JP2018054327A - レーダ装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】MIMOレーダにおける送信サブアレーの回路規模を削減すること。【解決手段】レーダ装置１０は、各々が複数の送信アンテナ１０９で構成される複数の送信サブアレーを切り替えてレーダ信号を送信するレーダ送信部１００と、レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を複数の受信アンテナ２０２を用いて受信するレーダ受信部２００と、を具備し、複数の送信サブアレーのうち、隣接する送信サブアレーの各々を構成する送信アンテナ１０９及び移相器１０７の少なくとも１つは重複する。【選択図】図６Ａ

Description

本開示は、レーダ装置に関する。
近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。
レーダ装置として、受信ブランチ及び送信ブランチに複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（MIMO（Multiple Input Multiple Output）レーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。
特開２０１４−９０４３２号公報
Jian Li, Stoica, Petre, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007
しかし、従来のMIMOレーダでは、回路規模が増大するという課題があった。
本開示の一態様は、MIMOレーダにおける回路規模を削減することができるレーダ装置を提供する。
本開示の一態様に係るレーダ装置は、各々が複数の送信アンテナ及び移相器で構成される複数の送信サブアレーを切り替えてレーダ信号を送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を複数の受信アンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記複数の送信サブアレーのうち、隣接する送信サブアレーの各々を構成する前記送信アンテナ及び前記移相器の少なくとも１つは重複する。
なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
本開示の一態様によれば、MIMOレーダにおける回路規模を削減することができる。
本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。
実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図 実施の形態１に係る送信サブアレーの切替制御の一例を示す図 実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図 実施の形態１に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図 アンテナ配置例１に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例１に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例１に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例１に係る移相器削減効果を示す図 アンテナ配置例２に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例２に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例２に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例３に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例３に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例３に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例４に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例４に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例４に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例５に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例５に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例５に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 実施の形態２に係る方向推定部の他の構成を示すブロック図 実施の形態２に係る方向推定部の動作説明に用いる３次元座標系を示す図 アンテナ配置例５に係る仮想面配置アレーアンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例６に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例６に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例６に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例６に係る仮想面配置アレーアンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例７に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例７に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例７に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例７に係る仮想面配置アレーアンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例８に係る送信サブアレーの配置例を示す図 アンテナ配置例８に係る受信アンテナの配置例を示す図 アンテナ配置例８に係る仮想受信アレーの配置例を示す図 アンテナ配置例８に係る仮想面配置アレーアンテナの配置例を示す図
［本開示の一態様をするに至った経緯］
例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。
広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。
一つ目は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。
二つ目は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。この構成では、送信ブランチでの送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信ブランチにおいて到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくCapon法及びLP（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくMUSIC（Multiple Signal Classification）及びESPRIT（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。
また、受信ブランチに加え、送信ブランチでも複数のアンテナを用いてビーム走査を行うMIMOレーダは、時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナから送信し、周辺物体で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、受信信号の各々から、多重された送信信号を分離して受信する。
また、MIMOレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（以下、仮想受信アレーと呼ぶ）を構成することができる。これにより、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができ、送受信アンテナ間隔を適切に配置することで、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。
また、MIMOレーダにおけるアンテナ素子構成として、１つのアンテナ素子を用いる構成（以下、単体アンテナと呼ぶ）と、複数のアンテナ素子を用いてサブアレー化した構成（以下、サブアレーと呼ぶ）とに大別される。
単体アンテナを用いた場合は、サブアレーを用いた場合と比較して、広い指向性を有する特性となるが、アンテナ利得は相対的に低くなる。そのため、レーダ反射波に対する受信SNR（Signal to Noise Ratio）を向上させるためには、受信信号処理において、より多くの加算処理を行うか、或いは、より多くのアンテナ素子を用いることが必要となり、構成が複雑化する。
一方、サブアレーを用いた場合は、単体アンテナを用いた場合と比較して、アンテナの物理的なサイズが大きくなる。具体的には、サブアレーの物理的なサイズは、送信信号の無線周波数（キャリア周波数）における波長程度以上となる。このため、物理的制約からサブアレーの間隔（素子間隔）を１波長以上拡げないと配置できないため、角度方向のグレーティングローブ又はサイドローブ成分の抑圧の工夫が必要となる。また、サブアレーを用いた場合は、単体アンテナを用いた場合と比較して、メインビーム方向のアンテナ利得を高めることができる。ただし、アンテナ利得を高めるほど、メインビームのビーム幅が狭まるため、検知範囲を広角化するには、メインビーム方向を可変する可変ビーム制御が必要となる。
特許文献１には、サブアレーを用いたMIMOレーダのアレー構成として、N個の送信サブアレーで送信し、M個の受信サブアレーで受信するMIMOレーダが開示されている。また、特許文献１には、送信サブアレーの移相器のウェイトを制御することで、送信サブアレーのメインビーム方向を可変とする構成が開示されている。サブアレー間の間隔が広いためにサイドローブが発生する課題に対して、特許文献１によれば、送信サブアレー及び受信サブアレーに最適なウェイトを適用することでサイドローブを抑圧する効果が得られる。
しかしながら、特許文献１に開示されたMIMOレーダにおいて、アンテナ開口面をN個の送信サブアレーに分割するためには、送信サブアレーのメインビーム方向を可変制御する位相調整機構（移相器）がサブアレーを構成するアンテナ素子毎に必要となる。例えば、N個の送信サブアレーがそれぞれNsa個のアンテナ素子から構成される場合、（Nsa×N）個の移相器が必要となり、MIMOレーダの回路規模が増大する。また、移相器間の調整のためのキャリブレーションもN個の送信サブアレー毎に必要となる。
本開示に係る一態様は、サイドローブ又はグレーティングローブ成分を抑圧しつつ、MIMOレーダにおける送信サブアレーの回路規模（例えば、移相器数）を削減することを目的とする。
以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
なお、以下では、レーダ装置の送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナ（送信サブアレー）を時分割で切り替えて、時分割多重された異なるレーダ送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行うMIMOレーダの構成について説明する。しかし、レーダ装置の構成は、これに限定されず、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、送信ブランチで複数の送信アンテナから符号分割多重された送信信号を送出し、受信ブランチで、受信処理を行う構成でもよい。
［実施の形態１］
［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。
レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、基準信号生成部３００と、制御部４００と、を有する。
レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信サブアレー＃１〜＃Ｎを時分割で切り替えて、レーダ送信信号を送信する。
レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）において反射されたレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部１００と同期した処理を行う。レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、少なくともターゲットの有無検出又は方向推定を行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）又は人を含む。
基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。
制御部４００は、レーダ送信部１００が生成するパルス符号、レーダ送信部１００による可変ビーム制御において設定する位相、及び、レーダ送信部１００が信号を増幅するレベルを、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に設定する。そして、制御部４００は、パルス符号を指示する制御信号（符号制御信号）、位相を指示する制御信号（移相制御信号）、及び、送信信号の増幅レベルを指示する制御信号（送信制御信号）を、レーダ送信信号生成部１０１、移相器１０７及び送信増幅部１０８にそれぞれ出力する。また、制御部４００は、レーダ送信部１００における送信サブアレー＃１〜＃Ｎの切替タイミング（つまり、レーダ送信信号の出力切替）を指示する出力切替信号を、レーダ受信部２００（加算部２１１及び出力切替部２１２）に出力する。
［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、送信周波数変換部１０５と、電力分配器１０６と、移相器１０７と、送信増幅部１０８と、送信アンテナ１０９と、を有する。
なお、以下では、符号化パルスレーダを用いた構成を一例として示すが、これに限定されず、FM-CW（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダ等の周波数変調を用いたレーダ送信信号に対しても同様に適用することが可能である。
また、レーダ送信部１００は、N個の送信サブアレー（＃１〜＃Ｎ）を有する。各送信サブアレーは、同数のNsa個の送信アンテナ１０９（及び送信増幅部１０８、移相器１０７）で構成される。また、隣接する送信サブアレー間では、（Nsa−１）個の送信アンテナ１０９（アンテナ素子）、送信増幅部１０８及び移相器１０７が重複して含まれる構成を採る。
ここで、N及びNsaは、N＞１、Nsa＞１となる整数値である。したがって、レーダ送信部１００において、N個の送信サブアレーに含まれる全ての送信アンテナ１０９、送信増幅部１０８及び移相器１０７の数は、（Nsa＋N＋１）個となる。
なお、図１に示すレーダ送信部１００では、複数の送信サブアレーに、同数（Nsa個）のアンテナ素子（送信アンテナ１０９）が含まれる構成を示しているが、各送信サブアレーに含まれるアンテナ素子数は異なってもよい（詳細は後述する）。
レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロック（クロック信号）を生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、制御部１００からの所定のレーダ送信周期（Tr）毎の符号制御信号に基づいて、レーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、y(kt, M)=I(kt, M)+j Q(kt, M)で表される。ここで、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。また、I(kt、M)及びQ(kt、M)は、第M番目のレーダ送信周期における離散時刻ktにおけるレーダ送信信号（kt,M）の同相成分（In-Phase成分）、及び直交成分（Quadrature成分）をそれぞれ表す。
レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。
具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期（Tr）毎の符号制御信号に基づいて、第M番目のレーダ送信周期における符号長Lの符号系列の符号an(M)（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。符号生成部１０２において生成される符号an(M)には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Barer符号、M系列符号、Gold符号などが挙げられる。なお、符号生成部１０２で生成される符号aｎ（M）は同一の符号であっても、異なる符号が含まれてもよい。
変調部１０３は、符号生成部１０２から出力される符号an(M)に対してパルス変調（振幅変調、ASK（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（PSK：Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。
ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信周波数変換部１０５へ出力する。
送信周波数変換部１０５は、ＬＰＦ１０４から出力されるベースバンドのレーダ送信信号を所定のキャリア周波数（Radio Frequency: RF）帯でのレーダ送信信号に周波数変換する。
電力分配器１０６は、送信周波数変換部１０５から出力される無線周波数帯のレーダ送信信号を、(Nsa＋N＋１)個に分配し、各移相器１０７に出力する。
各送信サブアレー＃１〜＃Ｎは、Nsa個の送信アンテナ１０９を有する。各送信アンテナ１０９は、それぞれ個別の送信増幅部１０８に接続されており、送信増幅部１０８からの信号を送信サブアレー単位で空間に放射する。
移相器１０７は、制御部４００から指示されるレーダ送信周期（Tr）毎の移相制御信号に基づいて、電力分配器１０６から出力されるレーダ送信信号に対して位相を調整する。
送信増幅部１０８は、制御部４００から指示されるレーダ送信周期（Tr）毎の送信制御信号に基づいて、移相器１０７から出力されるレーダ送信信号を所定レベルに増幅して出力するか、或いは送信出力をOFFとする。
図２は、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号を示す。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。符号送信区間Tw内には符号長Lのパルス符号系列が含まれる。１つの符号には、L個のサブパルスが含まれる。また、１つのサブパルスあたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。また、レーダ送信周期Trにおける無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。
次に、制御部４００による、送信サブアレー＃１〜＃Ｎからのレーダ送信信号の出力切替動作について説明する。
図３は、制御部４００による各送信サブアレー＃１〜＃Ｎの時分割切替動作の一例を示す。図３において、制御部４００は、レーダ送信周期Tr毎に、送信サブアレー＃１から送信サブアレー＃Ｎまで順に、各送信サブアレーからの出力を切り替える指示をする制御信号（符号制御信号、移相制御信号、送信制御信号）をレーダ送信部１００へ出力する。また、制御部４００は、各送信サブアレーの送信出力期間を（Tr×Nb）とし、全ての送信サブアレーの送信出力期間（Tr×Np）=（Tr×Nb×N）の切替動作を、Nc回繰り返す制御を行う。また、後述するレーダ受信部２００は、制御部４００の切替動作に基づいて測位処理を行う。
例えば、制御部４００は、送信サブアレーからの送信ビーム方向を測位処理毎に可変としてもよい。これにより、レーダ装置１０では、広角範囲の測位が可能となる。
例えば、送信サブアレー＃１からレーダ送信信号を送信する場合、制御部４００は、送信サブアレー＃１に含まれる移相器１０７−１〜１０７−Ｎｓａに対して、所定の方向に主ビームが向くように指示する移相情報を含む移相制御信号を出力し、送信サブアレー＃１に含まれない移相器１０７に対する移相情報を更新しない。また、制御部４００は、送信サブアレー＃１に含まれる送信増幅部１０８−１〜１０８−Ｎｓａに対して、入力信号を所定レベルに増幅するように指示する送信制御信号を出力し、送信サブアレー＃１に含まれない送信増幅部１０８に対して、送信出力をOFFとするように指示する送信制御信号を出力する。
同様に、送信サブアレー＃２からレーダ送信信号を送信する場合、制御部４００は、送信サブアレー＃２に含まれる移相器１０７−２〜１０７−（Ｎｓａ＋１）に対して、送信サブアレー＃１の場合と同じ所定の方向に主ビームが向くように指示する移相情報を含む移相制御信号を出力し、送信サブアレー＃２に含まれない移相器１０７に対する移相情報を更新しない。また、制御部４００は、送信サブアレー＃２に含まれる送信増幅部１０８−２〜１０８−（Ｎｓａ＋１）に対して、入力信号を所定レベルに増幅するように指示する送信制御信号を出力し、送信サブアレー＃２に含まれない送信増幅部１０８に対して、送信出力をOFFとするように指示する送信制御信号を出力する。
以降、制御部４００は、送信サブアレー＃３〜＃Ｎに対して同様の制御を順に行う。
以上、制御部４００によるレーダ送信信号の出力切替動作について説明した。
なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図４に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図１）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログのベースバンド信号に変換する。
［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナ（受信アレーアンテナ部）を構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａと、方向推定部２１４と、を有する。
各受信アンテナ２０２は、測定ターゲット（物体）を含む反射物体に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。
各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。なお、受信無線部２０３及び信号処理部２０７は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロック（基準クロック信号）を生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作することにより、レーダ送信部１００との同期を確保する。
各受信無線部２０３は、増幅部２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。具体的には、第ｚ番目の受信無線部２０３において、増幅器２０４は、第ｚ番目の受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。ここで、z=1，…，Naである。
各信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、相関演算部２１０と、加算部２１１と、出力切替部２１２と、ドップラ解析部２１３−１〜２１３−Ｎと、を有する。
第ｚ番目の信号処理部２０７において、ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。
ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。
以下の説明では、I信号Iz(k, M)及びQ信号Qz(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号xz(k, M)＝Iz(k, M)+j Qz(k, M)と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Trが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に計測を行う。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。
第ｚ番目の信号処理部２０７において、相関演算部２１０は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値xz(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号an(M)（ただし、z=1,…,Na、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１０は、離散サンプル値xz(k, M)と、パルス符号an(M)とのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値ACz(k, M)は、式（１）に基づき算出される。
Figure 2018054327
式（１）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。
相関演算部２１０は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。
なお、相関演算部２１０は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１０の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１０は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図５に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。
これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１０による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１１、出力切替部２１２、ドップラ解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。
第ｚ番目の信号処理部２０７において、加算部２１１は、制御部４００から出力される出力切替信号に基づいて、第ND番目の送信サブアレー（#ND）から連続的に送信されるレーダ送信周期Trの複数回Nbの期間（Tr×Nb）を単位として、離散時刻k毎に相関演算部２１０から受け取る相関演算値ACz(k, M)を用いて、加算（コヒーレント積分）処理を行う。ここで、ND=1,…,N、z=1,…,Naである。
期間（Tr×Nb）に渡る加算（コヒーレント積分）処理は式（２）で表される。
Figure 2018054327
ここで、CIz (ND)(k, m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶ）を表し、ｍは加算部２１１における加算回数の序数を示す１以上の整数である。また、z=1,…,Naである。
なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、加算回数は、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これは、ターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるため、Np（=N×Nb）は小さい値となり、加算部２１１での加算による利得向上効果が小さくなるためである。
第ｚ番目の信号処理部２０７において、出力切替部２１２は、制御部４００から出力される出力切替信号に基づいて、第NDの送信サブアレーから連続的に送信されるレーダ送信周期Trの複数回Nbの期間（Tr×Nb）を単位に加算した、離散時刻ｋ毎の加算結果CIz (ND)（ｋ，m）を、第NDのドップラ解析部２１３−ＮＤに択一的に切り替えて出力する。ここで、ND=1,…,N、ｚ＝1,…,Naである。
各信号処理部２０７は、送信サブアレーと同数のN個のドップラ解析部２１３−１〜２１３−Ｎを有する。
ドップラ解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１のNc個の出力であるCIz (ND)(k, Nc(w-1)+1)〜CIz (ND)（k，Nc×w）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラ解析部２１３は、式（３）に示すように、2Nf個の異なるドップラ周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tr×Nb）ΔΦを補正した後に、コヒーレント積分を行う。
Figure 2018054327
ここで、FT_CIz (ND)(k, fs, w)は、第ｚ番目の信号処理部２０７における第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３−ＮＤにおける第ｗ番目の出力であり、加算部２１１の第ＮＤ番目の出力に対する、離散時刻ｋでのドップラ周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、ND=1〜Naであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは自然数であり、ΔΦは位相回転単位である。
これにより、各信号処理部２０７は、離散時刻ｋ毎の2Nf個のドップラ周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CIz (ND)(k, -Nf+1,w),…, FT_CIz (ND)(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Tｒの複数回Nb×Ncの期間（Tr×Nb×Nc）毎に得る。なお、ｊは虚数単位であり、z=1,…,Naである。
ΔΦ＝1/Ncとした場合、上述したドップラ解析部２１３の処理は、サンプリング間隔Tm＝（Tr×Np）、サンプリング周波数ｆm=1/Tmで加算部２１１の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。
また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラ周波数解析部２１３では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を削減できる。なお、Nf>Ncでは、q＞Ncとなる領域においてCIz (ND)（k、Nc(w-1)+q）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を削減できる。
また、ドップラ解析部２１３において、ＦＦＴ処理の代わりに、上式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラ解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１１のNc個の出力であるCIz (ND)(k, Nc(w-1)+q+1)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πfsTrNbqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q＝0〜Nc−１である。
なお、以下の説明では、第１の信号処理部２０７から第Naの信号処理部２０７の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力FT_CIz (1)(k, fs, w), …, FT_CIz (Na)(k, fs, w)を、式（４）（式（５））のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信サブアレー数Nと受信アンテナ２０２の数Naとの積であるN×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Naであり、ND＝１, …, Nである。また、次式では、各送信サブアレーからの送信時間差に起因するドップラ周波数（ｆｓΔφ）毎の位相回転を補正する処理を加えている。すなわち、第１の送信サブアレー（ND＝１）を基準として、第NDの送信サブアレーからのドップラ周波数（ｆｓΔφ）成分の受信信号 FT_CIz (Na)(k, fs, w)に対し、exp[-j2πfsΔφ(ND-1)TrNb]が乗算されている。
Figure 2018054327
Figure 2018054327
以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。
方向推定部２１４は、第１の信号処理部２０７〜第Naの信号処理部２０７から出力されるｗ番目のドップラ解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対して、送信サブアレー間及び受信アレーアンテナ間の移相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値h_cal[b]を乗算することで、アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）は式（６）で表される。なお、ｂ＝1,…,(N×Na)である。
Figure 2018054327
アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）は、Na×Nr個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）の各要素をh1（k, fs, w）,…,hNa×Nr（k, fs, w）と表記して、方向推定処理の説明に用いる。
そして、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて方向推定処理を行う。
方向推定部２１４は、方向推定評価関数値PH(θ, k, fs, w）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値とする。
なお、評価関数値PH(θ, k, fs, w）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。
（参考非特許文献１）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79
例えばビームフォーマ法は式（７）、式（８）のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。
Figure 2018054327
Figure 2018054327
ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、aH(θu)は、方位方向θuの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示すまた、θuは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β1で変化させたものである。例えば、θuは以下のように設定される。
θu＝θmin + uβ1、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β1]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。
なお、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換する際には式（９）を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C0は光速度を表す。
Figure 2018054327
また、ドップラ周波数情報は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラ周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換する際には式（１０）を用いて変換することができる。ここで、λは送信周波数変換部１０５から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。
Figure 2018054327
［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
以上の構成を有するレーダ装置１０におけるN個の送信サブアレー（送信アンテナ１０９）及びNa個の受信アンテナ２０２の配置について説明する。
＜アンテナ配置例１＞
図６Ａ〜図６Ｃは、アンテナ配置例１における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例１は、送信サブアレー数N=2、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数Nsa=3の場合のアンテナ配置を示す。
図６Ａに示すように、４個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−４が所定の方向（例えば、水平方向）に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図６Ａに示すように、各送信サブアレー＃１，＃２は、同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９から構成される。具体的には、送信サブアレー＃１は、送信アンテナ１０９−１〜１０９−３から構成され、送信サブアレー＃２は、送信アンテナ１０９−２〜１０９−４から構成される。すなわち、隣接する送信サブアレー間において、(Nsa-1)=2個の送信アンテナ１０９（図６Ａでは、送信アンテナ１０９−２，１０９−３）が重複している。
また、図６Ａでは、送信サブアレー＃１と送信サブアレー＃２との間の配置間隔（以下、送信サブアレー間隔と呼ぶ）はdHである。
また、図６Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。受信アンテナ２０２の素子間隔（配置間隔）は、送信サブアレー間隔ｄHに送信サブアレーの個数Nを乗算した値（ｄH×N）以上の値とする。図６Ｂでは、N＝２であり、受信アンテナ２０２の素子間隔は2dHである。
また、図６Ｃに示すように、図６Ａの送信サブアレー配置及び図６Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、６（=N×Na=（2×3））個のアンテナ素子によって構成される。図６Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図６Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図６Ｃに示す仮想受信アレーは６(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図６Ａに示すように送信サブアレーがｄH間隔で配置されていることから、仮想受信アレーの各アンテナ素子は、送信サブアレー間隔dHで等間隔に配置される。
これにより、例えば、キャリア周波数の波長λに対して、dH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図６Ｃに示す仮想受信アレーを用いて、±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブ成分及びサイロローブ成分を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
なお、dH=0.5λとした場合、送信サブアレーは2dH（つまり、１波長）以上のサイズとなる。ただし、図６Ａに示すように、隣接する送信サブアレー間において、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、送信サブアレー間隔（dH）を送信サブアレーのサイズ（2dH）よりも狭めることができる。また、隣接する送信サブアレー間において送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、レーダ送信部１００の送信アンテナ１０９、及び、各送信アンテナ１０９に対応する移相器１０７、送信増幅部１０８を削減することができる。
ここで、送信サブアレー数Nとし、各送信サブアレーが同数のNsa個の送信アンテナ１０９でそれぞれ構成され、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数を（Nsa−１）個とした場合の移相器１０７（送信増幅部１０８）の削減効果は式（１１）で表すことができる。なお、式（１１）では、隣接する送信サブアレー間において送信アンテナ１０９を重複させない場合を従来例として比較している。
Figure 2018054327
例えば、図６Ａに示すように、送信サブアレー数N=2とし、各送信サブアレーが同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９でそれぞれ構成され、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数を2(=Nsa-1)個とした場合、必要となる送信アンテナ１０９の数は、Nsa+（N-1)=3+(2-1)=4個となる。よって、この場合にレーダ装置１０が備える送信アンテナ１０９に対応する移相器１０７（及び送信増幅部１０８）の数は4個である。
一方、送信サブアレー数N=2とし、各送信サブアレーが同数の3(=Nsa)個の送信アンテナでそれぞれ構成され、隣接する送信サブアレー間において送信アンテナを重複させない場合、必要となる送信アンテナ数は、Nsa×N=3×2=6個となる。よって、この場合にレーダ装置が備える送信アンテナ（アンテナ素子）に対応する移相器（及び送信増幅部）数は6個である。
以上より、アンテナ配置例１では、従来例と比較して、移相器１０７（送信増幅部１０８）の数を2/3とする削減効果が得られる。
図７は、送信サブアレー数Nを2から8に可変にした際に、Nsaをパラメータとした場合（Nsa=2,3,4,8）の移相器１０７（送信増幅部１０８）の削減効果を示している。図７に示すように、N又はNsaが多いほど、移相器１０７（送信増幅部１０８）の削減効果が高くなることが分かる。
このように、アンテナ配置例１によれば、サイドローブ又はグレーティングローブ成分を抑圧しつつ、MIMOレーダにおける送信サブアレーの回路規模（例えば、移相器数）を削減することができる。
なお、図６Ａ、図６Ｂでは、N=２、Nsa=3とし、水平方向に、送信サブアレー及び受信アンテナ２０２を配置する構成を一例として示したが、各アンテナ数、及び、アンテナの配置方向はこれに限定されるものではない。このことは、後述する他のアンテナ配置においても同様である。
＜アンテナ配置例２＞
図８Ａ〜図８Ｃは、アンテナ配置例２における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例２は、送信サブアレー数N=3、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数Nsa=3の場合のアンテナ配置を示す。
図８Ａに示すように、５個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−５が所定の方向（例えば、水平方向）に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図８Ａに示すように、各送信サブアレー＃１〜＃３は、同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９から構成される。具体的には、送信サブアレー＃１は、送信アンテナ１０９−１〜１０９−３から構成され、送信サブアレー＃２は、送信アンテナ１０９−２〜１０９−４から構成され、送信サブアレー＃３は、送信アンテナ１０９−３〜１０９−５から構成される。すなわち、隣接する送信サブアレー間において、(Nsa-1)=2個の送信アンテナ１０９が重複している。
また、図８Ａでは、送信サブアレー＃１〜＃３の各送信サブアレー間隔はdHである。
また、図８Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。受信アンテナ２０２の素子間隔（配置間隔）は、送信サブアレー間隔ｄHに送信サブアレーの個数Nを乗算した値（ｄH×N）以上の値とする。図８Ｂでは、N＝3であり、受信アンテナ２０２の素子間隔は3dHである。
また、図８Ｃに示すように、図８Ａの送信サブアレー配置及び図８Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、９（=N×Na=（3×3））個のアンテナ素子によって構成される。図８Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6, #7, #8, #9）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図８Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図８Ｃに示す仮想受信アレーは９(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図８Ａに示すように送信サブアレーがｄH間隔で配置されていることから、仮想受信アレーの各アンテナ素子は、送信サブアレー間隔dHで等間隔に配置される。
これにより、例えば、キャリア周波数の波長λに対して、dH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図８Ｃに示す仮想受信アレーを用いて、±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブ成分及びサイロローブ成分を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
なお、dH=0.5λとした場合、送信サブアレーは2dH（つまり、１波長）以上のサイズとなる。ただし、図８Ａに示すように、隣接する送信サブアレー間において、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、送信サブアレー間隔（dH）を送信サブアレーのサイズ（2dH）よりも狭めることができる。また、隣接する送信サブアレー間において送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、レーダ送信部１００の送信アンテナ１０９、及び、各送信アンテナ１０９に対応する移相器１０７、送信増幅部１０８を削減することができる。
例えば、図８Ａに示すように、送信サブアレー数N=3とし、各送信サブアレーが同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９でそれぞれ構成され、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数を2(=Nsa-1)個とした場合、必要となる送信アンテナ１０９の数、つまり、必要となる移相器１０７（送信増幅部１０８）数は、Nsa+（N-1)=3+(3-1)=5個となる。よって、アンテナ配置例２では、送信サブアレー間において送信アンテナを重複させない場合（N×Nsa＝3×3=9個）と比較して、移相器１０７（送信増幅部１０８）の数を5/9とする削減効果が得られる。
＜アンテナ配置例３＞
アンテナ配置例１，２（図６，図８）では、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数（Nsa）、及び、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数（Nsa-1）が同数である場合について説明した。これに対して、アンテナ配置例３では、各送信サブアレーを構成するアンテナ数、及び、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数が異なる場合について説明する。
図９Ａ〜図９Ｃは、アンテナ配置例３における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例３は、送信サブアレー数N=3の場合のアンテナ配置を示す。
図９Ａに示すように、６個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−６が所定の方向（例えば、水平方向）に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図９Ａに示すように、各送信サブアレー＃１〜＃３は、３個、５個、５個の送信アンテナ１０９からそれぞれ構成される。つまり、送信サブアレー＃１と、送信サブアレー＃２，＃３とでは、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ数Nsaがそれぞれ異なる。
また、図９Ａに示すように、送信サブアレー＃１，＃２間では３個の送信アンテナ１０９が重複し、送信サブアレー＃２，＃３間では４個の送信アンテナ１０９が重複している。
また、図９Ａでは、送信サブアレー＃１〜＃３の各送信サブアレー間隔はdHである。
また、図９Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。受信アンテナ２０２の素子間隔（配置間隔）は、送信サブアレー間隔ｄHに送信サブアレーの個数Nを乗算した値（ｄH×N）以上の値とする。図９Ｂでは、N＝3であり、受信アンテナ２０２の素子間隔は3dHである。
また、図９Ｃに示すように、図９Ａの送信サブアレー配置及び図９Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、９（=N×Na=（3×3））個のアンテナ素子によって構成される。図９Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6, #7, #8, #9）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図９Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図９Ｃに示す仮想受信アレーは９(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図９Ａに示すように送信サブアレーがｄH間隔で配置されていることから、仮想受信アレーのアンテナ素子は、送信サブアレー間隔dHで等間隔に配置される。
これにより、例えば、キャリア周波数の波長λに対して、dH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図９Ｃに示す仮想受信アレーを用いて、±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブ成分及びサイドローブ成分を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
なお、dH =0.5λとした場合、送信サブアレーは2dH（つまり、１波長）以上のサイズとなる。ただし、図９Ａに示すように、隣接する送信サブアレー間において、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、送信サブアレー間隔（dH）を送信サブアレーのサイズ（2dH）よりも狭めることができる。また、隣接する送信サブアレー間において送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、レーダ送信部１００の送信アンテナ１０９、及び、各送信アンテナ１０９に対応する移相器１０７、送信増幅部１０８を削減することができる。
例えば、図９Ａに示すように、送信サブアレー数N=3とし、各送信サブアレーが３個、５個、５個の送信アンテナ１０９でそれぞれ構成され、隣接する送信サブアレー間において重複するアンテナ数を、送信サブアレー＃１，＃２間で３個とし、送信サブアレー＃２，＃３間で４個とした場合、必要となる送信アンテナ１０９の数、つまり、必要となる移相器１０７（送信増幅部１０８）数は６個となる。よって、アンテナ配置例３では、送信サブアレー間において送信アンテナを重複させない場合（3+5+5＝13個）と比較して、移相器１０７（送信増幅部１０８）の数を6/13とする削減効果が得られる。
＜アンテナ配置例４＞
アンテナ配置例１〜３（図６，図８、図９）では、所定の方向（例えば、水平方向）に、送信サブアレー（送信アンテナ１０９）及び受信アンテナ２０２を配置する構成を示し、方向推定部２１４は、当該所定の方向（水平方向（方位方向））のレーダ測位を行う構成を示した。
しかし、送信サブアレー及び受信アンテナ２０２を配置する方向は、これに限定されない。例えば、送信サブアレー及び受信アンテナ２０２を垂直方向に配置する構成でもよい。この場合、方向推定部２１４は、垂直方向（仰角方向）のレーダ測位が可能となる。
または、送信サブアレーを垂直方向に配置し、受信アンテナ２０２を水平方向に配置する構成でもよい。この場合、方向推定部２１４は、垂直方向（仰角方向）及び水平方向（方位方向）のレーダ測位が可能となる。なお、送信サブアレーを水平方向に配置し、受信アンテナ２０２を垂直方向に配置する構成でもよい。
また、アンテナ配置例１〜３（図６，図８、図９）では、直線状に送信サブアレーを配置する場合について説明したが、垂直方向及び水平方向に送信サブアレーを面的に配置してもよい。
図１０Ａ〜図１０Ｃは、送信サブアレーを面的に配置した場合の、送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。図１０Ａに示す送信サブアレーの構成により、レーダ装置１０は、水平方向（方位方向）に加え、垂直方向（仰角方向）でも指向性が絞られた送信ビームを形成することが可能となり、送信サブアレーの指向性利得を更に高めることができる。仰角方向の指向性ビーム方向は、所望方向に固定してもよいが、仰角方向でもビーム方向を可変することで、水平方向及び仰角方向の検知範囲を広角化することができる。
以上、本実施の形態に係るアンテナ配置例１〜４について説明した。
このように、本実施の形態では、レーダ装置１０は、各々が複数の送信アンテナ１０９及び移相器１０７で構成される複数の送信サブアレーを切り替えてレーダ送信信号を送信するレーダ送信部１００と、レーダ送信信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を複数の受信アンテナ２０２を用いて受信するレーダ受信部２００と、を具備する。また、本実施の形態では、複数の送信サブアレーのうち、隣接する送信サブアレーの各々を構成する送信アンテナ１０９及び移相器１０７の少なくとも１つは重複する。
これにより、複数の送信サブアレーを有するレーダ送信部１００における送信アンテナ１０９、及び、送信アンテナ１０９に対応する移相器１０７を削減することができる。また、隣接する送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させることにより、隣接する送信サブアレーの間隔を狭めることができる。よって、本実施の形態によれば、レーダ装置１０の回路規模の増大を抑えることができる。
また、本実施の形態では、複数の受信アンテナ２０２のうち、隣接する受信アンテナ２０２の配置間隔は、送信サブアレーの配置間隔（dH）に送信サブアレーの個数（N）を乗算した値（dH×N）以上の値である。これにより、送信サブアレーの配置及び受信アンテナ２０２の配置に基づく仮想受信アレーのアンテナ素子は、dH間隔の等間隔に配置される。上述したように、隣接する送信サブアレーの間隔を例えば１波長以下（例えば、dH＝0.5λ）に狭めることで、仮想受信アレーのアンテナ素子間隔も１波長以下（例えば、dH＝0.5λ）に設定することができ、角度サイドローブ又はグレーティングローブ成分を抑圧することができる。
以上より、本実施の形態によれば、サイドローブ又はグレーティングローブ成分を抑圧しつつ、MIMOレーダにおける送信サブアレーの回路規模（例えば、移相器数）を削減することができる。
［実施の形態２］
本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。
本実施の形態では、受信アンテナ２０２を所定の方向（例えば水平方向）のみでなく、当該所定の方向に垂直な方向（例えば垂直方向）にもずらして配置する構成について説明する。このアンテナ配置により、レーダ装置１０は、水平方向及び仰角方向の到来方向推定が可能となる。
＜アンテナ配置例５＞
図１１Ａ〜図１１Ｃは、アンテナ配置例５における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例５は、送信サブアレー数N=2、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数Nsa=3の場合のアンテナ配置を示す。
図１１Ａに示すように、４個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−４が水平方向に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図１１Ａに示すように、各送信サブアレー＃１，＃２は、同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９から構成される。また、隣接する送信サブアレー間において、(Nsa-1)=2個の送信アンテナ１０９（図１１Ａでは、送信アンテナ１０９−２，１０９−３）が重複している。
また、図１１Ａでは、送信サブアレー＃１、＃２の送信サブアレー間隔はdHである。
また、図１１Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。ここで、受信アンテナ２０２−１〜２０２−３（＃１〜＃３）は、垂直方向に所定値ｄＶの間隔でずれた配置となる受信アンテナ２０２（図１１Ｂでは受信アンテナ２０２−１）を少なくとも１つ含む。また、受信アンテナ２０２の水平方向の素子間隔（配置間隔）は、送信サブアレー間隔ｄH、及び、送信サブアレー間隔dHに送信サブアレーの個数Nを乗算した値（dH×N）以上の値とする。図１１Ｂでは、N＝２であり、受信アンテナ２０２の素子間隔は、dH及び2dHである。
また、図１１Ｃに示すように、図１１Ａの送信サブアレー配置及び図１１Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、６（=N×Na=（2×3））個のアンテナ素子によって構成される。図１１Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図１１Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図１１Ｃに示す仮想受信アレーは６(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図１１Ａに示すように送信サブアレーが水平方向にｄH間隔で配置され、図１１Ｂに示すように受信アンテナ２０２の少なくとも１つが垂直方向にｄV間隔でずれて配置され、水平方向にｄH間隔、2ｄH間隔で配置されている。このことから、仮想受信アレーの各アンテナ素子は、垂直方向にdV間隔でずれて配置され、水平方向に間隔dHで等間隔に配置される、少なくとも２組のアンテナ素子（図１１Ｃのアンテナ素子番号#1, #2の組、及び、#3, #4, #5, #6の組）となる。また、図１１Ｃでは、水平方向の位置が同一となる少なくとも２個のアンテナ（#2, #3）が垂直方向に並んで配置される。
方向推定部２１４は、水平方向の方向推定処理として、仮想受信アレーにおいて、垂直方向の位置が同一となるアンテナの組（図１１Ｃの場合、アンテナ素子番号#3, #4, #5, #6の組、又は、#1, #2の組）を用いて方向推定処理を行う。また、方向推定部２１４は、垂直方向の方向推定処理として、仮想受信アレーにおいて、水平方向の位置が同一となるアンテナの組（図１１Ｃの場合、アンテナ素子番号#2, #3の組）を用いて方向推定処理を行う。すなわち、方位推定部２１４は、水平方向及び仰角方向の到来方向推定を行うことができる。
これにより、例えば、キャリア周波数の波長λに対して、dH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図１１Ｃに示す仮想受信アレーを用いて、±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブ成分及びサイドローブ成分を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
なお、dH =0.5λとした場合、送信サブアレーは2dH（つまり、１波長）以上のサイズとなる。ただし、図１１Ａに示すように、隣接する送信サブアレー間において、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、送信サブアレー間隔（dH）を送信サブアレーのサイズ（2dH）よりも狭めることができる。また、隣接する送信サブアレー間において送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、レーダ送信部１００の送信アンテナ１０９、及び、各送信アンテナ１０９に対応する移相器１０７、送信増幅部１０８を削減することができる。
例えば、図１１Ａに示すように、送信サブアレー数N=2とし、各送信サブアレーが同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９でそれぞれ構成され、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数を2(=Nsa-1)個とした場合、必要となる送信アンテナ１０９の数、つまり、必要となる移相器１０７（送信増幅部１０８）数は、Nsa+（N-1)=3+(3-1)=4個となる。よって、アンテナ配置例５では、送信サブアレー間において送信アンテナを重複させない場合（N×Nsa＝2×3=6個）と比較して、移相器１０７（送信増幅部１０８）の数を2/3とする削減効果が得られる。
＜方向推定部の他の構成＞
なお、上記の方向推定部２１４の処理に限定されず、例えば、仮想受信アレーに基づいて仮想的に面配置したアレーアンテナ（以下、仮想面配置アレーアンテナと呼ぶ）を構成して２次元方向の推定処理を行ってもよい。
例えば、レーダ受信部２００は、方向推定部２１４の代わりに、図１２に示す方向推定部２１４ａを備えてもよい。方向推定部２１４ａは、相関ベクトル生成部２５１、方向ベクトル記憶部２５２、及び評価関数演算部２５３を備える。方向推定部２１４ａ（相関ベクトル生成部２５１）には、Na個の信号処理部２０７の各々において得られた出力を表す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）が入力される。
図１３は、方向推定部２１４ａの動作説明に用いる３次元座標系を示す。
図１３では、原点Ｏを基準とした物（ターゲット）標ＰＴの位置ベクトルをｒＰＴと定義する。また、図１３では、物標ＰＴの位置ベクトルｒＰＴをＸＺ平面に射影した射影点をＰＴ’とする。この場合、方位角θは、直線Ｏ-ＰＴ’とＺ軸とのなす角度と定義される（物標ＰＴのＸ座標が正の場合、θ＞０）。また、仰角φは、物標ＰＴ、原点Ｏ及び射影点ＰＴ’を含む平面内での、物標ＰＴ、原点Ｏ及び射影点ＰＴ’を結ぶ線の角度と定義される（物標ＰＴのＹ座標が正の場合、φ＞０）。なお、以下では、ＸＹ平面内に送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２を配置する場合を一例として説明を行う。
原点Ｏを基準とした、仮想受信アレーにおける第nva番目のアンテナ素子の位置ベクトルをSnvaと表記する。ここで、nva=1,…, N×Naである。
また、仮想受信アレーにおける第１番目（nva=1）のアンテナ素子の位置ベクトルS１は、第１番目の受信アンテナ２０２の物理的な位置と原点Ｏとの位置関係に基づいて決定される。仮想受信アレーにおける他のアンテナ素子の位置ベクトルS２,…,Snvaは、第１番目のアンテナ素子の位置ベクトルS１を基準に、ＸＹ平面内に存在する送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２の素子間隔から決定される仮想受信アレーの相対的な配置を保持した状態で決定される。なお、原点Ｏを第１番目の受信アンテナ２０２の物理的な位置と一致させてもよい。
レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標ＰＴからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第１番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第２番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(rＰＴ,2,1)は、式（１２）で示される。ここで、<x,y>はベクトルｘ及びベクトルｙの内積演算子である。
Figure 2018054327
なお、仮想受信アレーの第１番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第２番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(2,1)として式（１３）で表す。
Figure 2018054327
同様に、レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標ＰＴからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第nva （ｒ)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第nva （ｔ)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(rＰＴ, nva （ｔ),nva （ｒ))は、式（１４）で示される。ここで、nva （ｒ)＝1,…, N×Na、nva （ｔ)＝1,…, N×Naである。
Figure 2018054327
なお、仮想受信アレーの第nva （ｒ)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを基準とした、第nva （ｔ)番目のアンテナ素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(nva （ｔ),nva （ｒ))として式（１５）に表す。
Figure 2018054327
式（１４）及び式（１５）に示すように、仮想受信アレーの第nva （ｒ)番目のアンテナ素子での受信信号を基準とした、第nva （ｔ)番目のアンテナ素子での受信信号の位相差d(rＰＴ, nva （ｔ),nva （ｒ))は、遠方界に存在する物標ＰＴの方向を示す単位ベクトル（rＰＴ/|rＰＴ|）及び素子間ベクトルD(nva （ｔ),nva （ｒ))に依存する。
また、仮想受信アレーが同一平面内に存在する場合、素子間ベクトルD(nva （ｔ),nva （ｒ))は同一平面上に存在する。方向推定部２１４ａは、このような素子間ベクトルの全て又は一部を用いて、素子間ベクトルが示す位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして、仮想面配置アレーアンテナを構成し、２次元における方向推定処理を行う。すなわち、方向推定部２１４ａは、仮想受信アレーを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナ素子を用いて到来方向推定処理を行う。
なお、方向推定部２１４ａは、仮想的なアンテナ素子が重複する場合、重複するアンテナ素子のうちの一つのアンテナ素子を予め固定的に選択してもよい。または、方向推定部２１４ａは、重複する全ての仮想的なアンテナ素子での受信信号を用いて加算平均処理を施してもよい。
以下、Nq個の素子間ベクトル群を用いて、仮想面配置アレーアンテナを構成した場合における、ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理について説明する。
ここで、仮想面配置アレーアンテナを構成する第nq番目の素子間ベクトルをD(nva(nq) (t),nva(nq) （ｒ))と表す。ここで、nq＝1,…,Nqである。
相関ベクトル生成部２５１は、仮想受信アレー相関ベクトルh_after_cal（k, fs, w）の各要素であるh1（k, fs, w）,…,hNa×N（k, fs, w）を用いて、式（１６）に示す仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhＶＡ（k, fs, w）を生成する。
Figure 2018054327
方向ベクトル記憶部２５２は、式（１７）で示される仮想面配置アレー方向ベクトルａＶＡ（θu, φv）を記憶する。
Figure 2018054327
仮想受信アレーがＸＹ平面内に存在する場合、物標ＰＴの方向を示す単位ベクトル（ｒＰＴ/|ｒＰＴ|）と、方位角θ及び仰角φとの関係を式（１８）に示す。
Figure 2018054327
方向推定部２１４ａは、垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出する各角度方向θu,φvに対して、式（１８）を用いて単位ベクトル（ｒＰＴ/|ｒＰＴ|）を算出する。
評価関数演算部２５３は、相関ベクトル生成部２５１で生成された仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhＶＡ（k, fs, w）、及び、方向ベクトル記憶部２５２に記憶された仮想面配置アレー方向ベクトルａＶＡ（θu, φv）を用いて、水平方向及び垂直方向の２次元方向推定処理を行う。
ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理では、評価関数演算部２５３は、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhＶＡ（k, fs, w）及び仮想面配置アレー方向ベクトルａＶＡ（θu, φv）を用いて、式（１９）で示される２次元における方向推定評価関数を用いて垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出し、２次元空間プロファイルの最大値又は極大値となる方位角及び仰角方向を到来方向推定値とする。
Figure 2018054327
なお、方向推定部２１４ａは、ビームフォーマ法以外にも、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルhＶＡ（k, fs, w）及び仮想面配置アレー方向ベクトルａＶＡ（θu, φv）を用いて、Capon法又はMUSIC法などの高分解能到来方向推定アルゴリズムを適用してもよい。これにより、演算量は増加するが、角度分解能を高めることができる。
図１４は、アンテナ構成例５（図１１Ａ〜Ｃ）のMIMOレーダの構成及び仮想受信アレーの配置を用いて構成した仮想面配置アレーアンテナを示す図である。具体的に、図１４は、アンテナ配置例５における６（＝N×Na）個のアンテナ素子の仮想受信アレーに基づいて、６通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),６)が示す各位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして仮想面配置アレーアンテナを構成したものである。nva （ｔ)＝1,…, ６（＝N×Na）であるため、６通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),６)が示す各位置に重複がなければ仮想的なアンテナ素子の数は36（＝６×６）素子となる。ただし、図１４では、素子間ベクトルが示す位置が一部重複するため、仮想的なアンテナ素子数は17素子となる。
図１４に示すような仮想面配置アレーアンテナに含まれる17個のアンテナ素子はdH間隔で等間隔に水平方向又は垂直方向に配置される。これにより、例えばdH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図１４に示す仮想面配置アレーアンテナを用いて、±90°範囲でグレーティングローブの発生を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
＜アンテナ配置例６＞
図１５Ａ〜図１５Ｃは、アンテナ配置例６における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例６は、送信サブアレー数N=2、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数Nsa=3の場合のアンテナ配置を示す。
図１５Ａに示すように、４個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−４が水平方向に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図１５Ａに示すように、各送信サブアレー＃１，＃２は、同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９から構成される。また、隣接する送信サブアレー間において、(Nsa-1)=2個の送信アンテナ１０９（図１５Ａでは、送信アンテナ１０９−２，１０９−３）が重複している。
また、図１５Ａでは、送信サブアレー＃１、＃２の送信サブアレー間隔はdHである。
また、図１５Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。ここで、受信アンテナ２０２−１〜２０２−３（＃１〜＃３）は、垂直方向に所定値ｄＶの間隔でずれた配置となる受信アンテナ２０２（図１５Ｂでは受信アンテナ２０２−２）を少なくとも１つ含む。また、受信アンテナ２０２の水平方向の素子間隔（配置間隔）は、送信サブアレー間隔ｄH、及び、送信サブアレー間隔dHに送信サブアレーの個数Nを乗算した間隔（dH×N）以上の値とする。図１５Ｂでは、N＝２であり、受信アンテナ２０２の素子間隔は、dH及び2dHである。
また、図１５Ｃに示すように、図１５Ａの送信サブアレー配置及び図１５Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、６（=N×Na=（2×3））個のアンテナ素子によって構成される。図１５Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図１５Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図１５Ｃに示す仮想受信アレーは６(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図１５Ａに示すように送信サブアレーが水平方向にｄH間隔で配置され、図１５Ｂに示すように受信アンテナ２０２の少なくとも１つが垂直方向にｄV間隔でずれて配置され、水平方向にｄH間隔、2ｄH間隔で配置されている。このことから、仮想受信アレーの各アンテナ素子は、垂直方向にdV間隔でずれて配置され、水平方向に間隔dHで等間隔に配置される、少なくとも２組のアンテナ素子（図１５Ｃのアンテナ素子番号#1, #2, #5, #6の組、及び、#3, #4の組）となる。また、図１５Ｃでは、水平方向の位置が同一となる少なくとも２個のアンテナ（図１５Ｃのアンテナ素子番号#2, #3）が垂直方向に並んで配置される。
方向推定部２１４は、水平方向の方向推定処理として、仮想受信アレーにおいて、垂直方向の位置が同一となるアンテナの組（図１５Ｃの場合、アンテナ素子番号#1, #2, #5, #6の組、又は、#3, #4の組）を用いて方向推定処理を行う。また、方向推定部２１４は、垂直方向の方向推定処理として、仮想受信アレーにおいて、水平方向の位置が同一となるアンテナの組（図１１Ｃの場合、アンテナ素子番号#2, #3の組）を用いて方向推定処理を行う。すなわち、方位推定部２１４は、水平方向及び仰角方向の到来方向推定を行うことができる。
なお、レーダ受信部２００は、上記の方向推定部２１４の代わりに、方向推定部２１４ａ（図１２）を備え、例えば、仮想受信アレーに基づいて仮想面配置アレーアンテナを構成して２次元方向の推定処理を行ってもよい。
図１６は、アンテナ構成例６（図１５Ａ〜Ｃ）のMIMOレーダの構成及び仮想受信アレーの配置を用いて構成した仮想面配置アレーアンテナを示す図である。具体的に、図１６は、アンテナ配置例６における６（＝N×Na）個のアンテナ素子の仮想受信アレーに基づいて、６通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),６)が示す各位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして仮想面配置アレーアンテナを構成したものである。nva （ｔ)＝1,…, ６（＝N×Na）であるため、６通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),６)が示す各位置に重複がなければ仮想的なアンテナ素子の数は36（＝６×６）素子となる。ただし、図１６では、素子間ベクトルが示す位置が一部重複するため、仮想的なアンテナ素子数は21素子となる。
図１６に示すような仮想面配置アレーアンテナに含まれる21個のアンテナ素子はdH間隔で等間隔に水平方向又は垂直方向に配置される。これにより、例えばdH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図１６に示す仮想面配置アレーアンテナを用いて、±90°範囲でグレーティングローブの発生を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
また、アンテナ配置例６（図１６）では、アンテナ配置例５（図１４）と比較して、仮想面配置アレーアンテナに含まれる仮想的なアンテナ素子数が増加し、素子配置の分布が面的により均一となっており、角度方向の分離性能の依存性が少ない配置となっている。
以上、本実施の形態に係るアンテナ配置例５，６について説明した。
このように、本実施の形態では、レーダ装置１０において、複数の受信アンテナ２０２は、複数の送信アンテナ１０９が配置される第１の方向（例えば、水平方向）、及び、上記第１の方向と直交する第２の方向（例えば、垂直方向）にそれぞれ配置される。そして、受信アンテナ２０２の第１の方向の配置間隔は、送信サブアレーの配置間隔（dH）、及び、送信サブアレーの配置間隔に送信サブアレーの個数（N）を乗算した値（dH×N）以上の値を含む。これにより、複数の受信アンテナ２０２には、水平方向及び垂直方向の双方において配置位置が異なるアンテナが含まれる。これにより、レーダ装置１０は、水平方向及び仰角方向の到来方向推定を行うことができる。
さらに、本実施の形態では、レーダ装置１０は、仮想受信アレーを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナ素子（つまり、仮想面配置アレーアンテナ）を用いて到来方向推定処理を行う。これにより、レーダ装置１０は、仮想的に等間隔に配置されたアンテナ素子を用いて、サイドローブをより抑圧することができる。また、レーダ装置１０は、仮想的にアレーアンテナの開口長を増加できるので、角度分解能を向上させることができる。
［実施の形態３］
本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図１を援用して説明する。
なお、本実施の形態において、各々を構成する送信アンテナ１０９を少なくとも１つ重複させて隣接する送信サブアレーを構成する点は実施の形態１，２と同様である。
＜アンテナ配置例７＞
実施の形態１では、受信アンテナ２０２を所定の方向（例えば、水平方向）に等間隔に配置したのに対して、アンテナ配置例７では、受信アンテナ２０２は、所定の方向に不等間隔に配置される。
図１７Ａ〜図１７Ｃは、アンテナ配置例７における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例７は、送信サブアレー数N=2、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数Nsa=3の場合のアンテナ配置を示す。
図１７Ａに示すように、４個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−４が所定の方向（例えば、水平方向）に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図１７Ａに示すように、各送信サブアレー＃１，＃２は、同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９から構成される。また、隣接する送信サブアレー間において、(Nsa-1)=2個の送信アンテナ１０９（図１７Ａでは、送信アンテナ１０９−２，１０９−３）が重複している。
また、図１７Ａでは、送信サブアレー＃１，＃２の送信サブアレー間隔はdHである。
また、図１７Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。ここで、受信アンテナ２０２の各々の素子間隔は、送信サブアレー間隔dHに送信サブアレーの個数Nを乗算した値（dH×N）以上の互いに素となる値とする。図１７Ｂでは、N＝２であり、受信アンテナ２０２の素子間隔は、2dH以上の互いに素となる2dH及び3dHである。すなわち、図１７Ｂでは、受信アンテナ２０２−１〜２０２−３は、2dH及び3dHの不等間隔に配置される。
また、図１７Ｃに示すように、図１７Ａの送信サブアレー配置及び図１７Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、６（=N×Na=（2×3））個のアンテナ素子によって構成される。図１７Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図１７Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図１７Ｃに示す仮想受信アレーは６(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図１７Ａに示すように送信サブアレーがdH間隔で配置され、図１７Ｂに示すように受信アンテナ２０２が2dH及び3dH間隔で配置されていることから、図１７Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナは、送信サブアレー間隔dH以上の間隔で配置される。
例えば、キャリア周波数の波長λに対して、dH=0.5λとした場合、送信サブアレーは2dH（つまり、１波長）以上のサイズとなる。ただし、図１７Ａに示すように、隣接する送信サブアレー間において、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、送信サブアレー間隔（dH）を送信サブアレーのサイズ（2dH）よりも狭めることができる。
なお、上記のような送信サブアレー配置（図１７Ａ）及び受信アンテナ配置（図１７Ｂ）により、仮想受信アレーに含まれる６個のアンテナ素子は、dH間隔のみでなく、2dH間隔でも配置される。このため、例えばdH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、仮想受信アレーを用いると、±90°の範囲でのサイドローブレベルが高くなる方向が含まれるので、レーダ測位における誤推定が発生する課題がある。
上記課題に対して、レーダ受信部２００は、角度方向のグレーティングローブ及びサイドローブレベルを低減するために、実施の形態２で説明した方向推定部２１４ａ（図１２）を用いて方向推定処理を行ってもよい。
なお、実施の形態２では、仮想受信アレーに基づいて構成した仮想面配置アレーアンテナについて説明したが、送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２を水平方向又は垂直方向の一方向のみに配置した場合でも適用が可能であり、その場合、方向推定部２１４ａは、方位方向又は仰角方向の到来方向が可能となる。
図１８は、アンテナ配置例７（図１７Ａ〜Ｃ）のMIMOレーダの構成及び仮想受信アレーの配置を用いて構成した仮想面配置アレーアンテナを示す図である。具体的に、図１８は、アンテナ配置例７における６（＝N×Na）個のアンテナ素子の仮想受信アレーに基づいて、６通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),６)が示す各位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして仮想面配置アレーアンテナを構成したものである。nva （ｔ)＝1,…, ６（＝N×Na）であるため、６通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),６)が示す各位置に重複がなければ仮想的なアンテナ素子の数は36（＝６×６）素子となる。ただし、図１８では、素紙間ベクトルが示す位置が一部重複するため、仮想的なアンテナ素子数は13素子となる。
図１８に示すような仮想面配置アレーアンテナに含まれる13個のアンテナ素子はdH間隔で等間隔に水平方向に配置される。これにより、例えばdH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図１８に示す仮想面配置アレーアンテナを用いて、±90°範囲でグレーティングローブの発生を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
＜アンテナ配置例８＞
アンテナ配置例８では、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数が異なる場合について説明する。換言すると、アンテナ配置例８では、送信サブアレーは、所定の方向に不等間隔に配置される。
図１９Ａ〜図１９Ｃは、アンテナ配置例８における送信サブアレーの配置、受信アンテナ２０２の配置、及び、仮想受信アレーの配置の一例を示す。
アンテナ配置例８は、送信サブアレー数N=3、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数Nsa=3の場合のアンテナ配置を示す。
図１９Ａに示すように、６個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−６が所定の方向（水平方向）に所定値dHの間隔で等間隔に配置されている。また、図１９Ａに示すように、各送信サブアレー＃１〜＃３は、同数の3(=Nsa)個の送信アンテナ１０９から構成される。また、隣接する送信サブアレー間において、少なくとも１つの送信アンテナ１０９が重複している。図１９Ａでは、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数は、送信サブアレー＃１，＃２間では２個（送信アンテナ１０９−２，１０９−３）であり、送信サブアレー＃２，＃３間では１個（送信アンテナ１０９−４）である。つまり、複数の送信サブアレーにおいて、隣接する送信サブアレー間において重複する送信アンテナ１０９の数は異なる。
また、図１９Ａでは、送信サブアレー＃１，＃２の送信サブアレー間隔はdHであり、送信サブアレー＃２，＃３の送信サブアレー間隔は2dHである。つまり、送信サブアレー＃１〜＃３は不等間隔に配置されている。
また、図１９Ｂに示すように、受信アンテナ２０２の数は3(=Na)個である。また、受信アンテナ２０２の素子間隔は、送信サブアレー間隔dHの総和よりも広い間隔とする。図１９Ａでは送信サブアレー間隔の総和は3dH（=dH+2dH）であるので、図１９Ｂでは、受信アンテナ２０２の素子間隔を4dHとしている。
また、図１９Ｃに示すように、図１９Ａの送信サブアレー配置及び図１９Ｂの受信アンテナ配置によって得られる仮想受信アレーは、９（=N×Na=（3×3））個のアンテナ素子によって構成される。図１９Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子番号（左から#1, #2, #3, #4, #5, #6, #7, #8, #9）は、式（４）に示した仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）の要素順に対応した番号を示す。方向推定部２１４は、図１９Ｃに示す仮想受信アレーの受信信号である仮想受信アレー相関ベクトルh（ｋ、fs, w）を用いて方向推定処理を行う。
図１９Ｃに示す仮想受信アレーは９(=N×Na)個のアンテナ素子から構成され、図１９Ａに示すように送信サブアレーが不等間隔で配置されていることから、図１９Ｃに示す仮想受信アレーのアンテナ素子は、送信サブアレー間隔dH以上の間隔で配置される。
例えば、キャリア周波数の波長λに対して、dH =0.5λとした場合、送信サブアレーは2dH（つまり、１波長）以上のサイズとなる。ただし、図１９Ａに示すように、隣接する送信サブアレー間において、各送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９を重複させて配置することで、送信サブアレー間隔（dH）を送信サブアレーのサイズ（2dH）よりも狭めることができる。
なお、上記のような送信サブアレー配置（図１９Ａ）及び受信アンテナ配置（図１９Ｂ）により、仮想受信アレーに含まれる９個のアンテナ素子は、dH間隔のみでなく、2dH間隔でも配置される。このため、例えばdH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、仮想受信アレーを用いると、±90°の範囲でのサイドローブレベルが高くなる方向が含まれるので、レーダ測位における誤推定が発生する課題がある。
上記課題に対して、レーダ受信部２００は、角度方向のグレーティングローブ及びサイドローブレベルを低減するために、実施の形態２で説明した方向推定部２１４ａ（図１２）を用いて方向推定処理を行ってもよい。
なお、実施の形態２では、仮想受信アレーに基づいて構成した仮想面配置アレーアンテナについて説明したが、送信アンテナ１０９及び受信アンテナ２０２を水平方向又は垂直方向の一方向のみに配置した場合でも適用が可能であり、その場合、方向推定部２１４ａは、方位方向又は仰角方向の到来方向が可能となる。
図２０は、アンテナ配置例８（図１９Ａ〜Ｃ）のMIMOレーダの構成及び仮想受信アレーの配置を用いて構成した仮想面配置アレーアンテナを示す図である。具体的に、図２０は、アンテナ配置例８における９（＝N×Na）個のアンテナ素子の仮想受信アレーに基づいて、９通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),９)が示す各位置に仮想的にアンテナ素子が存在するものとして仮想面配置アレーアンテナを構成したものである。nva （ｔ)＝1,…, ９（＝N×Na）であるため、９通りの素子間ベクトルD(nva （ｔ),１)、D(nva （ｔ),２)、…、D(nva （ｔ),９)が示す各位置に重複がなければ仮想的なアンテナ素子の数は81（＝９×９）素子となる。ただし、図２０では、素紙間ベクトルが示す位置が一部重複するため、仮想的なアンテナ素子数は23素子となる。
図２０に示すような仮想面配置アレーアンテナに含まれる23個のアンテナ素子はdH間隔で等間隔に水平方向に配置される。これにより、例えばdH =0.5λとした場合、レーダ装置１０は、図２０に示す仮想面配置アレーアンテナを用いて、±90°範囲でグレーティングローブの発生を抑制した到来方向推定が可能となり、レーダ測位における誤推定を低減する効果が得られる。
以上、本実施の形態に係るアンテナ配置例７，８について説明した。
このように、本実施の形態では、受信アンテナ２０２（アンテナ配置例７）又は送信サブアレー（アンテナ配置例８）は、所定の方向に不等間隔に配置される。これにより、レーダ装置１０における受信アンテナ２０２又は送信サブアレーの配置位置で定まる仮想受信アレーの開口を、より拡大することができ角度分解能を高めることができる。また、不等間隔配置により発生するグレーティングローブを、方向推定部２１４aの動作により抑制した到来方向推定を行うことができ、誤検出を低減することができる。
さらに、本実施の形態では、実施の形態２と同様、レーダ装置１０は、仮想面配置アレーアンテナを用いて到来方向推定処理を行う。これにより、レーダ装置１０は、受信アンテナ２０２又は送信サブアレーが不等間隔に配置される場合でも、仮想的に等間隔に配置されたアンテナ素子を用いて、サイドローブ又はグレーティングローブを抑圧することができる。また、レーダ装置１０は、仮想的にアレーアンテナの開口長を増加できるので、角度分解能を向上させることができる。
以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。
なお、上記実施の形態に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。
［他の実施の形態］
（１）送信アンテナ１０９の数、受信アンテナ２０２の数、送信サブアレーの数、送信サブアレーを構成する送信アンテナ１０９の数、又は、隣接する送信サブアレー間で重複する送信アンテナ１０９の数は、上記実施の形態で説明した数に限定されるものではない。また、送信アンテナ１０９又は受信アンテナ２０２が配置される所定の方向は、水平方向及び垂直方向に限定されるものではない。
（２）上記実施の形態では、符号化パルスレーダを用いる場合について説明したが、本開示は、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。
（３）図１に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。
（４）レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、各々が複数の送信アンテナ及び移相器で構成される複数の送信サブアレーを切り替えてレーダ信号を送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を複数の受信アンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記複数の送信サブアレーのうち、隣接する送信サブアレーの各々を構成する前記送信アンテナ及び前記移相器の少なくとも１つは重複する。
本開示のレーダ装置において、前記複数の受信アンテナのうち、隣接する受信アンテナの配置間隔は、前記送信サブアレーの配置間隔に前記送信サブアレーの個数を乗算した値以上の値である。
本開示のレーダ装置において、前記複数の受信アンテナは、所定の方向に不等間隔に配置される。
本開示のレーダ装置において、前記複数の受信アンテナは、所定の方向に、互いに素となる配置間隔で配置される。
本開示のレーダ装置において、前記複数の受信アンテナは、前記送信サブアレー間隔の総和よりも広い間隔で所定の方向に、互いに素となる配置間隔で配置される。
本開示のレーダ装置において、前記複数の送信サブアレーは、所定の方向に不等間隔に配置される。
本開示のレーダ装置において、前記複数の受信アンテナは、前記複数の送信アンテナが配置される第１の方向、及び、前記第１の方向と直交する第２の方向にそれぞれ配置され、前記受信アンテナの前記第１の方向の配置間隔は、前記送信サブアレーの配置間隔、及び、前記送信サブアレーの配置間隔に前記送信サブアレーの個数を乗算した値以上の値を含む。
本開示のレーダ装置において、仮想受信アレーが、前記複数の送信サブアレーの個数と前記受信アンテナの個数との積と同数のアンテナ素子によって構成され、前記レーダ受信部は、前記仮想受信アレーを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナ素子を用いて到来方向推定処理を行う。
本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。
１０ レーダ装置
１００ レーダ送信部
１０１，１０１ａ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 送信周波数変換部
１０６ 電力分配器
１０７ 移相器
１０８ 送信増幅部
１０９ 送信アンテナ
１１１ 符号記憶部
１１２ ＤＡ変換部
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０２ 受信アンテナ
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７ 信号処理部
２０８，２０９ ＡＤ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 加算部
２１２ 出力切替部
２１３ ドップラ解析部
２１４ 方向推定部
２５１ 相関ベクトル生成部
２５２ 方向ベクトル記憶部
２５３ 評価関数演算部
３００ 基準信号生成部
４００ 制御部

Claims (8)

  1. 各々が複数の送信アンテナ及び移相器で構成される複数の送信サブアレーを切り替えてレーダ信号を送信するレーダ送信部と、
    前記レーダ信号がターゲットにおいて反射された反射波信号を複数の受信アンテナを用いて受信するレーダ受信部と、
    を具備し、
    前記複数の送信サブアレーのうち、隣接する送信サブアレーの各々を構成する前記送信アンテナ及び前記移相器の少なくとも１つは重複する、
    レーダ装置。
  2. 前記複数の受信アンテナのうち、隣接する受信アンテナの配置間隔は、前記送信サブアレーの配置間隔に前記送信サブアレーの個数を乗算した値以上の値である、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  3. 前記複数の受信アンテナは、所定の方向に不等間隔に配置される、
    請求項２に記載のレーダ装置。
  4. 前記複数の受信アンテナは、所定の方向に、互いに素となる配置間隔で配置される、
    請求項２に記載のレーダ装置。
  5. 前記複数の受信アンテナは、前記送信サブアレー間隔の総和よりも広い間隔で所定の方向に、互いに素となる配置間隔で配置される、
    請求項２に記載のレーダ装置。
  6. 前記複数の送信サブアレーは、所定の方向に不等間隔に配置される、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  7. 前記複数の受信アンテナは、前記複数の送信アンテナが配置される第１の方向、及び、前記第１の方向と直交する第２の方向にそれぞれ配置され、
    前記受信アンテナの前記第１の方向の配置間隔は、前記送信サブアレーの配置間隔、及び、前記送信サブアレーの配置間隔に前記送信サブアレーの個数を乗算した値以上の値を含む、
    請求項１に記載のレーダ装置。
  8. 仮想受信アレーが、前記複数の送信サブアレーの個数と前記受信アンテナの個数との積と同数のアンテナ素子によって構成され、
    前記レーダ受信部は、前記仮想受信アレーを構成するアンテナ素子に対する補間処理によって補間された複数の仮想的なアンテナ素子を用いて到来方向推定処理を行う、
    請求項１に記載のレーダ装置。
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