converts the analog high-frequency signal detected by the receiver 11 into a digital signal, and outputs the digital high-frequency signal to the time average calculation unit 21 of the digital signal processing unit 20.
  • the synchronization establishment unit 22 of the digital signal processing unit 20 performs a process of synchronizing the excitation phase switching cycle output from the excitation phase output unit 30 with the high-frequency signal accumulation cycle by the time average calculation unit 21. That is, the synchronization establishing unit 22, for example, if the switching circuit number k of excitation phase phi n set by the switch circuit number setting unit 28 2, the excitation phase of the first antenna elements 2-1 ⁇ 2-N phi 1 as ⁇ phi N, the high-frequency signal when the excitation phase ⁇ 11 ⁇ ⁇ N1 is set is accumulated in time average calculation unit 21, also, the excitation phase phi 1 of the second antenna elements 2-1 ⁇ 2-N as ⁇ phi N, since the high-frequency signal when the excitation phase ⁇ 12 ⁇ ⁇ N2 is set to be accumulated in the time average calculator 21, at the first of the excitation phase phi 1 ⁇ phi N set, An excitation phase output command is output to the excitation phase output unit 30, and at the same time, a first high-frequency
  • an excitation phase switching command is output to the excitation phase output unit 30, and at the same time, a second high-frequency signal accumulation command is output to the time average calculation unit 21. Further, when the setting period of the second excitation phase ⁇ 1 to ⁇ N is completed, a time average calculation command is output to the time average calculation unit 21.
  • the time average calculation unit 21 When receiving the digital high frequency signal from the A / D converter 12, the time average calculation unit 21 accumulates the high frequency signal, and calculates the time average of the accumulated high frequency signal under the instruction of the synchronization establishment unit 22. That is, for example, if the switching frequency k of the excitation phase ⁇ n set by the switching frequency setting unit 28 is 2, the time average calculation unit 21 receives the first high-frequency signal accumulation command from the synchronization establishing unit 22.
  • the digital high-frequency signal output from the A / D converter 12 is accumulated (step ST7).
  • Time average calculator 21 is not accumulated in yet set by switch circuit number setting unit 28 excitation phase phi n of switching circuits number k fraction of the high frequency signal is completed (step ST8: in the case of NO), the synchronization establishing unit 22
  • the digital high frequency signal output from the A / D converter 12 is accumulated (step ST7).
  • Time average calculating unit 21 completes the accumulation of the set excitation phase phi n of switching circuits number k fraction of the high-frequency signal by switching circuits number setting unit 28 (step ST8: YES), of the time average from the synchronization establishing unit 22
  • the time average of the accumulated high-frequency signal is calculated (step ST9).
  • the time average calculation unit 21 stores the digital high-frequency signal output from the A / D converter 12 and calculates the time average of the stored high-frequency signal.
  • the digital high-frequency signal output from the A / D converter 12 may be subjected to discrete Fourier transform to obtain a frequency band signal, thereby obtaining a time average of the high-frequency signal.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing a specific example of the antenna radiation pattern.
  • M 181
  • M 181
  • the horizontal axis indicates the angular direction
  • the vertical axis indicates the amplitude
  • X solid line
  • Y (dotted line) indicates a radiation pattern in a state where the influence of mutual coupling is not compensated
  • Z (broken line) indicates a radiation pattern in a state where the influence of mutual coupling is compensated by the first embodiment. From FIG. 5, in the state where the influence of mutual coupling is not compensated, the radiation pattern Y has a high sidelobe level. However, the ideal radiation pattern X is obtained by compensating the influence of mutual coupling according to the first embodiment. It can be seen that a radiation pattern Z close to is obtained.
  • each element antenna 2-n (n 1, 2, n) in a state where mutual coupling occurs between the element antennas 2-1 to 2-N.
  • ⁇ ⁇ ⁇ , n) of the radiation pattern g n ( ⁇ m) and, antenna elements 2-1 ⁇ 2-n phased array antenna 1 of the radiation pattern E in a state where mutual coupling does not occur between the (theta m) with bets the provided compensation vector calculation unit 26 for calculating a compensation vector w n to compensate for the effect of mutual coupling undergoing the antenna elements 2-n
  • a phase shifter control unit 27, by the compensation vector calculation unit 26 using the calculated compensation vectors w n sets the excitation phase phi 1 - phi n antenna elements 2-1 ⁇ 2-n, the excitation phase phi 1 - phi n phase shifter 3-1 to 3- Since it is configured to instruct N, step-by-step arithmetic processing is performed. And without rapidly an effect of amplitude control device which can compensate for the
  • Embodiment 2 FIG. In the first embodiment, the phased array antenna 1 is used as a receiving antenna. However, the phased array antenna 1 may be used as a transmitting antenna.
  • the transmitter 51 is a communication device that outputs a high-frequency signal to be transmitted to the power distributor 52.
  • the power distributor 52 is a distribution circuit that equally distributes the high-frequency signal output from the transmitter 51 to the phase shifters 3-1 to 3 -N.
  • the excitation time control unit 53 is composed of, for example, a semiconductor integrated circuit on which a CPU is mounted, a one-chip microcomputer, or the like, and performs processing for controlling the switching timing of the excitation phase output from the excitation phase output unit 30. .
  • each of the compensation vector calculation processing unit 23, the phase shifter control device 27, and the excitation time control unit 53 which are components of the digital signal processing unit 20 of the antenna device, is configured by dedicated hardware.
  • the digital signal processing unit 20 may be configured by a computer.
  • the element radiation pattern storage unit 24 and the reference pattern storage unit 25 are configured on the memory 41 of the computer shown in FIG. 3, and the compensation vector calculation unit 26 and the phase shifter control are configured.
  • a program describing the processing contents of the device 27 and the excitation time control unit 53 may be stored in the memory 41 of the computer, and the processor 42 of the computer may execute the program stored in the memory 41.
  • FIG. 7 is a flowchart showing processing contents (antenna excitation method) of the digital signal processing unit 20 and the time average calculation unit 65 of the antenna apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the receiving antenna 61 is an antenna that receives high-frequency signals transmitted from the element antennas 2-1 to 2-N constituting the phased array antenna 1.
  • the receiver 62 is a communication device that detects a high-frequency signal received by the receiving antenna 61.
  • the A / D converter 63 converts the analog high-frequency signal detected by the receiver 62 into a digital signal, and outputs the digital high-frequency signal to the time average calculation unit 65.
  • the switching cycle storage unit 64 is configured by a storage device such as a RAM or a hard disk, for example.
  • the switching time of the excitation phase is used as the time when the timing signal is first output from the excitation time control unit 53 and the switching timing of the excitation phase. Is remembered.
  • the time average calculation unit 65 is configured by, for example, a semiconductor integrated circuit on which a CPU is mounted, a one-chip microcomputer, or the like, and an A / D converter 63 is provided for each switching period stored in the switching period storage unit 64. The digital high-frequency signal output from is stored, and the time average of the stored high-frequency signal is calculated.
  • the reference pattern storage unit 25 of the compensation vector calculation processing unit 23 stores the phased array antenna 1 in a state where no mutual coupling occurs between the element antennas 2-1 to 2-N, as in the first embodiment.
  • Excitation phase setting unit 29, calculates sets the switching circuit number k of switching circuits number setting unit 28 is the excitation phase phi n
  • the excitation time control unit 53 controls the switching timing of the excitation phase ⁇ n according to the switching number k of the excitation phase ⁇ n set by the switching number setting unit 28. For example, when the accumulation period of the high frequency signal by the time average calculator 65 and the T is, T ⁇ switching time t of the excitation phase phi n from the current time (j-1) + b to determine only the time that time has passed Te, and it outputs a timing signal indicating a switching timing of the excitation phase phi n to the switching time t excitation phase output section 30.
  • j 1, 2,..., K ⁇ 1, b are constants.
  • the first timing signal is output to the excitation phase output unit 30 at the time when time b has elapsed from the current time.
  • the excitation phase output unit 30 Upon receiving the timing signal from the excitation time control unit 53, the excitation phase output unit 30 converts the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N of the element antennas 2-1 to 2-N set by the excitation phase setting unit 29 into the phase shifter 3 -1 to 3-N (step ST16). That is, the excitation phase output section 30 is, for example, if the switching circuit number k of excitation phase phi n set by the switch circuit number setting unit 28 2, receives a timing signal for the first time from the excitation time controller 53, 1 The excitation phases ⁇ 11 to ⁇ N1 are output to the phase shifters 3-1 to 3-N as the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N of the second element antennas 2-1 to 2-N.
  • the excitation phases ⁇ 12 to ⁇ N2 are set as the phase shifters as the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N of the second element antennas 2-1 to 2-N. Output to 3-1 to 3-N.
  • the transmitter 51 outputs a high frequency signal to be transmitted to the power distributor 52.
  • the power distributor 52 equally distributes the high frequency signal to the phase shifters 3-1 to 3-N.
  • the phase shifters 3-1 to 3 -N receive the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N from the excitation phase output unit 30 of the phase shifter control device 27, the power distributor 52 according to the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N.
  • the element antennas 2-1 to 2-N constituting the phased array antenna 1 radiate high-frequency signals whose phases have been changed by the phase shifters 3-1 to 3-N to the space (step ST17).
  • the receiving antenna 61 receives the high-frequency signal radiated from the element antennas 2-1 to 2-N constituting the phased array antenna 1 (step ST18).
  • the receiver 62 detects the high frequency signal received by the receiving antenna 61.
  • the A / D converter 63 converts the analog high-frequency signal detected by the receiver 62 into a digital signal, and outputs the digital high-frequency signal to the time average calculation unit 65.
  • the time average calculation unit 65 refers to the time when the timing signal is first output from the excitation time control unit 53 stored in the switching period storage unit 64 and the switching period of the excitation phase, and refers to the element antenna 2-1. Knowing the switching timing of the exciting phase phi n in ⁇ 2-n, it recognizes the storage time and the time average calculation time of the high-frequency signal.
  • the time average calculation unit 65 accumulates the high frequency signal output from the A / D converter 12 when the accumulation time of the high frequency signal is reached (step ST19). Until the accumulation of the set by switching circuit number setting unit 28 excitation phase phi n of switching circuits number k fraction of the high frequency signal is completed, processing in steps ST16 ⁇ ST19 are repeatedly performed (step ST20).
  • Time average calculating unit 65 completes the accumulation of the set excitation phase phi n of switching circuits number k fraction of the high-frequency signal by switching circuits number setting unit 28 (step ST20: YES), of the made to calculate the time of the time average,
  • the time average of the accumulated high-frequency signal is calculated (step ST21).
  • the time average calculator 65 stores the digital high-frequency signal output from the A / D converter 63 and calculates the time average of the stored high-frequency signal.
  • the time average of the high-frequency signal may be obtained by performing discrete Fourier transform on the high-frequency signal output from the A / D converter 63 to obtain a signal in the frequency band.
  • the radiation pattern g n ( ⁇ of each element antenna 2-n in a state where mutual coupling occurs between the element antennas 2-1 to 2-N. m ) and the radiation pattern E ( ⁇ m ) of the phased array antenna 1 with no mutual coupling between the element antennas 2-1 to 2-N.
  • the compensation vector calculation unit 26 for calculating a compensation vector w n to compensate for the effects of mutual coupling which are provided, a phase shifter control unit 27, using the compensation vector w n calculated by the compensation vector calculation unit 26, the antenna elements Since the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N of 2-1 to 2-N are set and the excitation phases ⁇ 1 to ⁇ N are instructed to the phase shifters 3-1 to 3 -N, stepwise Without performing arithmetic processing, the device An effect of amplitude control device which can compensate for the effects of mutual coupling between Na 2-1 ⁇ 2-N is obtained unnecessary antenna device.
  • the antenna device it is necessary to compensate for the influence of mutual coupling between the plurality of element antennas by changing the excitation phases of the plurality of element antennas constituting the phased array antenna in a time division manner. Is suitable.
  • phased array antenna 1 phased array antenna, 2-1 to 2-N element antenna, 3-1 to 3-N phase shifter, 4 power combiner (signal combiner), 11 receiver, 12 A / D converter, 21 hour average Calculation unit, 22 synchronization establishment unit, 23 compensation vector calculation processing unit, 24 element radiation pattern storage unit (first radiation pattern storage unit), 25 reference pattern storage unit (second radiation pattern storage unit), 26 compensation vector calculation Unit, 27 phase shifter control device (control unit), 28 switching number setting unit, 29 excitation phase setting unit, 30 excitation phase output unit, 31 time average calculation processing circuit, 32 synchronization establishment processing circuit, 33 compensation vector calculation processing circuit , 34 phase shifter control processing circuit, 41 memory, 42 processor, 51 transmitter, 52 power distributor, 53 excitation time control unit, 61 receiving amplifier Na, 62 receiver, 63 A / D converter, 64 switching period storage unit, 65 hours average calculation section.

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Abstract

素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナ２－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の放射パターンｇｎ（θｍ）と、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）とを用いて、素子アンテナ２－ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルｗｎを算出する補償ベクトル算出部２６を設け、移相器制御装置２７が、補償ベクトル算出部２６により算出された補償ベクトルｗｎを用いて、素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮを設定し、その励振位相φ１～φＮを移相器３－１～３－Ｎに指示する。

Description

アンテナ装置及びアンテナ励振方法
　この発明は、フェーズドアレーアンテナを構成している複数の素子アンテナの励振位相を時分割で変化させて、複数の素子アンテナの間の相互結合の影響を補償するアンテナ装置及びアンテナ励振方法に関するものである。
　フェーズドアレーアンテナを実装しているアンテナ装置では、複数の素子アンテナに接続されている移相器の移相量を制御することで、電子的にアンテナ放射パターンを制御することができるため、各種のレーダシステムや衛星搭載用アンテナとして広く利用されている。
　ただし、フェーズドアレーアンテナを構成している複数の素子アンテナが狭い間隔で配置されている場合、複数の素子アンテナの間で相互結合が生じることがある。
　相互結合が生じているとき、或る１つの素子アンテナを注目し、その注目している素子アンテナ以外の全ての素子アンテナを無反射終端の状態で、その注目している素子アンテナの放射パターンを測定すると、その放射パターンは、その注目している素子アンテナだけが単独で存在している場合の当該素子アンテナの放射パターンと異なるものとなる。このため、所望のアンテナ放射パターンが得られず、アンテナ特性の劣化を生じることがある。
　以下の特許文献１には、複数の素子アンテナの間の相互結合の影響を補償しているアンテナ装置が開示されている。
　このアンテナ装置では、相互結合が生じている状態での素子アンテナの放射パターンと、相互結合が生じていない状態での素子アンテナの放射パターンとから、相互結合の影響を表す相互結合行列を算出したのち、相互結合の影響を補償するための校正行列として、その相互結合行列の逆行列を算出するようにしている。
　また、このアンテナ装置では、相互結合の影響を補償するための校正行列と、相互結合が生じていない状態での理想的な励振ベクトルとを乗算することで、相互結合を補償する励振ベクトルを算出するようにしている。
　このアンテナ装置では、その励振ベクトルで各素子アンテナを励振することにより、相互結合が補償されているアンテナ放射パターンを得るようにしている。
　ただし、このアンテナ装置では、励振ベクトルを自在に制御するために、ディジタルビーム形成回路を用いているアンテナ構成、または、各素子アンテナに対して可変減衰器等の振幅制御用デバイスが設けられているフェーズドアレーアンテナを前提としている。
　以下の非特許文献１には、相互結合の影響を補償する技術ではないが、フェーズドアレーアンテナの性能を高めるために、励振ベクトルを制御する技術として、時間ウェイトの概念を利用する時間変調アレーアンテナが提案されている。
　この時間変調アレーアンテナは、励振位相を時分割で切り換え、それぞれの励振位相で受信された信号、あるいは、送信された信号を時間平均（時間積分）することで、等価的に所定の振幅分布を与えた状態と同じ効果（アンテナ放射パターン）を得るものである。
特開平９－１４８８３６号公報（段落［００１０］）
中西他、"共役関係を利用した位相制御型時間変調アレーアンテナ"，電子情報通信学会論文誌B, Vol.J97-B, No.7, pp.546-555，2014
　従来のアンテナ装置は以上のように構成されているので、相互結合の影響を表す相互結合行列を算出したのち、相互結合の影響を補償するための校正行列として、その相互結合行列の逆行列を算出し、さらに、その校正行列と理想的な励振ベクトルとを乗算するという段階的な演算処理を実施すれば、相互結合を補償することが可能な励振ベクトルを算出することができる。しかし、段階的な演算処理を実施するには、多くのメモリ量が必要になるほか、演算処理が完了するまでに多くの時間を要する。演算処理時間が長くなると、励振位相の切換周期を長くしなければならず、アンテナ放射パターンの制御上の制約を受けてしまうという課題があった。
　また、励振ベクトルを自在に制御するには、各素子アンテナに対して可変減衰器などの振幅制御用デバイスを接続する必要があり、コスト高を招いてしまうという課題もあった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、段階的な演算処理を実施することなく、速やかに複数の素子アンテナの間の相互結合の影響を補償することができる振幅制御用デバイスが不要なアンテナ装置及びアンテナ励振方法を得ることを目的とする。
　この発明に係るアンテナ装置は、フェーズドアレーアンテナを構成している複数の素子アンテナと、素子アンテナの励振位相を制御する複数の移相器と、複数の素子アンテナの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナの放射パターンを記憶している第１の放射パターン記憶部と、複数の素子アンテナの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナの放射パターンを記憶している第２の放射パターン記憶部と、第１及び第２の放射パターン記憶部に記憶されている放射パターンを用いて、素子アンテナ毎に、当該素子アンテナが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルを算出する補償ベクトル算出部とを設け、制御部が、補償ベクトル算出部により算出された補償ベクトルを用いて、複数の素子アンテナの励振位相を設定し、その励振位相を複数の移相器に指示するようにしたものである。
　この発明によれば、複数の素子アンテナの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナの放射パターンと、複数の素子アンテナの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナの放射パターンとを用いて、素子アンテナ毎に、当該素子アンテナが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルを算出する補償ベクトル算出部を設け、制御部が、補償ベクトル算出部により算出された補償ベクトルを用いて、複数の素子アンテナの励振位相を設定し、その励振位相を複数の移相器に指示するように構成したので、段階的な演算処理を実施することなく、速やかに複数の素子アンテナの間の相互結合の影響を補償することができる振幅制御用デバイスが不要なアンテナ装置が得られる効果がある。
この発明の実施の形態１によるアンテナ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるアンテナ装置のディジタル信号処理部２０を示すハードウェア構成図である。 ディジタル信号処理部２０がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。 この発明の実施の形態１によるアンテナ装置のディジタル信号処理部２０の処理内容（アンテナ励振方法）を示すフローチャートである。 アンテナ放射パターンの具体例を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるアンテナ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるアンテナ装置のディジタル信号処理部２０及び時間平均算出部６５等の処理内容（アンテナ励振方法）を示すフローチャートである。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１によるアンテナ装置を示す構成図である。また、図２はこの発明の実施の形態１によるアンテナ装置のディジタル信号処理部２０を示すハードウェア構成図である。
　図１及び図２において、フェーズドアレーアンテナ１はＮ（Ｎは２以上の整数）本の素子アンテナ２－１～２－Ｎから構成されている。
　移相器３－１～３－Ｎは移相器制御装置２７の励振位相出力部３０から出力された励振位相にしたがって素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相を制御する。
　即ち、移相器３－１～３－Ｎは励振位相出力部３０から出力された励振位相にしたがって素子アンテナ２－１～２－Ｎから出力された高周波信号（到来電波）の位相を変化させる。
　電力合成器４は移相器３－１～３－Ｎにより位相が変化された高周波信号を合成する信号合成部である。
　受信機１１は電力合成器４により合成された高周波信号を検波する通信装置である。
　Ａ／Ｄ変換器１２は受信機１１により検波されたアナログの高周波信号をディジタル信号に変換し、ディジタルの高周波信号をディジタル信号処理部２０に出力する。
　時間平均算出部２１は例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）を実装している半導体集積回路や、ワンチップマイコンなどから形成されている時間平均算出処理回路３１で実現されるものであり、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたディジタルの高周波信号を蓄積し、その蓄積した高周波信号の時間平均を算出する処理を実施する。
　同期確立部２２は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路や、ワンチップマイコンなどから形成されている同期確立処理回路３２で実現されるものであり、励振位相出力部３０から出力される励振位相の切換周期と、時間平均算出部２１による高周波信号の蓄積周期との同期を図る処理を実施する。
　補償ベクトル算出処理部２３は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路又はワンチップマイコンや、ＲＡＭやハードディスクなどの記憶装置などから形成されている補償ベクトル算出処理回路３３で実現されるものであり、素子アンテナ２－１～２－Ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルを算出する処理を実施する。
　素子放射パターン記憶部２４は素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナ２－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の放射パターンを記憶している第１の放射パターン記憶部である。
　参照パターン記憶部２５は素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンを記憶している第２の放射パターン記憶部である。
　補償ベクトル算出部２６は素子放射パターン記憶部２４に記憶されている素子アンテナ２－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の放射パターンと、参照パターン記憶部２５に記憶されているフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンとを用いて、素子アンテナ２－ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルを算出する処理を実施する。
　移相器制御装置２７は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路や、ワンチップマイコンなどから形成されている移相器制御処理回路３４で実現されるものであり、補償ベクトル算出部２６により算出された補償ベクトルを用いて、素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相を設定し、その励振位相を移相器３－１～３－Ｎに指示する制御部である。
　切換回数設定部２８は励振位相の切換回数を設定する処理を実施する。
　励振位相設定部２９は切換回数設定部２８により設定された切換回数と補償ベクトル算出部２６により算出された補償ベクトルとを用いて、素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相を設定する処理を実施する。
　即ち、励振位相設定部２９は素子アンテナ毎に、素子アンテナ２－ｎにおける切換回数分の励振位相を更新しながら、その切換回数分の励振位相と素子アンテナ２－ｎの励振振幅から算出される振幅位相ベクトルと、補償ベクトル算出部２６により算出された素子アンテナ２－ｎの補償ベクトルとの差分を繰り返し算出して、その算出した複数の差分を比較し、更新している切換回数分の励振位相の中から、複数の差分の比較結果にしたがって素子アンテナ２－ｎの励振位相に設定する切換回数分の励振位相を選択する処理を実施する。
　励振位相出力部３０は励振位相設定部２９により設定された素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相を移相器３－１～３－Ｎに指示する処理を実施する。
　図１の例では、アンテナ装置のディジタル信号処理部２０の構成要素である時間平均算出部２１、同期確立部２２、補償ベクトル算出処理部２３及び移相器制御装置２７のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、ディジタル信号処理部２０がコンピュータで構成されていてもよい。
　図３はディジタル信号処理部２０がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。
　ディジタル信号処理部２０がコンピュータで構成される場合、素子放射パターン記憶部２４及び参照パターン記憶部２５をコンピュータのメモリ４１上に構成するとともに、時間平均算出部２１、同期確立部２２、補償ベクトル算出部２６及び移相器制御装置２７の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリ４１に格納し、当該コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
　図４はこの発明の実施の形態１によるアンテナ装置のディジタル信号処理部２０の処理内容（アンテナ励振方法）を示すフローチャートである。
　次に動作について説明する。
　フェーズドアレーアンテナ１を構成している素子アンテナ２－１～２－Ｎが狭い間隔で配置されている場合、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じることがある。
　この実施の形態１では、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で生じている相互結合の影響を簡易な構成で速やかに補償することを目的としている。
　補償ベクトル算出処理部２３の素子放射パターン記憶部２４には、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナ２－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の放射パターンｇｎ（θｍ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ：ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）が記憶されている（図４のステップＳＴ１）。
　ｇｎ（θｍ）において、ｎはｎ番目の素子アンテナ２－ｎの放射パターンであることを意味し、ｍは素子アンテナ２－ｎから放射される電波におけるＭ個の角度方向（放射方向）の中のｍ番目の角度方向を意味している。
　この実施の形態１では、相互結合が生じている状態での素子アンテナ２－ｎの放射パターンｇｎ（θｍ）が、計算機のシミュレーション、あるいは、測定によって事前に得られているものとする。
　ただし、計算機のシミュレーションや測定によって放射パターンｇｎ（θｍ）が得られているものに限るものではなく、以下のようにして、放射パターンｇｎ（θｍ）が計算されているものであってもよい。
　Ｎ本の素子アンテナ２－１～２－Ｎの中で、或る１つの素子アンテナ２－ｎを注目し、その注目している素子アンテナ２－ｎ以外の全ての素子アンテナを無反射終端の状態とする。
　角度方向ｍ毎に、素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎを変化させる前のフェーズドアレーアンテナ１の合成電界の振幅レベルＡを測定したのち、素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎを変化させて、フェーズドアレーアンテナの合成電界の振幅レベルＢを測定し、その振幅レベルＡと振幅レベルＢの変化分Ｃ（＝Ａ－Ｂ）を算出する。
　そして、振幅レベルＡと振幅レベルＢの変化分Ｃから、素子アンテナ２－ｎの相対振幅値及び相対位相値を算出し、素子アンテナ２－ｎの相対振幅値及び相対位相値を素子アンテナ２－ｎの放射パターンｇｎ（θｍ）として素子放射パターン記憶部２４に格納する。
　なお、振幅レベルＡと振幅レベルＢの変化分Ｃから、素子アンテナ２－ｎの相対振幅値及び相対位相値を算出する処理は、例えば、以下の非特許文献２に開示されている。
［非特許文献２］
　真野清司 , 片木孝至, “フェイズドアレーアンテナの素子振幅位相測定法－素子電界ベクトル回転法 －,” 信学論(B), vol.J65-B, no.5, pp. 555-560, May 1982.
　補償ベクトル算出処理部２３の参照パターン記憶部２５には、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）が記憶されている（ステップＳＴ２）。
　Ｅ（θｍ）において、ｍはＭ個の角度方向（主ビームの放射方向）のうち、ｍ番目の角度方向であることを意味している。
　この実施の形態１では、相互結合が生じていない状態での理想的なフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）が、計算機のシミュレーションによる事前の計算、あるいは、測定によって得られているものとする。
　補償ベクトル算出部２６は、素子放射パターン記憶部２４に記憶されている素子アンテナ２－ｎの放射パターンｇｎ（θｍ）と、参照パターン記憶部２５に記憶されているフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）とを用いて、下記の式（１）に示すように、素子アンテナ２－ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルｗｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を算出する（ステップＳＴ３）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　ただし、添字のＨはエルミート転置、添字の－１は逆行列を表している。
　移相器制御装置２７の切換回数設定部２８は、励振位相φｎの切換回数ｋを設定する（ステップＳＴ４）。
　励振位相設定部２９は、切換回数設定部２８が励振位相φｎの切換回数ｋを設定し、補償ベクトル算出部２６が補償ベクトルｗｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を算出すると、その励振位相φｎの切換回数ｋと補償ベクトルｗｎを用いて、素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎを設定する（ステップＳＴ５）。
　以下、励振位相設定部２９による素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎの設定処理を具体的に説明する。
　励振位相設定部２９は、励振位相φｎの切換回数ｋが例えば２であれば、切換回数分（２回分）の励振位相φｎｋとして、共役関係がある励振位相φｎ１と励振位相φｎ２を用意する。この例では、共役関係があるため、φｎ２＝－φｎ１である。
　また、切換回数分の励振位相φｎｋの更新回数が例えばＧ回であれば、励振位相φｎ１又は励振位相φｎ２のうち、少なくとも一方を少し変化させて、互いに異なる励振位相φｎ１，φｎ２のペアをＧ個用意する。
　励振位相設定部２９は、Ｇ組の励振位相φｎ１，φｎ２の中から、１組の励振位相φｎ１，φｎ２を順番に選択し、その選択した励振位相φｎ１，φｎ２と既知である素子アンテナ２－ｎの振幅ａｎとを用いて、下記の式（２）に示すように、振幅位相ベクトルｈｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　励振位相設定部２９は、Ｇ組の励振位相φｎ１，φｎ２の中から、１組の励振位相φｎ１，φｎ２を順番に選択して、Ｇ個の振幅位相ベクトルｈｎを算出すると、Ｇ個の振幅位相ベクトルｈｎの中から、１個の振幅位相ベクトルｈｎを順番に選択し、下記の式（３）に示すように、その選択した振幅位相ベクトルｈｎと補償ベクトル算出部２６により算出された補償ベクトルｗｎとの差分を示す評価関数ｆ（ｎ，ｋ）を算出する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　励振位相設定部２９は、Ｇ個の評価関数ｆ（ｎ，ｋ）を算出すると、Ｇ個の評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の関数値を比較することで、Ｇ個の評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の中で、関数値が最小（ｗｎとｈｎの差分が最小）となっている評価関数ｆ（ｎ，ｋ）を特定し、その評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の算出に用いている１組の励振位相φｎ１，φｎ２を特定する。
　励振位相設定部２９は、１組の励振位相φｎ１，φｎ２を特定すると、その励振位相φｎ１を１回目の素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎ（切換前の励振位相）に設定し、その励振位相φｎ２を２回目の素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎ（切換後の励振位相）に設定する。
　ここでは、Ｇ個の評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の関数値を比較することで、Ｇ個の評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の中で、関数値が最小となっている評価関数ｆ（ｎ，ｋ）を特定して、その評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の算出に用いている１組の励振位相φｎ１，φｎ２を特定する例を示しているが、評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の関数値が最小となる１組の励振位相φｎ１，φｎ２を遺伝的アルゴリズムなどによって算出するようにしてもよい。
　また、ここでは、励振位相φｎの切換回数ｋが２である例を示しているが、励振位相φｎの切換回数ｋは２に限るものではなく、例えば、４や６などでもよい。励振位相φｎの切換回数ｋが４であれば、関数値が最小となる評価関数ｆ（ｎ，ｋ）の算出に用いている１組の励振位相φｎ１，φｎ２，φｎ３，φｎ４を特定する。そして、その励振位相φｎ１を１回目の素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎに設定し、その励振位相φｎ２を２回目の素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎに設定し、その励振位相φｎ３を３回目の素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎに設定し、その励振位相φｎ４を４回目の素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎに設定する。
　また、ここでは、切換回数分（２回分）の励振位相φｎｋとして、共役関係がある励振位相φｎ１と励振位相φｎ２を用意している例を示しているが、励振位相φｎ１と励振位相φｎ２が共役関係にあることは必須ではない。ただし、励振位相φｎ１と励振位相φｎ２が共役関係にある場合、式（２）に示している振幅位相ベクトルｈｎのうち、素子アンテナ２－ｎの振幅ａｎを除く部分をｃｏｓ（φｎ１）で表すことができるため、計算の簡単化を図ることができる。
　励振位相出力部３０は、同期確立部２２から励振位相の出力指令又は励振位相の切換指令を受けると、励振位相設定部２９により設定された素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮを移相器３－１～３－Ｎに出力する（ステップＳＴ６）。
　即ち、励振位相出力部３０は、例えば、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋが２であれば、同期確立部２２から励振位相の出力指令を受けると、１回目の素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮとして、励振位相φ１１～φＮ１を移相器３－１～３－Ｎに出力する。その後、同期確立部２２から励振位相の切換指令を受けると、２回目の素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮとして、励振位相φ１２～φＮ２を移相器３－１～３－Ｎに出力する。
　フェーズドアレーアンテナ１を構成している素子アンテナ２－１～２－Ｎは、到来電波である高周波信号を受信し、その高周波信号を移相器３－１～３－Ｎに出力する。
　移相器３－１～３－Ｎは、移相器制御装置２７の励振位相出力部３０から励振位相φ１～φＮを受けると、その励振位相φ１～φＮにしたがって素子アンテナ２－１～２－Ｎから出力された高周波信号の位相を変化させる。
　電力合成器４は、移相器３－１～３－Ｎにより位相が変化されたＮ個の高周波信号を合成する。
　受信機１１は、電力合成器４がＮ個の高周波信号を合成すると、合成後の高周波信号を検波する。
　Ａ／Ｄ変換器１２は、受信機１１により検波されたアナログの高周波信号をディジタル信号に変換し、ディジタルの高周波信号をディジタル信号処理部２０の時間平均算出部２１に出力する。
　ディジタル信号処理部２０の同期確立部２２は、励振位相出力部３０から出力される励振位相の切換周期と、時間平均算出部２１による高周波信号の蓄積周期との同期を図る処理を実施する。
　即ち、同期確立部２２は、例えば、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋが２であれば、１回目の素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮとして、励振位相φ１１～φＮ１が設定されているときの高周波信号が時間平均算出部２１で蓄積され、また、２回目の素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮとして、励振位相φ１２～φＮ２が設定されているときの高周波信号が時間平均算出部２１で蓄積されるようにするため、１回目の励振位相φ１～φＮの設定時には、励振位相の出力指令を励振位相出力部３０に出力すると同時に、１回目の高周波信号の蓄積指令を時間平均算出部２１に出力する。
　また、２回目の励振位相φ１～φＮの設定時には、励振位相の切換指令を励振位相出力部３０に出力すると同時に、２回目の高周波信号の蓄積指令を時間平均算出部２１に出力する。
　さらに、２回目の励振位相φ１～φＮの設定期間が完了すると、時間平均の算出指令を時間平均算出部２１に出力する。
　時間平均算出部２１は、Ａ／Ｄ変換器１２からディジタルの高周波信号を受けると、その高周波信号を蓄積し、同期確立部２２の指示の下、その蓄積した高周波信号の時間平均を算出する。
　即ち、時間平均算出部２１は、例えば、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋが２であれば、同期確立部２２から１回目の高周波信号の蓄積指令を受けると、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたディジタルの高周波信号を蓄積する（ステップＳＴ７）。
　時間平均算出部２１は、未だ切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋ分の高周波信号の蓄積が完了しておらず（ステップＳＴ８：ＮＯの場合）、同期確立部２２から２回目の高周波信号の蓄積指令を受けると、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたディジタルの高周波信号を蓄積する（ステップＳＴ７）。
　時間平均算出部２１は、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋ分の高周波信号の蓄積が完了し（ステップＳＴ８：ＹＥＳの場合）、同期確立部２２から時間平均の算出指令を受けると、蓄積していた高周波信号の時間平均を算出する（ステップＳＴ９）。
　ここでは、時間平均算出部２１がＡ／Ｄ変換器１２から出力されたディジタルの高周波信号を蓄積し、その蓄積した高周波信号の時間平均を算出するものを示したが、時間平均算出部２１がＡ／Ｄ変換器１２から出力されたディジタルの高周波信号を離散フーリエ変換して周波数帯域の信号を得ることで、その高周波信号の時間平均を求めるようにしてもよい。
　図５はアンテナ放射パターンの具体例を示す説明図である。
　図５では、フェーズドアレーアンテナ１が１６本の素子アンテナ２－１～２－１６で構成されており、角度方向のデータ数が１８１（Ｍ＝１８１）、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋが２である例を示している。ただし、素子アンテナの本数、角度方向のデータ数、励振位相φｎの切換回数ｋは、単なる一例であり、任意に変更してもよい。
　図５において、横軸が角度方向、縦軸が振幅を示しており、Ｘ（実線）は参照パターン記憶部２５に記憶されている相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の理想的な放射パターンである。
　また、Ｙ（点線）は相互結合の影響が補償されていない状態での放射パターン、Ｚ（破線）は実施の形態１によって相互結合の影響が補償された状態での放射パターンを示している。
　図５より、相互結合の影響が補償されていない状態では、サイドローブレベルが高い放射パターンＹとなるが、実施の形態１によって相互結合の影響が補償されることで、理想的な放射パターンＸに近い放射パターンＺが得られることが分かる。
　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナ２－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の放射パターンｇｎ（θｍ）と、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）とを用いて、素子アンテナ２－ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルｗｎを算出する補償ベクトル算出部２６を設け、移相器制御装置２７が、補償ベクトル算出部２６により算出された補償ベクトルｗｎを用いて、素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮを設定し、その励振位相φ１～φＮを移相器３－１～３－Ｎに指示するように構成したので、段階的な演算処理を実施することなく、速やかに素子アンテナ２－１～２－Ｎの間の相互結合の影響を補償することができる振幅制御用デバイスが不要なアンテナ装置が得られる効果を奏する。
実施の形態２．
　上記実施の形態１では、フェーズドアレーアンテナ１が受信アンテナとして使用されるものを示したが、フェーズドアレーアンテナ１が送信アンテナとして使用されるものであってもよい。
　図６はこの発明の実施の形態２によるアンテナ装置を示す構成図であり、図６において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　送信機５１は送信対象の高周波信号を電力分配器５２に出力する通信装置である。
　電力分配器５２は送信機５１から出力された高周波信号を移相器３－１～３－Ｎに等分配する分配回路である。
　励振時間制御部５３は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、励振位相出力部３０から出力される励振位相の切換タイミングを制御する処理を実施する。
　図６の例では、アンテナ装置のディジタル信号処理部２０の構成要素である補償ベクトル算出処理部２３、移相器制御装置２７及び励振時間制御部５３のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、ディジタル信号処理部２０がコンピュータで構成されていてもよい。
　ディジタル信号処理部２０がコンピュータで構成される場合、素子放射パターン記憶部２４及び参照パターン記憶部２５を図３に示すコンピュータのメモリ４１上に構成するとともに、補償ベクトル算出部２６、移相器制御装置２７及び励振時間制御部５３の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリ４１に格納し、当該コンピュータのプロセッサ４２がメモリ４１に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
　図７はこの発明の実施の形態２によるアンテナ装置のディジタル信号処理部２０及び時間平均算出部６５等の処理内容（アンテナ励振方法）を示すフローチャートである。
　受信アンテナ６１はフェーズドアレーアンテナ１を構成している素子アンテナ２－１～２－Ｎから送信された高周波信号を受信するアンテナである。
　受信機６２は受信アンテナ６１により受信された高周波信号を検波する通信装置である。
　Ａ／Ｄ変換器６３は受信機６２により検波されたアナログの高周波信号をディジタル信号に変換し、ディジタルの高周波信号を時間平均算出部６５に出力する。
　切換周期記憶部６４は例えばＲＡＭやハードディスクなどの記憶装置で構成されており、励振時間制御部５３から最初にタイミング信号が出力される時刻と、励振位相の切換タイミングとして、その励振位相の切換周期を記憶している。
　時間平均算出部６５は例えばＣＰＵを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどから構成されており、切換周期記憶部６４に記憶されている切換周期毎に、Ａ／Ｄ変換器６３から出力されたディジタルの高周波信号を蓄積し、その蓄積した高周波信号の時間平均を算出する処理を実施する。
　次に動作について説明する。
　補償ベクトル算出処理部２３の素子放射パターン記憶部２４には、上記実施の形態１と同様に、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナ２－ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の放射パターンｇｎ（θｍ）（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ：ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）が記憶されている（図７のステップＳＴ１１）。
　補償ベクトル算出処理部２３の参照パターン記憶部２５には、上記実施の形態１と同様に、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ）が記憶されている（ステップＳＴ１２）。
　補償ベクトル算出部２６は、上記実施の形態１と同様に、素子放射パターン記憶部２４に記憶されている素子アンテナ２－ｎの放射パターンｇｎ（θｍ）と、参照パターン記憶部２５に記憶されているフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）とを用いて、上記の式（１）に示すように、素子アンテナ２－ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルｗｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を算出する（ステップＳＴ１３）。
　移相器制御装置２７の切換回数設定部２８は、上記実施の形態１と同様に、励振位相φｎの切換回数ｋを設定する（ステップＳＴ１４）。
　励振位相設定部２９は、切換回数設定部２８が励振位相φｎの切換回数ｋを設定し、補償ベクトル算出部２６が補償ベクトルｗｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を算出すると、上記実施の形態１と同様に、その励振位相φｎの切換回数ｋと補償ベクトルｗｎを用いて、素子アンテナ２－ｎの励振位相φｎを設定する（ステップＳＴ１５）。
　励振時間制御部５３は、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋに応じて励振位相φｎの切換タイミングを制御する。
　例えば、時間平均算出部６５による高周波信号の蓄積周期をＴとする場合には、励振位相φｎの切換時刻ｔを現在時刻からＴ×（ｊ－１）＋ｂだけ時間が経過した時刻に決定して、その切換時刻ｔに励振位相φｎの切換タイミングを示すタイミング信号を励振位相出力部３０に出力する。ただし、ｊ＝１，２，・・・，ｋ－１、ｂは定数である。この例では、現在時刻から時間ｂだけ経過した時刻に、最初のタイミング信号が励振位相出力部３０に出力されることになる。
　励振位相出力部３０は、励振時間制御部５３からタイミング信号を受けると、励振位相設定部２９により設定された素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮを移相器３－１～３－Ｎに出力する（ステップＳＴ１６）。
　即ち、励振位相出力部３０は、例えば、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋが２であれば、励振時間制御部５３から１回目のタイミング信号を受けると、１回目の素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮとして、励振位相φ１１～φＮ１を移相器３－１～３－Ｎに出力する。その後、励振時間制御部５３から２回目のタイミング信号を受けると、２回目の素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮとして、励振位相φ１２～φＮ２を移相器３－１～３－Ｎに出力する。
　送信機５１は、送信対象の高周波信号を電力分配器５２に出力する。
　電力分配器５２は、送信機５１から高周波信号を受けると、その高周波信号を移相器３－１～３－Ｎに等分配する。
　移相器３－１～３－Ｎは、移相器制御装置２７の励振位相出力部３０から励振位相φ１～φＮを受けると、その励振位相φ１～φＮにしたがって電力分配器５２により等分配された高周波信号の位相を変化させる。
　フェーズドアレーアンテナ１を構成している素子アンテナ２－１～２－Ｎは、移相器３－１～３－Ｎにより位相が変化された高周波信号を空間に放射する（ステップＳＴ１７）。
　受信アンテナ６１は、フェーズドアレーアンテナ１を構成している素子アンテナ２－１～２－Ｎから放射された高周波信号を受信する（ステップＳＴ１８）。
　受信機６２は、受信アンテナ６１により受信された高周波信号を検波する。
　Ａ／Ｄ変換器６３は、受信機６２により検波されたアナログの高周波信号をディジタル信号に変換し、ディジタルの高周波信号を時間平均算出部６５に出力する。
　時間平均算出部６５は、切換周期記憶部６４に記憶されている励振時間制御部５３から最初にタイミング信号が出力される時刻と、励振位相の切換周期とを参照して、素子アンテナ２－１～２－Ｎにおける励振位相φｎの切換タイミングを把握することで、高周波信号の蓄積時刻と時間平均の算出時刻とを認識する。
　時間平均算出部６５は、高周波信号の蓄積時刻になると、Ａ／Ｄ変換器１２から出力された高周波信号を蓄積する（ステップＳＴ１９）。
　切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋ分の高周波信号の蓄積が完了するまで、ステップＳＴ１６～ＳＴ１９の処理が繰り返し実施される（ステップＳＴ２０）。
　時間平均算出部６５は、切換回数設定部２８により設定された励振位相φｎの切換回数ｋ分の高周波信号の蓄積が完了し（ステップＳＴ２０：ＹＥＳの場合）、時間平均の算出時刻になると、蓄積していた高周波信号の時間平均を算出する（ステップＳＴ２１）。
　ここでは、時間平均算出部６５がＡ／Ｄ変換器６３から出力されたディジタルの高周波信号を蓄積し、その蓄積した高周波信号の時間平均を算出するものを示したが、時間平均算出部６５がＡ／Ｄ変換器６３から出力された高周波信号を離散フーリエ変換して周波数帯域の信号を得ることで、その高周波信号の時間平均を求めるようにしてもよい。
　以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナ２－ｎの放射パターンｇｎ（θｍ）と、素子アンテナ２－１～２－Ｎの間で相互結合が生じていない状態でのフェーズドアレーアンテナ１の放射パターンＥ（θｍ）とを用いて、素子アンテナ２－ｎが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルｗｎを算出する補償ベクトル算出部２６を設け、移相器制御装置２７が、補償ベクトル算出部２６により算出された補償ベクトルｗｎを用いて、素子アンテナ２－１～２－Ｎの励振位相φ１～φＮを設定し、その励振位相φ１～φＮを移相器３－１～３－Ｎに指示するように構成したので、段階的な演算処理を実施することなく、速やかに素子アンテナ２－１～２－Ｎの間の相互結合の影響を補償することができる振幅制御用デバイスが不要なアンテナ装置が得られる効果を奏する。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明に係るアンテナ装置は、フェーズドアレーアンテナを構成している複数の素子アンテナの励振位相を時分割で変化させて、複数の素子アンテナの間の相互結合の影響を補償する必要があるものに適している。
　１　フェーズドアレーアンテナ、２－１～２－Ｎ　素子アンテナ、３－１～３－Ｎ　移相器、４　電力合成器（信号合成部）、１１　受信機、１２　Ａ／Ｄ変換器、２１　時間平均算出部、２２　同期確立部、２３　補償ベクトル算出処理部、２４　素子放射パターン記憶部（第１の放射パターン記憶部）、２５　参照パターン記憶部（第２の放射パターン記憶部）、２６　補償ベクトル算出部、２７　移相器制御装置（制御部）、２８　切換回数設定部、２９　励振位相設定部、３０　励振位相出力部、３１　時間平均算出処理回路、３２　同期確立処理回路、３３　補償ベクトル算出処理回路、３４　移相器制御処理回路、４１　メモリ、４２　プロセッサ、５１　送信機、５２　電力分配器、５３　励振時間制御部、６１　受信アンテナ、６２　受信機、６３　Ａ／Ｄ変換器、６４　切換周期記憶部、６５　時間平均算出部。

Claims (11)

  1. 　フェーズドアレーアンテナを構成している複数の素子アンテナと、
    　前記素子アンテナの励振位相を制御する複数の移相器と、
    　前記複数の素子アンテナの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナの放射パターンを記憶している第１の放射パターン記憶部と、
    　前記複数の素子アンテナの間で相互結合が生じていない状態での前記フェーズドアレーアンテナの放射パターンを記憶している第２の放射パターン記憶部と、
    　前記第１及び第２の放射パターン記憶部に記憶されている放射パターンを用いて、前記素子アンテナ毎に、当該素子アンテナが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルを算出する補償ベクトル算出部と、
    　前記補償ベクトル算出部により算出された補償ベクトルを用いて、前記複数の素子アンテナの励振位相を設定し、前記励振位相を前記複数の移相器に指示する制御部と
    　を備えたアンテナ装置。
  2. 　前記複数の素子アンテナにより受信された信号を合成する信号合成部と、
    　前記信号合成部により合成された信号を検波する受信機と、
    　前記受信機により検波された信号を蓄積し、その蓄積した信号の時間平均を算出する時間平均算出部と、
    　前記制御部から出力される励振位相の切換周期と、前記時間平均算出部による信号の蓄積周期との同期を図る同期確立部と
    　を備えたことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 　前記時間平均算出部は、前記受信機により検波された信号を離散フーリエ変換することで、前記受信機により検波された信号の時間平均を求めることを特徴とする請求項２記載のアンテナ装置。
  4. 　前記複数の素子アンテナから送信された信号を受信する受信アンテナと、
    　前記受信アンテナにより受信された信号を検波する受信機と、
    　前記制御部から出力される励振位相の切換周期を記憶している切換周期記憶部と、
    　前記切換周期記憶部に記憶されている切換周期毎に、前記受信機により検波された信号を蓄積し、その蓄積した信号の時間平均を算出する時間平均算出部と
    　を備えたことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  5. 　前記時間平均算出部は、前記受信機により検波された信号を離散フーリエ変換することで、前記受信機により検波された信号の時間平均を求めることを特徴とする請求項４記載のアンテナ装置。
  6. 　前記制御部は、
    　励振位相の切換回数を設定する切換回数設定部と、
    　前記切換回数設定部により設定された切換回数と前記補償ベクトル算出部により算出された補償ベクトルとを用いて、前記複数の素子アンテナの励振位相を設定する励振位相設定部と、
    　前記励振位相設定部により設定された複数の素子アンテナの励振位相を前記複数の移相器に指示する励振位相出力部とから構成されていることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  7. 　前記励振位相設定部は、前記素子アンテナ毎に、当該素子アンテナにおける前記切換回数分の励振位相を更新しながら、前記切換回数分の励振位相と当該素子アンテナの励振振幅から算出される振幅位相ベクトルと、前記補償ベクトル算出部により算出された当該素子アンテナの補償ベクトルとの差分を繰り返し算出して、その算出した複数の差分を比較し、前記更新している切換回数分の励振位相の中から、前記複数の差分の比較結果にしたがって当該素子アンテナの励振位相に設定する切換回数分の励振位相を選択することを特徴とする請求項６記載のアンテナ装置。
  8. 　前記励振位相設定部は、前記切換回数分の励振位相として、共役関係がある励振位相を用いることを特徴とする請求項７記載のアンテナ装置。
  9. 　前記第１の放射パターン記憶部は、前記素子アンテナ毎に、当該素子アンテナの励振位相を変化させて、前記フェーズドアレーアンテナの合成電界の振幅レベルの変化分を算出して、前記変化分から当該素子アンテナの相対振幅値及び相対位相値を算出し、当該素子アンテナの相対振幅値及び相対位相値を当該素子アンテナの放射パターンとして記憶していることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  10. 　前記第１の放射パターン記憶部は、計算機によるシミュレーションによって、前記複数の素子アンテナの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナの放射パターンを事前に求め、前記各素子アンテナの放射パターンを記憶していることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  11. 　複数の移相器が、フェーズドアレーアンテナを構成している複数の素子アンテナの励振位相を制御し、
    　補償ベクトル算出部が、前記複数の素子アンテナの間で相互結合が生じている状態での各素子アンテナの放射パターンと、前記複数の素子アンテナの間で相互結合が生じていない状態での前記フェーズドアレーアンテナの放射パターンとを用いて、前記素子アンテナ毎に、当該素子アンテナが受けている相互結合の影響を補償する補償ベクトルを算出し、
    　制御部が、前記補償ベクトル算出部により算出された補償ベクトルを用いて、前記複数の素子アンテナの励振位相を設定し、前記励振位相を前記複数の移相器に指示する
    　アンテナ励振方法。
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