WO2020217269A1 - レーダ装置及び信号処理方法 - Google Patents

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WO2020217269A1
WO2020217269A1 PCT/JP2019/016961 JP2019016961W WO2020217269A1 WO 2020217269 A1 WO2020217269 A1 WO 2020217269A1 JP 2019016961 W JP2019016961 W JP 2019016961W WO 2020217269 A1 WO2020217269 A1 WO 2020217269A1
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target
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transmission
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聡 影目
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三菱電機株式会社
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    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver

Definitions

  • the present invention relates to a radar device for measuring an angle of a target and a signal processing method.
  • Patent Document 1 discloses a radar device in which a plurality of transmitting antennas and a plurality of receiving antennas are installed so as to be orthogonal to each other in order to enlarge the horizontal antenna opening and the vertical antenna opening. There is.
  • a plurality of transmitting antennas are installed on the windshield along the A pillar of the automobile.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to obtain a radar device and a signal processing method capable of reducing power loss of a transmission signal in a direction in which a target exists. And.
  • the radar device has different installation positions in the directivity direction of the transmission signal, and the installation positions in the direction orthogonal to the horizontal plane parallel to the directing direction are different from each other, and is orthogonal to the directing direction.
  • a plurality of transmitting antennas that radiate transmission signals from the radiation surface, and after being radiated from each of the plurality of transmitting antennas, each transmitted signal reflected to the target is received as a reflected signal, and the received signal of each reflected signal is received.
  • the received signal output from the receiving antenna is coherently integrated, and the target is measured from the coherent integrated signal which is the coherent integration result of the received signal. It is provided with a square signal processor.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the radar apparatus 1 which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the signal processor 13 of the radar apparatus 1 which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a hardware block diagram which shows the hardware of a signal processor 13. It is a hardware block diagram of the computer when the signal processor 13 is realized by software, firmware and the like.
  • It is a flowchart which shows the processing procedure of the radar apparatus 1 shown in FIG. It is a flowchart which shows the processing procedure of the transmission part 11 shown in FIG. It is a flowchart which shows the processing procedure of the receiving part 12 shown in FIG. It is a flowchart which shows the signal processing method which is the processing procedure of the signal processor 13 shown in FIG.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing the arrangement of transmitting antennas 24-1 to 24-4 and receiving antennas 31-1 to 31-4 in the yz plane
  • FIG. 10B shows transmitting antennas 24-1-1 to 24-1 in the zx plane
  • FIG. 10C shows arrangement of transmitting antennas 24-1 to 24-4 and receiving antennas 31-1 to 31-4 in the xy plane. It is explanatory drawing which shows.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing the arrangement of transmitting antennas 24-1 to 24-4 and receiving antennas 31-1 to 31-4 in the yz plane
  • FIG. 10B shows transmitting antennas 24-1-1 to 24-1 in the zx plane
  • FIG. 10C shows arrangement of transmitting antennas 24-1 to 24-4 and receiving antennas 31-1 to 31-4 in the xy plane. It is explanatory drawing which shows.
  • FIG. 10A
  • FIG. 11A is an explanatory diagram showing the relationship between the sampling number and the hit number of the received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) after demodulation
  • FIG. 11B is a distance velocity signal f b, 1
  • FIG. 12A is an explanatory diagram showing the relationship between the distance bin number k and the velocity bin number q in the distance velocity signal f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k)
  • FIG. 12B is an incoherent integration signal f b.
  • 1, inch (q, k) is an explanatory diagram showing the relationship between the distance bin number k and the speed bin number q.
  • FIG. 13A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4
  • FIG. 13B is an explanatory diagram showing a virtual receiving antenna.
  • FIG. 14A is an explanatory view showing the resolution in the elevation angle direction of the radar device 1 shown in FIG. 1, and FIG. 14B shows a plurality of transmitting antennas corresponding to each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 arranged in parallel with the A pillar.
  • FIG. 14A is an explanatory view showing the resolution in the elevation angle direction of the radar device 1 shown in FIG. 1
  • FIG. 14B shows a plurality of transmitting antennas corresponding to each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 arranged in parallel with the A pillar.
  • FIG. 14C which is an explanatory diagram showing the resolution in the elevation angle direction when the radar is used, shows a case where a plurality of transmitting antennas corresponding to each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged in a direction parallel to the traveling direction.
  • FIG. 14D shows the resolution in the elevation direction when twice as many transmitting antennas as the transmitting antennas 24-1 to 24-4 shown in FIG. 14A are arranged in parallel with the A pillar.
  • FIG. 16A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4 when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are assumed to be planar array antennas.
  • FIG. 16B is an explanatory diagram showing an elevation angle of a target candidate when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are assumed to be planar array antennas.
  • FIG. 17A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4 when the distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 in the directivity direction is dy.
  • 17B is an explanatory diagram showing an elevation angle of a target candidate when the distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 in the directivity direction is dy. It is explanatory drawing which shows the transmission RF signal radiated from the transmission antenna 24-1 to 24-4 which the interval in a directivity direction is dy. It is explanatory drawing which shows the installation example of the transmitting antenna 24-1 to 24-4 and the receiving antenna 31-1 to 31-4. It is explanatory drawing which shows the installation example of the transmitting antenna 24-1 to 24-4 and the receiving antenna 31-1 to 31-4. It is explanatory drawing which shows the installation example of the transmitting antenna 24-1 to 24-4 and the receiving antenna 31-1 to 31-4.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing a radar device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing a signal processor 13 of the radar device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a hardware configuration diagram showing the hardware of the signal processor 13.
  • the radar device 1 includes a transmission unit 11, a reception unit 12, and a signal processor 13.
  • the transmission unit 11 includes a modulation unit 20, transmitters 23-1 to 23-N Tx, and transmission antennas 24-1 to 24-N Tx .
  • NTx is an integer greater than or equal to 2.
  • the modulation unit 20 includes a local oscillation signal generation unit 21 and a code modulation unit 22.
  • the local oscillation signal generation unit 21 generates a local oscillation signal and outputs the local oscillation signal to the code modulation unit 22 and the receivers 32-1 to 32-N Rx , respectively.
  • NRx is an integer of 1 or more.
  • the code modulation unit 22 modulates the local oscillation signal output from the local oscillation signal generation unit 21 by using a modulation code which is a code corresponding to each transmission channel number in the transmission antennas 24-1 to 24- NTx . doing, as N Tx number of transmitting signals, to produce a N Tx number of transmitting an RF (Radio Frequency) signal.
  • Code modulation unit 22 outputs each of the N Tx number of transmitting RF signals to the transmitter 23-1 ⁇ 23-N Tx, and outputs the modulation codes corresponding to the transmission channel number signal processor 13.
  • the transmitting antennas 24-1-1 to 24-N Tx are installed at different positions in the directivity direction of the transmission RF signal, and are installed at different positions in the direction orthogonal to the horizontal plane parallel to the directivity direction.
  • the transmitting antennas 24-1-1 to 24-N Tx are arranged in a row in a direction orthogonal to the horizontal plane.
  • the transmitting antenna 24-n Tx has a radiation surface 24an Tx that is orthogonal to the directivity direction.
  • the transmitting antenna 24-n Tx radiates a transmitted RF signal into space from the radiating surface 24an Tx .
  • the receiving unit 12 includes receiving antennas 31-1 to 31-N Rx , receivers 32-1 to 32-N Rx, and an analog-to-digital converter (hereinafter referred to as “A / D converter”) 33-1 to 33-. It is equipped with NRx .
  • N Rx is an integer of 1 or more. For example, if N Rx ⁇ 2, the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx are orthogonal to the directivity direction, and the transmitting antennas 24-1 to 24 -N Tx are arranged in a row in a direction orthogonal to the direction in which they are arranged in a row.
  • the transmitted RF signal is received as a reflected RF signal (reflected signal).
  • the receiving antenna 31-n Rx outputs the reflected RF signal as a receiving RF signal (received signal) to the receiver 32-n Rx .
  • the receiver 32-n Rx down-converts the frequency of the received RF signal output from the receiving antenna 31-n Rx by using the local oscillation signal output from the local oscillation signal generation unit 21.
  • the receiver 32-n Rx uses, for example, a band filter to filter the received RF signal after down-conversion and amplifies the intensity of the signal that has passed through the band filter.
  • the receiver 32-n Rx detects the phase of the signal after intensity amplification, generates a reception beat signal of the reception channel number n Rx , and outputs the reception beat signal to the A / D converter 33-n Rx . ..
  • the A / D converter 33-n Rx converts the received beat signal output from the receiver 32-n Rx from an analog signal to a digital signal, and outputs the digital signal to the signal processor 13.
  • the signal processor 13 includes a separation unit 41, a signal generation unit 42, an incoherent integration unit 43, a target candidate detection unit 44, a coherent integration unit 45, and an angle calculation unit 46.
  • the signal processor 13 coherently integrates the digital signals output from the A / D converters 33-1 to 33-N Rx based on the installation positions in the directivity directions of the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx . ..
  • the signal processor 13 measures the target from the coherent integral signal, which is the coherent integral result of the digital signal.
  • the separation unit 41 is realized by, for example, the separation circuit 51 shown in FIG.
  • the separation unit 41 uses the modulation code corresponding to each transmission channel number output from the code modulation unit 22 to transmit channels from the digital signals output from the A / D converters 33-1 to 33-N Rx. Demodulate the received beat signal corresponding to both the number and the received channel number. The demodulated received beat signal is separated for each transmission channel and for each reception channel.
  • the separation unit 41 outputs the demodulated received beat signal to the signal generation unit 42.
  • the signal generation unit 42 is realized by, for example, the signal generation circuit 52 shown in FIG.
  • the signal generation unit 42 generates a distance velocity signal corresponding to both the transmission channel and the reception channel by performing a discrete Fourier transform on the demodulated reception beat signal output from the separation unit 41.
  • the distance-velocity signal includes distance information regarding the distance to the target candidate (target) and speed information regarding the speed of the target candidate.
  • the signal generation unit 42 outputs the distance velocity signal to the incoherent integration unit 43 and the target candidate detection unit 44, respectively.
  • the incoherent integrator 43 is realized by, for example, the incoherent integrator circuit 53 shown in FIG.
  • the incoherent integration unit 43 incoherently integrates the distance velocity signal output from the signal generation unit 42, and outputs the incoherent integration signal, which is the incoherent integration result of the distance velocity signal, to the target candidate detection unit 44.
  • the target candidate detection unit 44 is realized by, for example, the target candidate detection circuit 54 shown in FIG.
  • the target candidate detection unit 44 detects the target candidate based on the signal strength of the incoherent integration signal output from the incoherent integration unit 43.
  • the target candidate detection unit 44 calculates each of the detected distance to the target candidate and the speed of the target candidate.
  • the target candidate detection unit 44 outputs each of the distance to the target candidate and the speed of the target candidate to the display 14.
  • the target candidate detection unit 44 outputs to the coherent integration unit 45 a distance velocity signal corresponding to the target candidate detected based on the signal strength of the incoherent integration signal among the plurality of distance velocity signals output from the signal generation unit 42. To do.
  • the coherent integrator 45 is realized by, for example, the coherent integrator circuit 55 shown in FIG.
  • the coherent integration unit 45 coherently integrates the distance velocity signal output from the target candidate detection unit 44 based on the installation position in the pointing direction of the transmitting antennas 24-1 to 24- NTx .
  • the installation position of the transmitting antennas 24-1-1 to 24- NTx in the directivity direction may be stored in the internal memory of the coherent integrating unit 45 or may be given from the outside of the radar device 1.
  • the coherent integration unit 45 outputs the coherent integration signal, which is the coherent integration result of the distance velocity signal, to the angle calculation unit 46.
  • the angle calculation unit 46 is realized by, for example, the angle calculation circuit 56 shown in FIG.
  • the angle calculation unit 46 calculates each of the azimuth angle and the elevation angle of the target candidate based on the signal strength of the coherent integration signal output from the coherent integration unit 45.
  • the angle calculation unit 46 outputs each of the azimuth angle and the elevation angle of the target candidate to the display 14.
  • the display 14 displays each of the distance to the target candidate and the speed of the target candidate output from the target candidate detection unit 44 on the display, and displays each of the azimuth angle and the elevation angle of the target candidate output from the angle calculation unit 46. Display on the display.
  • the separation unit 41, the signal generation unit 42, the incoherent integration unit 43, the target candidate detection unit 44, the coherent integration unit 45, and the angle calculation unit 46 which are the components of the signal processor 13, are shown in FIG. It is assumed to be realized by the dedicated hardware as shown. That is, it is assumed that the signal processor 13 is realized by the separation circuit 51, the signal generation circuit 52, the incoherent integration circuit 53, the target candidate detection circuit 54, the coherent integration circuit 55, and the angle calculation circuit 56.
  • each of the separation circuit 51, the signal generation circuit 52, the incoherent integration circuit 53, the target candidate detection circuit 54, the coherent integration circuit 55, and the angle calculation circuit 56 is, for example, a single circuit, a composite circuit, or a programmed processor. , A parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the components of the signal processor 13 are not limited to those realized by dedicated hardware, and even if the signal processor 13 is realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. Good.
  • the software or firmware is stored as a program in the memory of the computer.
  • a computer means hardware that executes a program, and corresponds to, for example, a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor). To do.
  • FIG. 4 is a hardware configuration diagram of a computer when the signal processor 13 is realized by software, firmware, or the like.
  • the processing procedure of the separation unit 41, the signal generation unit 42, the incoherent integration unit 43, the target candidate detection unit 44, the coherent integration unit 45, and the angle calculation unit 46 is computerized.
  • the program to be executed by the memory 61 is stored in the memory 61.
  • the processor 62 of the computer executes the program stored in the memory 61.
  • FIG. 3 shows an example in which each of the components of the signal processor 13 is realized by dedicated hardware
  • FIG. 4 shows an example in which the signal processor 13 is realized by software, firmware, or the like. ..
  • this is only an example, and some components of the signal processor 13 may be realized by dedicated hardware, and the remaining components may be realized by software, firmware, or the like.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure of the radar device 1 shown in FIG.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure of the transmission unit 11 shown in FIG.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a processing procedure of the receiving unit 12 shown in FIG.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a signal processing method which is a processing procedure of the signal processor 13 shown in FIG.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx and the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx are respectively installed in the vehicle.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx and the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx are not limited to those installed in the vehicle, but are installed in structures installed on the road. It may be the one that has been done.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx and the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx are each installed at the edge of the windshield of the vehicle as shown in FIG. .. FIG.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the A pillar on the edge of the windshield, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are on the upper end of the edge of the windshield. It is installed in the vicinity of.
  • the attachment of the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx to the windshield and the attachment of the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx to the windshield are omitted.
  • each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 has four element antennas and is represented as an array antenna.
  • each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 may have only one element antenna.
  • the element antenna may be used as an array antenna by installing it not only in the vertical direction but also in the horizontal direction.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx may be installed in the vicinity of both A pillars.
  • the transmitting antennas 24-1-1 to 24-N Tx may be installed in a plurality of rows in a direction orthogonal to the horizontal plane. The same applies to other drawings such as FIG.
  • the y-axis is an axis indicating the traveling direction of the vehicle
  • the traveling direction of the vehicle is a transmission RF signal radiated from the radiation surfaces 24a-1 to 24a-4 of the transmission antennas 24-1 to 24-4. It matches the direction of direction of.
  • the coincidence between the traveling direction and the directivity direction is not limited to exactly the same, and the traveling direction and the directivity direction may deviate within a range where there is no practical problem.
  • the x-axis is an axis indicating the vehicle width direction of the vehicle
  • the z-axis is an axis indicating the vertical direction orthogonal to the horizontal plane parallel to the traveling direction of the vehicle.
  • the installation positions of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are different from each other in the direction parallel to the y-axis and different from each other in the direction parallel to the z-axis.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged in a row in a direction parallel to the z-axis.
  • Each setting position in the receiving antennas 31-1 ⁇ 31-N Rx are different from each other in a direction parallel to the x-axis, the receiving antennas 31-1 ⁇ 31-N Rx is the direction parallel to the x axis, disposed in a row Has been done.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1-1 to 24-N Tx and the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx in the yz plane
  • FIG. 10B is the transmitting antenna in the z-x plane. It is explanatory drawing which shows the arrangement of 24-1 to 24-N Tx and the receiving antenna 31-1 to 31-N Rx
  • FIG. 10C is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1-1 to 24-N Tx and the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx in the xy plane.
  • a d y The distance from the + z direction end of the transmitting antenna 24-1 to the ⁇ z direction end of the transmitting antenna 24-4 is d Tx , as shown in FIG. 10A.
  • the lengths of the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx in the direction parallel to the z-axis are d Tx, sub , as shown in FIGS. 10A and 10B.
  • the local oscillation signal generation unit 21 generates the local oscillation signal L 1 (h, t) as shown in the following equation (1) (step ST11 in FIG. 6).
  • ⁇ 0 is the initial phase of the local oscillation signal.
  • h is the hit number and H is the number of hits.
  • AL is the amplitude of the local oscillation signal
  • B 0 is the transmission RF. This is the signal modulation band.
  • T 0 is the modulation time and t is the time.
  • T chp is a transmission repetition period of the transmission RF signal, and is expressed by the following equation (2).
  • T Tx in the equation (2) is a transmission repetition cycle, and is expressed by the following equation (3).
  • T 1 is the time from the modulation time T 0 to the next modulation.
  • the local oscillation signal generation unit 21 outputs the generated local oscillation signal L 1 (h, t) to the code modulation unit 22 and the receivers 32-1 to 32-N Rx , respectively.
  • the code modulation unit 22 uses the modulation code corresponding to each transmission channel number n Tx in the transmission antennas 24-1 to 24-N Tx, and the local oscillation signal L 1 (h) output from the local oscillation signal generation unit 21. by modulating the t), and it generates the N Tx number of transmitting RF signal (step ST12 in FIG. 6).
  • the process of generating the transmission RF signal by the code modulation unit 22 will be specifically described.
  • the code modulation unit 22 cyclically shifts the cyclic code C 0 (h) by the cyclic shift amount ⁇ h (n Tx ) corresponding to the transmission channel number n Tx.
  • the modulation code Code 1 (n Tx , h) of the transmission channel indicated by the transmission channel number n Tx is generated.
  • the cyclic code C 0 (h) may be stored in the internal memory of the code modulation unit 22, or may be given from the outside of the radar device 1.
  • the code modulation unit 22 may use an M sequence (Maximal length sequence) as the cyclic code C 0 (h), or may use a Gold sequence or a scissors sequence.
  • Shift (C 0 (h), ⁇ h (n Tx )) is a mathematical symbol indicating that the cyclic code C 0 (h) is cyclically shifted by the cyclic shift amount ⁇ h (n Tx ).
  • the code modulation unit 22 multiplies the local oscillation signal L 1 (h, t) by the modulation code Code 1 (n Tx , h) to transmit the transmission channel.
  • the transmission RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) of the transmission channel corresponding to the number n Tx is generated.
  • the modulation code Code 1 (n Tx , h) is output to the signal processor 13.
  • the transmitter 23-n Tx When the transmitter 23-n Tx receives the transmission RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) from the code modulation unit 22, the transmitter 23-n Tx transmits the transmission RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) to the transmission antenna 24-n Tx. Output to.
  • the transmitting antenna 24-n Tx radiates a transmitted RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) from the radiating surface 24an Tx into space (step ST1 in FIG. 5 and step ST13 in FIG. 6).
  • Emitting surface 24a-n Tx transmitting antennas 24-n Tx is because it is orthogonal to a direction parallel to the y-axis, the directivity direction of the transmission RF signal Tx 1 (n Tx, h, t) is, the traveling direction of the vehicle Is consistent with.
  • N Tx number of transmitting RF signal Tx 1 radiated from the transmission antenna 24-1 ⁇ 24-N Tx (1 , h, t) ⁇ Tx 1 (N Tx, h, t) is generally emitted simultaneously ..
  • the received RF signal Rx 1 (n Rx , h, t) is expressed by the following equation (6).
  • the reflected RF signal Rx 0 (n Tx , n Rx , h, t) in the equation (6) is expressed by the following equation (7).
  • a R is the amplitude of the received RF signal Rx 1 (n Rx, h, t).
  • R 0 is the initial target relative distance
  • the initial target relative distance is the initial value of the relative distance between the radar device 1 and the target.
  • v is the target relative speed
  • the target relative speed is the relative speed between the radar device 1 and the target.
  • c is the speed of light and t'is the time within one hit.
  • ⁇ Tx (n Tx ) is the phase difference of the transmission channel indicated by the transmission channel number n Tx , and is expressed as in the following equation (8).
  • ⁇ Rx (n Rx ) is the phase difference of the receiving channel indicated by the receiving channel number n Rx , and is expressed by the following equation (9).
  • ⁇ tgt is the target direction in which the azimuth is ⁇ AZ, tgt and the elevation angle is ⁇ AZ, tgt , as represented by the following equation (10). It is a unit vector. " ⁇ " Is a mathematical symbol representing the inner product.
  • PTx (n Tx ) is a position vector of the transmitting antenna 24-n Tx represented by the following equation (11).
  • PRx (n Rx ) is a position vector of the receiving antenna 31-n Rx represented by the following equation (12).
  • Equation (11) p Tx, x (n Tx ) is the x coordinate of the transmitting antenna 24-n Tx , and p Tx, y (n Tx ) is the y coordinate of the transmitting antenna 24-n Tx , p Tx, z. (N Tx ) is the z coordinate of the transmitting antenna 24-n Tx .
  • Equation (12) p Rx, x (n Rx ) is the x coordinate of the receiving antenna 31-n Rx , and p Rx, y (n Rx ) is the y coordinate of the receiving antenna 31-n Rx , p Rx, z.
  • N Rx is the y coordinate of the receiving antenna 31-n Rx .
  • the receiver 32-n Rx When the receiver 32-n Rx receives the received RF signal Rx 1 (n Rx , h, t) from the receiving antenna 31-n Rx, the local oscillation signal L 1 (h,) output from the local oscillation signal generation unit 21.
  • the frequency of the received RF signal Rx 1 (n Rx , h, t) is down-converted using t).
  • the receiver 32-n Rx filters the received RF signal after down-conversion by using, for example, a band filter, and amplifies the intensity of the signal that has passed through the band filter.
  • Receiver 32-n Rx is, by detecting the phase of the signal strength after amplification, as shown in the following equation (13), the reception beat signal V '1 of the receiving channel indicated by the received channel number n Rx (n Rx , h, t) is generated (step ST22 in FIG. 7).
  • a V is the amplitude of the received beat signal V '0 (n Tx, n Rx, h, t).
  • Receiver 32-n Rx outputs the received beat signal V '1 (n Rx, h , t) to the A / D converter 33-n Rx.
  • a / D converter 33-n Rx is received beat signal from the receiver 32-n Rx V '1 ( n Rx, h, t) receives the reception beat signal V' 1 (n Rx, h , t) Is converted from an analog signal to a digital signal (step ST23 in FIG. 7).
  • a / D converter 33-n Rx is received is expressed by the formula (15) below the digital signal beat signal V '1 (n Rx, h , m) to the signal processor 13 as (in FIG. 5 Step ST2).
  • a / D converter 33-n Rx received beat signal is outputted from the V '1 (n Rx, h , m) , as shown in the following equation (16), the transmission channel n Tx and reception channels n Rx
  • the received beat signals V 0 (n Tx , n Rx , h, t) corresponding to each are added.
  • ⁇ t is the sampling interval within the modulation time T 0 .
  • m is the sampling number of the received beat signal is sampled in the modulation time T 0.
  • M is the number of samples received beat signal in the modulation time T 0.
  • Signal processor 13 based on the installation position of a directional direction of transmission antennas 24-1 ⁇ 24-N Tx, A / D converters 33-1 ⁇ 33-N Rx received beat signal output from the V '1 (1, h, m) ⁇ V '1 (N Rx, h, m) to be coherent integration.
  • Signal processor 13 the received beat signal V '1 (1, h, m) ⁇ V' 1 (N Rx, h, m) from the coherent integration signal is coherent integration result of angular measurement target.
  • the target angle measurement processing by the signal processor 13 will be specifically described.
  • the separation unit 41 acquires the modulation codes Code 1 (1, h) to Code 1 ( NTx , h) output from the code modulation unit 22, and outputs them from the A / D converters 33-1 to 33-N Rx.
  • modulation code Code 1 (n Tx, h) using a received beat signal V '1 (n Rx, h , m) from, corresponds to both the transmission channel number n Tx and the receive channel number n Rx
  • the received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) are demodulated (step ST31 in FIG. 8).
  • the demodulated received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) are separated for each transmission channel and for each reception channel, as shown in the following equation (17). expressed.
  • the separation unit 41 outputs the demodulated received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) to the signal generation unit 42.
  • the received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) after demodulation match the modulation code Code 1 (n Tx , h) as shown in the following equation (18), and are self. It is represented by the correlated signals V 0, C (n Tx , n Rx , h, m). Further, the received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) after demodulation do not match the modulation code Code 1 (n Tx , h) as shown in the following equation (19). It is represented by signals V'0 , C ( n'Tx , nRx , h, m) of transmission channel number n'Tx that are cross-correlated. Inconsistency with the modulation code Code 1 (n Tx , h) means that n Tx ⁇ n'Tx .
  • the signal generation unit 42 performs discrete Fourier transform on the demodulated received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) output from the separation unit 41, and is shown in the following equation (20).
  • the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) corresponding to both the transmission channel number n Tx and the reception channel number n Rx are generated (step ST32 in FIG. 8).
  • the distance / velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) include distance information regarding the distance to the target candidate and velocity information regarding the speed of the target candidate, respectively.
  • Equation (20) q is the velocity bin number and k is the distance bin number.
  • the signal generation unit 42 outputs the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) to the incoherent integration unit 43.
  • FIG. 11A is an explanatory diagram showing the relationship between the sampling number and the hit number of the received beat signals V 1, C (n Tx , n Rx , h, m) after demodulation.
  • FIG. 11B is an explanatory diagram showing the relationship between the distance bin number k and the speed bin number q in the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k).
  • the incoherent integrating unit 43 When the incoherent integrating unit 43 receives the distance velocity signal f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) from the signal generation unit 42, the incoherent integrating unit 43 receives the distance velocity signal f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) is incoherently integrated (step ST33 in FIG. 8).
  • the incoherent integration unit 43 receives the incoherent integration signal f b, 1 represented by the following equation (21) as the incoherent integration result of the distance velocity signal f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k).
  • Inch (q, k) is output to the target candidate detection unit 44.
  • FIG. 12A is an explanatory diagram showing the relationship between the distance bin number k and the speed bin number q in the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k).
  • FIG. 12B is an explanatory diagram showing the relationship between the distance bin number k and the velocity bin number q in the incoherent integration signals f b, 1, inch (q, k).
  • the incoherent integrated signals f b, 1, inch (q, k) are plural because they are signals in which the signal intensities of a plurality of distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) are integrated.
  • the noise contained in the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q, k) of is averaged, and the influence of the noise is reduced.
  • the target candidate detection unit 44 When the target candidate detection unit 44 receives the incoherent integration signal f b, 1, inch (q, k) from the incoherent integration unit 43, the target candidate detection unit 44 receives the signal strength of the incoherent integration signal f b, 1, inch (q, k). Detect target candidates based on.
  • the target candidate number for identifying the detected target candidate is ntgt .
  • CA-CFAR Cell Average Constant False Allarm Rate
  • Target candidate detection unit 44 is a target candidate number n tgt and the speed bin number q Ntgt a velocity direction of the sampling number of the corresponding target candidate, the target candidate number n tgt sampling number of the distance direction of the corresponding target candidate Identify the distance bin number k ntgt .
  • the target candidate detection unit 44 calculates the distance L (n Tgt ) from the specified distance bin number k ntgt to the target candidate, and calculates the speed v (n Tgt ) of the target candidate from the specified speed bin number q ntgt ( Step ST34 in FIG. 8).
  • the target candidate detection unit 44 outputs each of the distance L (n Tgt ) to the target candidate and the speed v (n Tgt ) of the target candidate to the display 14.
  • Target candidate detection unit 44 a plurality of distance speed signal outputted from the signal generation unit 42 f b, 1 (n Tx , n Rx, q, k) of the distance speed signal f b corresponding to the detected target candidates , 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) is output to the coherent integrator 45.
  • the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) corresponding to the detected target candidates are the distances corresponding to the specified distance bin number k ntgt and the specified velocity bin number q ntgt , respectively.
  • the velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ). Further, the target candidate detection unit 44 outputs each of the specified distance bin number k ntgt and the specified velocity bin number q ntgt to the coherent integration unit 45.
  • the coherent integrator 45 has a distance velocity signal f b, 1 (n Tx , n Rx ,) output from the target candidate detection unit 44 based on the installation position in the directivity direction of the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx .
  • q ntgt , k ntgt is coherently integrated (step ST35 in FIG. 8).
  • the coherent integration unit 45 coherently integrates the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) between the transmission channels and the reception channels, thereby causing the distance velocity signals f b, 1 (
  • the coherent integral signal R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) as shown in the following equation (22). Is obtained.
  • N EL is the number of assumed target elevation angles
  • n EL is the target elevation number assigned to the assumed target elevation angle
  • N AZ is the number of assumed target azimuths
  • n AZ is the target azimuth number assigned to the assumed target azimuth
  • ⁇ 'Tx (n Tx , n EL , n AZ ) is the phase difference in the transmission channel number n Tx for the target elevation angle number n EL and the target azimuth angle number n AZ , and is represented by the following equation (23). Will be done.
  • ⁇ 'Rx (n Rx , n EL , n AZ ) is the phase difference in the reception channel number n Rx for the target elevation angle number n EL and the target azimuth angle number n AZ , and is represented by the following equation (24). Will be done.
  • the unit vector ⁇ (n EL , n AZ ) of the assumed target direction for the target elevation angle number n EL and the target azimuth angle number n AZ is expressed by the following equation (25).
  • the coherent integration unit 45 outputs the coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) to the angle calculation unit 46.
  • the signal power of the coherent integrated signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) is the phase difference ⁇ Tx (n Tx ) of the transmission channel as shown in the following equation (26).
  • the difference from the phase difference ⁇ 'Tx (n Tx , n EL , n AZ ) is zero, and the phase difference ⁇ Rx (n Rx ) of the receiving channel and the phase difference ⁇ 'Rx (n Tx , n EL , n AZ ) If the difference with is zero, it becomes the maximum value.
  • the angle measurement accuracy of the target is improved.
  • the target elevation angle number n EL when the signal power of the coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) becomes the maximum value is set as the target elevation angle number indicating the elevation angle of the target candidate. Let it be n EL and nTgt .
  • the target azimuth number n AZ when the signal power of the coherent integrated signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) becomes the maximum value is set as a target indicating the azimuth angle of the target candidate. This will be described as the azimuth numbers nAZ and nTgt .
  • the receiving unit 12 includes receiving antennas 31-1 to 31-N Rx .
  • the receiving antennas 31-1 to 31-4 are arranged in a row in the direction parallel to the x-axis, and in the direction parallel to the z-axis. , Multiple receiving antennas are not arranged. Therefore, there is no opening of the receiving channel in the direction parallel to the z-axis.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged in a row in the direction parallel to the z-axis, the receiving antennas 31-1 are as shown in FIG. 13B.
  • a virtual receiving antenna is formed at a position moved in the ⁇ z direction by the length d Tx, sub of the transmitting antenna 24-1. Further, a virtual receiving antenna is formed at a position moved from the receiving antennas 31-1 to 31-4 in the ⁇ z direction by the length d Tx, sub ⁇ 2 of the transmitting antenna 24-1. Further, a virtual receiving antenna is formed at a position moved from the receiving antennas 31-1 to 31-4 in the ⁇ z direction by the length d Tx, sub ⁇ 3 of the transmitting antenna 24-1.
  • the virtual receiving antenna is not the receiving antenna that actually exists. However, the virtual receiving antenna can obtain a reflected RF signal similar to the reflected RF signal received by the actually existing receiving antenna by signal processing.
  • FIG. 13A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4
  • FIG. 13B is an explanatory diagram showing a virtual receiving antenna.
  • the angle calculation unit 46 has a target azimuth number n AZ, based on the signal strength of the coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) output from the coherent integration unit 45 .
  • the azimuth angle ⁇ (n AZ , n Tgt ) of the target candidate indicated by nTgt is calculated (step ST3 in FIG. 5 and step ST36 in FIG. 8).
  • the angle calculation unit 46 determines the elevation angle of the target candidate indicated by the target elevation angle numbers n EL, nTgt based on the signal strength of the coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ). ⁇ (n EL , n Tgt ) is calculated (step ST3 in FIG. 5 and step ST36 in FIG. 8).
  • the angle calculation unit 46 outputs each of the azimuth angle ⁇ (n AZ , n Tgt ) of the target candidate and the elevation angle ⁇ (n EL , n Tgt ) of the target candidate to the display 14.
  • the display 14 displays on the display each of the distance L (n Tgt ) from the target candidate detection unit 44 to the target candidate and the speed v (n Tgt ) of the target candidate. Further, the display 14 displays each of the azimuth angle ⁇ (n AZ , n Tgt ) of the target candidate and the elevation angle ⁇ (n EL , n Tgt ) of the target candidate output from the angle calculation unit 46 on the display.
  • FIG. 14A shows the resolution of the radar device 1 shown in FIG. 1 in the elevation angle direction.
  • FIG. 14B shows the resolution in the elevation angle direction when a plurality of transmitting antennas corresponding to each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged in parallel with the A pillar.
  • FIG. 14C shows the resolution in the elevation angle direction when a plurality of transmitting antennas corresponding to each of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged in a direction orthogonal to the traveling direction.
  • FIG. 14D shows the resolution in the elevation angle direction when twice as many transmitting antennas as the transmitting antennas 24-1 to 24-4 shown in FIG. 14A are arranged in parallel with the A pillar.
  • the transmitting RF signal is radiated from the transmitting antenna in the traveling direction of the vehicle.
  • the opening length D 2 in the vertical direction is expressed by the following equation (27).
  • D 1 is the vertical aperture length when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged, as shown in FIG. 14A.
  • ⁇ Ap is the inclination angle of the A pillar.
  • the vertical opening length D 2 is smaller than the vertical opening length D 1 as shown in the following equation (28).
  • the resolution in the elevation angle direction when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged is ⁇ EL
  • FIG. 14B a plurality of transmitting antennas are used.
  • the resolution in the elevation angle direction is about 2 ⁇ ⁇ EL .
  • FIG. 14B when a plurality of transmitting antennas are arranged parallel to the A pillar, the elevation angle direction is larger than that when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged as shown in FIG. 14A.
  • the resolution of is deteriorated. As shown in FIG.
  • the aperture length in the vertical direction is such that the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged as shown in FIG. 14A. is the same as the aperture length D 1 of the vertical direction when there.
  • the area where the windshield of the vehicle is shielded by the plurality of transmitting antennas is the transmitting antenna 24 as shown in FIG. 14A. It is larger than the shielding area when -1 to 24-4 are arranged.
  • the hatched portion shows a region shielded by the transmitting antenna. The larger the area shielded by the transmitting antenna, the worse the visibility in front of the vehicle will occur.
  • FIG. 14D when twice as many transmitting antennas as the transmitting antennas 24-1 to 24-4 shown in FIG. 14A are arranged parallel to the A pillar, the vertical aperture length is shown in FIG. 14A. As described above, when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are arranged, the opening length D 1 in the vertical direction is almost the same. However, as shown in FIG. 14D, when twice as many transmitting antennas as the transmitting antennas 24-1 to 24-4 shown in FIG. 14A are arranged in parallel with the A pillar, the transmitting antenna 24- The cost is higher than when 1 to 24-4 are arranged.
  • the installation positions of the transmitted signals in the direct direction are different from each other, and the installation positions in the direction orthogonal to the horizontal plane parallel to the direct direction are different from each other, and are orthogonal to the direct direction.
  • a transmitting antenna 24-1 ⁇ 24-N TX for emitting the transmission signal from the emitting surface 24a-1 ⁇ 24a-N TX after being emitted from each of the transmitting antennas 24-1 ⁇ 24-N TX, is reflected to the target
  • the receiving antennas 31-1 to 31-N RX which receive each transmitted signal as a reflected signal and output the received signal of each reflected signal, and the transmitting antennas 24-1 to 24-N TX installed in the directional direction.
  • the received signals output from the receiving antennas 31-1 to 31-N RX are coherently integrated, and the signal processor 13 that measures the target from the coherent integrated signal that is the coherent integration result of the received signals is used.
  • the radar device 1 was configured to be provided. Therefore, the radar device 1 can reduce the power loss of the transmission signal in the direction in which the target exists.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the A pillar in the edge of the windshield, and the receiving antennas 31-1 to 31 are installed.
  • -4 is installed near the upper end of the edge of the windshield.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the upper end of the edge of the windshield, and the receiving antennas 31-1 to 31 are installed.
  • -4 may be installed near the A pillar in the edge of the windshield.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-N Tx and the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx .
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the upper end of the edge of the windshield, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are located near the A pillar of the edge of the windshield.
  • N TX ⁇ 1 and N RX ⁇ 2 may be satisfied.
  • the coherent integration obtained by the coherent integrating unit 45 is obtained.
  • the signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) are coherent integral signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) shown in Eq. (22). Will be the same as.
  • the coherent integrator 45 is based on the installation position in the directivity direction of the receiving antennas 31-1 to 31-N RX instead of the installation position in the directivity direction of the transmitting antennas 24-1-1 to 24-N TX .
  • the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) are coherently integrated.
  • the code modulation unit 22 corresponds to the transmission channel number n Tx by multiplying the local oscillation signal L 1 (h, t) by the modulation code Code 1 (n Tx , h).
  • the transmission RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) in the transmission channel is generated. If the transmission RF signals radiated from each of the transmission antennas 24-1 to 24-N TX can be made different from each other, the local oscillation signal L 1 (h, t) and the modulation code Code 1 (n Tx , h) ),
  • the code modulation unit 22 may generate the transmission RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) by a method other than multiplying by.
  • the code modulation unit 22 performs, for example, time division, code division, or frequency division on the local oscillation signal L 1 (h, t) to transmit RF signal Tx 1 (n Tx , h). , T) may be generated. Also, code modulation unit 22, for example, with respect to the local oscillation signal L 1 (h, t), both time division and code division, or by performing both frequency division and code division transmission RF signal Tx 1 (n Tx , h, t) may be generated.
  • Embodiment 2 In the radar device 1 shown in FIG. 1, the coherent integrating unit 45 coherently integrates the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ), as shown in equation (22). Coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) are obtained.
  • the coherent integrator 45 applies the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) to a fast Fourier transform (FFT: Fast) in each of the azimuth and elevation directions.
  • FFT Fast
  • a radar device 1 that coherently integrates distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) by performing a Fourier Transform) will be described.
  • the configuration of the radar device 1 of the second embodiment is the same as the configuration of the radar device 1 of the first embodiment, and the configuration diagram showing the radar device 1 of the second embodiment is FIG.
  • the coherent integrating unit 45 FFTs the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) in each of the azimuth and elevation directions. Therefore, the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) are coherently integrated.
  • the coherent integration unit 45 uses the coherent integration signals R Tx, Rx, as shown in the following equation (29) as the coherent integration result of the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) . ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) is obtained.
  • the coherent integration unit 45 outputs the coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) to the angle calculation unit 46.
  • FFT nTx (X ) indicates the FFT of elevation with respect to signals X, N EL, fft is the FFT points of elevation.
  • FFT nRx (X) indicates the FFT azimuthal direction with respect to signals X, N AZ, fft is the FFT points of the azimuth angle direction.
  • the signal power of the coherent integrated signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) represented by the equation (29) is the phase difference ⁇ Tx (of the transmission channel) of the transmission channel as shown in the equation (26).
  • the difference between n Tx ) and the phase difference ⁇ 'Tx (n Tx , n EL , n AZ ) is zero, and the phase difference ⁇ Rx (n Rx ) of the receiving channel and the phase difference ⁇ 'Tx (n Tx , n EL) , N AZ ) If the difference is zero, it becomes the maximum value.
  • FIG. 16A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4 when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are assumed to be planar array antennas.
  • FIG. 16B is an explanatory diagram showing an elevation angle of a target candidate when the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are assumed to be planar array antennas.
  • the elevation angle of the target candidate is represented by ⁇ EL .
  • FIG. 17A is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4 when the directivity distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 is dy. is there.
  • FIG. 17B is an explanatory diagram showing the arrangement of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4 when the directivity distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 is dy. is there.
  • FIG. 17B is an explanatory diagram showing an elevation angle of a target candidate when the distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 in the directivity direction is dy.
  • the elevation angle of the target candidate is represented by ⁇ EL .
  • FIG. 18 is an explanatory diagram showing transmission RF signals radiated from transmission antennas 24-1 to 24-4 having a directivity interval of dy.
  • the distance between the transmitting antennas 24-1 to 24- NTx in the directivity direction that is, the distance in the direction parallel to the y-axis is dy.
  • the azimuth angle ⁇ (n AZ , n Tgt ) of the target candidate is given by the equation (30). It is represented by. Therefore, the angle calculation unit 46 can calculate the azimuth angle ⁇ (n AZ , n Tgt ) of the target candidate by the equation (30).
  • the coherent integrating unit 45 FFTs the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) in the azimuth direction as shown in the following equation (35).
  • the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) are coherently integrated by performing a discrete Fourier transform in the elevation direction.
  • the coherent integration unit 45 uses the coherent integration signals R Tx, Rx, as shown in the following equation (35) as the coherent integration result of the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) . ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) is obtained.
  • the signal power of the coherent integrated signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) represented by the equation (35) is the phase difference ⁇ Tx (of the transmission channel) of the transmission channel as shown in the equation (26).
  • the difference between n Tx ) and the phase difference ⁇ 'Tx (n Tx , n EL , n AZ ) is zero, and the phase difference ⁇ Rx (n Rx ) of the receiving channel and the phase difference ⁇ 'Tx (n Tx , n EL) , N AZ ) If the difference is zero, it becomes the maximum value.
  • the angle calculation unit 46 can calculate the azimuth angle ⁇ (n AZ , n Tgt ) of the target candidate by the equation (36).
  • Embodiment 3 In the radar device 1 shown in FIG. 1, the coherent integrating unit 45 coherently integrates the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ), as shown in equation (22). Coherent integration signals R Tx, Rx, ch (n EL , n AZ , q ntgt , k ntgt ) are obtained.
  • the coherent integration unit 45 performs super-resolution processing on the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ), whereby the distance velocity signals f b, 1
  • a radar device 1 for coherent integration of (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) will be described.
  • the configuration of the radar device 1 of the third embodiment is the same as the configuration of the radar device 1 of the first embodiment, and the configuration diagram showing the radar device 1 of the third embodiment is FIG.
  • processing such as MUSIC (Multiple Signal Classication) or ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotary Invasion Technology) can be used.
  • the coherent integration unit 45 uses, for example, MUSIC processing as the super-resolution processing, the coherent integration unit 45 coherents the distance velocity signals f b, 1 (n Tx , n Rx , q ntgt , k ntgt ) according to the following equation (37). Integrate.
  • a ( ⁇ EL (n EL ), ⁇ AZ (n AZ )) is a mode vector to be searched.
  • H is a complex conjugate transpose
  • E N is the noise subspace.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24- NTx are installed in the vicinity of the A pillar in the edge of the windshield of the vehicle.
  • the receiving antennas 31-1 to 31-N Rx are installed near the upper end of the edge of the windshield.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 may be installed in the A pillar of the vehicle. Further, the transmitting antennas 24-1 to 24-4 may be installed on the B pillar of the vehicle, for example.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed on the A pillar or the B pillar of the vehicle, the transmission signal radiated from the transmitting antennas 24-1 to 24-4 is not blocked by the A pillar or the like.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 may be installed on the front bumper of the vehicle as shown in FIG. Also in the installation examples of FIGS. 19 and 20, the distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 in the directivity direction is dy.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the D pillar in the edge of the rear glass of the vehicle, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are on the rear glass. It may be installed near the upper end of the edge of the antenna. Further, as shown in FIG. 22, the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed on the rear bumper of the vehicle, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are located on the upper end portion of the edge portion of the rear glass. It may be installed in the vicinity. Also in the installation examples of FIGS. 21 and 22, the distance between the transmitting antennas 24-1 to 24-4 in the directivity direction is dy. FIG.
  • FIG. 21 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • FIG. 22 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the upper end of the edge of the windshield of the vehicle, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are located at the edge of the windshield. It is installed near the A pillar of the.
  • the receiving antennas 31-1 to 31-4 may be installed in the A pillar of the vehicle.
  • the receiving antennas 31-1 to 31-4 may be installed in the B pillar of the vehicle, for example.
  • the receiving antennas 31-1 to 31-4 may be installed on the front bumper of the vehicle as shown in FIG. 24.
  • the distance between the receiving antennas 31-1 to 31-4 in the directivity direction is dy.
  • FIG. 23 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • FIG. 24 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the upper end portion of the edge portion of the rear glass, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are the rear glass of the vehicle. It may be installed near the D-pillar in the edge of the antenna. Further, as shown in FIG. 26, the transmitting antennas 24-1 to 24-4 are installed near the upper end portion of the edge portion of the rear glass, and the receiving antennas 31-1 to 31-4 are rear of the vehicle. It may be installed on the bumper. Also in the installation examples of FIGS. 25 and 26, the distance between the receiving antennas 31-1 to 31-4 in the directivity direction is dy. FIG.
  • FIG. 25 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • FIG. 26 is an explanatory diagram showing an installation example of the transmitting antennas 24-1 to 24-4 and the receiving antennas 31-1 to 31-4.
  • This invention is suitable for a radar device and a signal processing method for measuring a target angle.
  • 1 Radar device 11 Transmitter, 12 Receiver, 13 Signal processor, 14 Indicator, 20 Modulator, 21 Local oscillation signal generator, 22 Code modulator, 23-1 to 23-NTx transmitter, 24-1 ⁇ 24-NTx transmitting antenna, 24a-1 ⁇ 24a-NTx emitting surface, 31-1 to 31-NRx receiving antenna, 32-1 to 32-NRx receiver, 33-1 to 33-NRx A / D converter, 41 Separation unit, 42 Signal generation unit, 43 Incoherent integration unit, 44 Target candidate detection unit, 45 Coherent integration unit, 46 Angle calculation unit, 51 Separation circuit, 52 Signal generation circuit, 53 Incoherent integration circuit, 54 Target candidate detection Circuit, 55 coherent integration circuit, 56 angle calculation circuit, 61 memory, 62 processor.

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Abstract

送信信号の指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なり、指向方向と直交している放射面（２４ａ－１）～（２４ａ－ＮＴＸ）から送信信号を放射する送信アンテナ（２４－１）～（２４－ＮＴＸ）と、送信アンテナ（２４－１）～（２４－ＮＴＸ）のそれぞれから放射されたのち、目標に反射されたそれぞれの送信信号を反射信号として受信し、それぞれの反射信号の受信信号を出力する受信アンテナ（３１－１）～（３１－ＮＲＸ）と、送信アンテナ（２４－１）～（２４－ＮＴＸ）における指向方向での設置位置に基づいて、受信アンテナ（３１－１）～（３１－ＮＲＸ）から出力された受信信号をコヒーレント積分し、受信信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、目標を測角する信号処理器（１３）とを備えるように、レーダ装置（１）を構成した。

Description

レーダ装置及び信号処理方法
　この発明は、目標を測角するレーダ装置及び信号処理方法に関するものである。
　物標を検出する機能を有するレーダ装置は、物標への自動車の衝突を防止するために、自動車に設置されることがある。
　特許文献１には、水平方向のアンテナ開口と、垂直方向のアンテナ開口とを拡大するために、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナとが直交するように設置されているレーダ装置が開示されている。
　特許文献１に開示されているレーダ装置では、複数の送信アンテナが、自動車のＡピラーに沿って、フロントガラスに設置されている。
国際公開２０１８／１２２９２６号
　特許文献１に開示されているレーダ装置では、複数の送信アンテナが設置されているフロントガラスが、道路面から傾いているため、送信アンテナにおける電波の放射面と直交している方向が、自動車の進行方向と異なっている。
　したがって、送信アンテナから送信される電波の指向方向と、自動車の進行方向とが異なるため、物標が存在している方向への電波の電力が損失してしまい、物標の測角精度が劣化してしまうことがあるという課題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、目標が存在している方向への送信信号の電力の損失を低減することができるレーダ装置及び信号処理方法を得ることを目的とする。
　この発明に係るレーダ装置は、送信信号の指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なり、指向方向と直交している放射面から送信信号を放射する複数の送信アンテナと、複数の送信アンテナのそれぞれから放射されたのち、目標に反射されたそれぞれの送信信号を反射信号として受信し、それぞれの反射信号の受信信号を出力する受信アンテナと、複数の送信アンテナにおける指向方向での設置位置に基づいて、受信アンテナから出力された受信信号をコヒーレント積分し、受信信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、目標を測角する信号処理器とを備えるようにしたものである。
　この発明によれば、目標が存在している方向への送信信号の電力の損失を低減することができる。
実施の形態１に係るレーダ装置１を示す構成図である。 実施の形態１に係るレーダ装置１の信号処理器１３を示す構成図である。 信号処理器１３のハードウェアを示すハードウェア構成図である。 信号処理器１３がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。 図１に示すレーダ装置１の処理手順を示すフローチャートである。 図１に示す送信部１１の処理手順を示すフローチャートである。 図１に示す受信部１２の処理手順を示すフローチャートである。 図１に示す信号処理器１３の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 図１０Ａは、ｙ－ｚ平面における送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図、図１０Ｂは、ｚ－ｘ平面における送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図、図１０Ｃは、ｘ－ｙ平面における送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図である。 図１１Ａは、復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）のサンプリング番号とヒット番号との関係を示す説明図、図１１Ｂは、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）における距離ビン番号ｋと速度ビン番号ｑとの関係を示す説明図である。 図１２Ａは、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）における距離ビン番号ｋと速度ビン番号ｑとの関係を示す説明図、図１２Ｂは、インコヒーレント積分信号ｆｂ，１，ｉｎｃｈ（ｑ，ｋ）における距離ビン番号ｋと速度ビン番号ｑとの関係を示す説明図である。 図１３Ａは、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図、図１３Ｂは、仮想的な受信アンテナを示す説明図である。 図１４Ａは、図１に示すレーダ装置１の仰角方向の分解能を示す説明図、図１４Ｂは、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれに相当する複数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合の仰角方向の分解能を示す説明図、図１４Ｃは、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれに相当する複数の送信アンテナが進行方向と直交する方向に配置されている場合の仰角方向の分解能を示す説明図、図１４Ｄは、図１４Ａに示す送信アンテナ２４－１～２４－４の２倍の数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合の仰角方向の分解能を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 図１６Ａは、送信アンテナ２４－１～２４－４が平面アレーアンテナであると仮定し場合の送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図、図１６Ｂは、送信アンテナ２４－１～２４－４が平面アレーアンテナであると仮定した場合の目標候補の仰角を示す説明図である。 図１７Ａは、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙであるときの送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図、図１７Ｂは、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙであるときの目標候補の仰角を示す説明図である。 指向方向の間隔がｄｙである送信アンテナ２４－１～２４－４から放射される送信ＲＦ信号を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。 送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るレーダ装置１を示す構成図である。
　図２は、実施の形態１に係るレーダ装置１の信号処理器１３を示す構成図である。
　図３は、信号処理器１３のハードウェアを示すハードウェア構成図である。
　図１において、レーダ装置１は、送信部１１、受信部１２及び信号処理器１３を備えている。
　送信部１１は、変調部２０、送信機２３－１～２３－ＮＴｘ及び送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘを備えている。ＮＴｘは、２以上の整数である。
　変調部２０は、局部発振信号生成部２１及び符号変調部２２を備えている。
　局部発振信号生成部２１は、局部発振信号を生成し、局部発振信号を符号変調部２２及び受信機３２－１～３２－ＮＲｘのそれぞれに出力する。ＮＲｘは、１以上の整数である。
　符号変調部２２は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおけるそれぞれの送信チャネル番号に対応する符号である変調符号を用いて、局部発振信号生成部２１から出力された局部発振信号をそれぞれ変調することで、ＮＴｘ個の送信信号として、ＮＴｘ個の送信ＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を生成する。
　符号変調部２２は、ＮＴｘ個の送信ＲＦ信号のそれぞれを送信機２３－１～２３－ＮＴｘに出力し、それぞれの送信チャネル番号に対応する変調符号を信号処理器１３に出力する。
　送信機２３－ｎＴｘ（ｎＴｘ＝１，・・・，ＮＴｘ）は、符号変調部２２から出力された送信ＲＦ信号を送信アンテナ２４－ｎＴｘに出力する。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘは、送信ＲＦ信号の指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なっている。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘは、水平面と直交している方向に一列に配置されている。
　送信アンテナ２４－ｎＴｘは、指向方向と直交している放射面２４ａ－ｎＴｘを有している。
　送信アンテナ２４－ｎＴｘは、放射面２４ａ－ｎＴｘから送信ＲＦ信号を空間に放射する。
　受信部１２は、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘ、受信機３２－１～３２－ＮＲｘ及びアナログデジタル変換器（以下、「Ａ／Ｄ変換器」と称する）３３－１～３３－ＮＲｘを備えている。
　ＮＲｘは、１以上の整数であり、例えば、ＮＲｘ≧２であれば、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘは、指向方向と直交しており、かつ、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘが一列に配置されている方向と直交している方向に、一列に配置されている。
　受信アンテナ３１－ｎＲｘ（ｎＲｘ＝１，・・・，ＮＲｘ）は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘのそれぞれから送信ＲＦ信号が放射されたのち、目標に反射されたそれぞれの送信ＲＦ信号を反射ＲＦ信号（反射信号）として受信する。
　受信アンテナ３１－ｎＲｘは、反射ＲＦ信号を受信ＲＦ信号（受信信号）として受信機３２－ｎＲｘに出力する。
　受信機３２－ｎＲｘは、局部発振信号生成部２１から出力された局部発振信号を用いて、受信アンテナ３１－ｎＲｘから出力された受信ＲＦ信号の周波数をダウンコンバートする。
　受信機３２－ｎＲｘは、例えば、帯域フィルタを用いて、ダウンコンバート後の受信ＲＦ信号をフィルタリングし、帯域フィルタを通過した信号の強度を増幅する。
　受信機３２－ｎＲｘは、強度増幅後の信号の位相を検波することで、受信チャンネル番号ｎＲｘの受信ビート信号を生成し、受信ビート信号をＡ／Ｄ変換器３３－ｎＲｘに出力する。
　Ａ／Ｄ変換器３３－ｎＲｘは、受信機３２－ｎＲｘから出力された受信ビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号を信号処理器１３に出力する。
　信号処理器１３は、図２に示すように、分離部４１、信号生成部４２、インコヒーレント積分部４３、目標候補検出部４４、コヒーレント積分部４５及び角度算出部４６を備えている。
　信号処理器１３は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおける指向方向での設置位置に基づいて、Ａ／Ｄ変換器３３－１～３３－ＮＲｘから出力されたデジタル信号をコヒーレント積分する。
　信号処理器１３は、デジタル信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、目標を測角する。
　分離部４１は、例えば、図３に示す分離回路５１によって実現される。
　分離部４１は、符号変調部２２から出力されたそれぞれの送信チャネル番号に対応する変調符号を用いて、Ａ／Ｄ変換器３３－１～３３－ＮＲｘより出力されたデジタル信号から、送信チャネル番号及び受信チャンネル番号の双方に対応する受信ビート信号を復調する。復調後の受信ビート信号は、送信チャンネル毎に分離され、かつ、受信チャンネル毎に分離されている。
　分離部４１は、復調後の受信ビート信号を信号生成部４２に出力する。
　信号生成部４２は、例えば、図３に示す信号生成回路５２によって実現される。
　信号生成部４２は、分離部４１から出力された復調後の受信ビート信号を離散フーリエ変換することで、送信チャンネル及び受信チャンネルの双方に対応する距離速度信号を生成する。
　距離速度信号は、目標候補（目標）までの距離に関する距離情報及び目標候補の速度に関する速度情報のそれぞれを含んでいる。
　信号生成部４２は、距離速度信号をインコヒーレント積分部４３及び目標候補検出部４４のそれぞれに出力する。
　インコヒーレント積分部４３は、例えば、図３に示すインコヒーレント積分回路５３によって実現される。
　インコヒーレント積分部４３は、信号生成部４２から出力された距離速度信号をインコヒーレント積分し、距離速度信号のインコヒーレント積分結果であるインコヒーレント積分信号を目標候補検出部４４に出力する。
　目標候補検出部４４は、例えば、図３に示す目標候補検出回路５４によって実現される。
　目標候補検出部４４は、インコヒーレント積分部４３から出力されたインコヒーレント積分信号の信号強度に基づいて、目標候補を検出する。
　目標候補検出部４４は、検出した目標候補までの距離及び目標候補の速度のそれぞれを算出する。
　目標候補検出部４４は、目標候補までの距離及び目標候補の速度のそれぞれを表示器１４に出力する。
　目標候補検出部４４は、信号生成部４２から出力された複数の距離速度信号のうち、インコヒーレント積分信号の信号強度に基づいて検出した目標候補に対応する距離速度信号をコヒーレント積分部４５に出力する。
　コヒーレント積分部４５は、例えば、図３に示すコヒーレント積分回路５５によって実現される。
　コヒーレント積分部４５は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおける指向方向での設置位置に基づいて、目標候補検出部４４から出力された距離速度信号をコヒーレント積分する。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおける指向方向での設置位置は、コヒーレント積分部４５の内部メモリに格納されていてもよいし、レーダ装置１の外部から与えられるものであってもよい。
　コヒーレント積分部４５は、距離速度信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号を角度算出部４６に出力する。
　角度算出部４６は、例えば、図３に示す角度算出回路５６によって実現される。
　角度算出部４６は、コヒーレント積分部４５から出力されたコヒーレント積分信号の信号強度に基づいて、目標候補の方位角及び仰角のそれぞれを算出する。
　角度算出部４６は、目標候補の方位角及び仰角のそれぞれを表示器１４に出力する。
　表示器１４は、目標候補検出部４４から出力された目標候補までの距離及び目標候補の速度のそれぞれをディスプレイに表示させ、角度算出部４６から出力された目標候補の方位角及び仰角のそれぞれをディスプレイに表示させる。
　図２では、信号処理器１３の構成要素である分離部４１、信号生成部４２、インコヒーレント積分部４３、目標候補検出部４４、コヒーレント積分部４５及び角度算出部４６のそれぞれが、図３に示すような専用のハードウェアによって実現されるものを想定している。即ち、信号処理器１３が、分離回路５１、信号生成回路５２、インコヒーレント積分回路５３、目標候補検出回路５４、コヒーレント積分回路５５及び角度算出回路５６によって実現されるものを想定している。
　ここで、分離回路５１、信号生成回路５２、インコヒーレント積分回路５３、目標候補検出回路５４、コヒーレント積分回路５５及び角度算出回路５６のそれぞれは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
　信号処理器１３の構成要素は、専用のハードウェアによって実現されるものに限るものではなく、信号処理器１３がソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現されるものであってもよい。
　ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして、コンピュータのメモリに格納される。コンピュータは、プログラムを実行するハードウェアを意味し、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、あるいは、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）が該当する。
　図４は、信号処理器１３がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合のコンピュータのハードウェア構成図である。
　信号処理器１３がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される場合、分離部４１、信号生成部４２、インコヒーレント積分部４３、目標候補検出部４４、コヒーレント積分部４５及び角度算出部４６の処理手順をコンピュータに実行させるためのプログラムがメモリ６１に格納される。そして、コンピュータのプロセッサ６２がメモリ６１に格納されているプログラムを実行する。
　また、図３では、信号処理器１３の構成要素のそれぞれが専用のハードウェアによって実現される例を示し、図４では、信号処理器１３がソフトウェア又はファームウェア等によって実現される例を示している。しかし、これは一例に過ぎず、信号処理器１３における一部の構成要素が専用のハードウェアによって実現され、残りの構成要素がソフトウェア又はファームウェア等によって実現されるものであってもよい。
　図５は、図１に示すレーダ装置１の処理手順を示すフローチャートである。
　図６は、図１に示す送信部１１の処理手順を示すフローチャートである。
　図７は、図１に示す受信部１２の処理手順を示すフローチャートである。
　図８は、図１に示す信号処理器１３の処理手順である信号処理方法を示すフローチャートである。
　図１に示すレーダ装置１では、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘのそれぞれが車両に設置されているものとする。ただし、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘのそれぞれが車両に設置されているものに限るものではなく、道路に設置されている構造物等に設置されているものであってもよい。
　ここでは、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘのそれぞれが、図９に示すように、車両のフロントガラスの縁部に設置されているものとする。
　図９は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘの設置例を示す説明図である。図９では、ＮＴｘ＝ＮＲｘ＝４である。
　送信アンテナ２４－１～２４－４は、フロントガラスの縁部のうち、Ａピラーの近傍に設置されており、受信アンテナ３１－１～３１－４は、フロントガラスの縁部のうち、上端部の近傍に設置されている。図９では、図面の簡単化のため、フロントガラスに対する送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘの取り付け器具及びフロントガラスに対する受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘの取り付け器具を省略している。
　図９では、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれが、４つの素子アンテナを有し、アレーアンテナとして表記している。しかし、これは一例に過ぎず、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれは、１つの素子アンテナのみを有するものであってもよい。また、素子アンテナは、縦方向のみでなく、横方向にも設置することで、アレーアンテナとしてもよい。送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘは、両方のＡピラーの近傍に設置されてもよい。送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘは、水平面と直交している方向に複数の列で設置されてもよい。図１０等の他の図面でも同様である。
　図９において、ｙ軸は、車両の進行方向を示す軸であり、車両の進行方向は、送信アンテナ２４－１～２４－４の放射面２４ａ－１～２４ａ－４から放射される送信ＲＦ信号の指向方向と一致している。ただし、進行方向と指向方向との一致は、厳密に一致しているものに限るものではなく、実用上問題のない範囲で、進行方向と指向方向とがずれていてもよい。
　ｘ軸は、車両の車幅方向を示す軸であり、ｚ軸は、車両の進行方向と平行な水平面と直交している鉛直方向を示す軸である。
　送信アンテナ２４－１～２４－４におけるそれぞれの設置位置は、ｙ軸と平行な方向で互いに異なり、かつ、ｚ軸と平行な方向で互いに異なっている。送信アンテナ２４－１～２４－４は、ｚ軸と平行な方向に、一列に配置されている。
　受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘにおけるそれぞれの設置位置は、ｘ軸と平行な方向で互いに異なり、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘは、ｘ軸と平行な方向に、一列に配置されている。
　図１０Ａは、ｙ－ｚ平面における送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘの配置を示す説明図であり、図１０Ｂは、ｚ－ｘ平面における送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘの配置を示す説明図である。
　図１０Ｃは、ｘ－ｙ平面における送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘの配置を示す説明図である。図１０Ａから図１０Ｃでは、ＮＴｘ＝ＮＲｘ＝４である。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおけるｙ軸と平行な方向の間隔は、図１０Ａ及び図１０Ｃに示すように、ｄｙである。
　送信アンテナ２４－１における＋ｚ方向側の端部から、送信アンテナ２４－４における－ｚ方向側の端部までの距離は、図１０Ａに示すように、ｄＴｘである。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおけるｚ軸と平行な方向の長さは、図１０Ａ及び図１０Ｂに示すように、ｄＴｘ，ｓｕｂである。
　次に、図１に示すレーダ装置１に動作について説明する。
　局部発振信号生成部２１は、以下の式（１）に示すような局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）を生成する（図６のステップＳＴ１１）。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

　式（１）において、φ０は、局部発振信号の初期位相である。ｈは、ヒット番号であり、Ｈは、ヒット数である。
　ＡＬは、局部発振信号の振幅、ｆ０は、送信アンテナ２４－ｎＴｘ（ｎＴｘ＝１，・・・，ＮＴｘ）から放射される送信ＲＦ信号の送信周波数、Ｂ０は、送信ＲＦ信号の変調帯域である。
　Ｔ０は、変調時間であり、ｔは、時間である。
　Ｔｃｈｐは、送信ＲＦ信号の送信繰り返し周期であり、以下の式（２）のように表される。
　式（２）中のＴＴｘは、送信繰り返し周期であり、以下の式（３）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002

　式（３）において、Ｔ１は、変調時間Ｔ０から次の変調までの時間である。
　局部発振信号生成部２１は、生成した局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）を符号変調部２２及び受信機３２－１～３２－ＮＲｘのそれぞれに出力する。
　符号変調部２２は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおけるそれぞれの送信チャネル番号ｎＴｘに対応する変調符号を用いて、局部発振信号生成部２１から出力された局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）を変調することで、ＮＴｘ個の送信ＲＦ信号を生成する（図６のステップＳＴ１２）。
　以下、符号変調部２２による送信ＲＦ信号の生成処理を具体的に説明する。
　まず、符号変調部２２は、以下の式（４）に示すように、巡回符号Ｃ０（ｈ）を、送信チャネル番号ｎＴｘに対応する巡回シフト量Δｈ（ｎＴｘ）だけ巡回シフトさせることで、送信チャンネル番号ｎＴｘが示す送信チャンネルの変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）を生成する。
　巡回符号Ｃ０（ｈ）は、符号変調部２２の内部メモリに格納されていてもよいし、レーダ装置１の外部から与えられるものであってもよい。
　符号変調部２２は、巡回符号Ｃ０（ｈ）として、Ｍ系列（Ｍａｘｉｍａｌ　ｌｅｎｇｔｈ　ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を用いるようにしてもよいし、Ｇｏｌｄ系列、又は、はざみ系列を用いるようにしてもよい。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

　式（４）において、Ｓｈｉｆｔ（Ｃ０（ｈ），Δｈ（ｎＴｘ））は、巡回符号Ｃ０（ｈ）を巡回シフト量Δｈ（ｎＴｘ）だけ巡回シフトさせる旨を示す数学記号である。
　次に、符号変調部２２は、以下の式（５）に示すように、局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）と変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）とを乗算することで、送信チャネル番号ｎＴｘに対応する送信チャンネルの送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を生成する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004

　符号変調部２２は、送信チャネル番号ｎＴｘが示す送信チャンネルの送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を送信機２３－ｎＴｘに出力し、送信チャネル番号ｎＴｘが示す送信チャンネルの変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）を信号処理器１３に出力する。
　送信機２３－ｎＴｘは、符号変調部２２から送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を受けると、送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を送信アンテナ２４－ｎＴｘに出力する。
　送信アンテナ２４－ｎＴｘは、放射面２４ａ－ｎＴｘから送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を空間に放射する（図５のステップＳＴ１、図６のステップＳＴ１３）。
　送信アンテナ２４－ｎＴｘの放射面２４ａ－ｎＴｘは、ｙ軸と平行な方向と直交しているため、送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）の指向方向は、車両の進行方向と一致している。
　なお、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘから放射されるＮＴｘ個の送信ＲＦ信号Ｔｘ１（１，ｈ，ｔ）～Ｔｘ１（ＮＴｘ，ｈ，ｔ）は、概ね同時に放射される。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘから放射された送信ＲＦ信号Ｔｘ１（１，ｈ，ｔ）～Ｔｘ１（ＮＴｘ，ｈ，ｔ）は、空間内に存在している目標に反射される。目標に反射された送信ＲＦ信号Ｔｘ１（１，ｈ，ｔ）～Ｔｘ１（ＮＴｘ，ｈ，ｔ）は、反射ＲＦ信号Ｒｘ０（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｔ）として、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘに入射される。
　受信アンテナ３１－ｎＲｘ（ｎＲｘ＝１，・・・，ＮＲｘ）は、入射された反射ＲＦ信号Ｒｘ０（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｔ）を、受信チャネル番号ｎＲｘが示す受信チャンネルの受信ＲＦ信号Ｒｘ１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）として受信機３２－ｎＲｘに出力する（図７のステップＳＴ２１）。
　受信ＲＦ信号Ｒｘ１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）は、以下の式（６）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　式（６）中の反射ＲＦ信号Ｒｘ０（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｔ）は、以下の式（７）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006

　式（７）において、ＡＲは、受信ＲＦ信号Ｒｘ１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）の振幅である。Ｒ０は、初期目標相対距離であり、初期目標相対距離は、レーダ装置１と目標との相対距離の初期値である。ｖは、目標相対速度であり、目標相対速度は、レーダ装置１と目標との相対速度である。
　ｃは、光速であり、ｔ’は、１ヒット内の時間である。
　式（７）において、φＴｘ（ｎＴｘ）は、送信チャンネル番号ｎＴｘが示す送信チャンネルの位相差であり、以下の式（８）のように表される。
　φＲｘ（ｎＲｘ）は、受信チャンネル番号ｎＲｘが示す受信チャンネルの位相差であり、以下の式（９）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　式（８）及び式（９）において、εｔｇｔは、以下の式（１０）で表されるように、方位角がθＡＺ，ｔｇｔであって、仰角がθＡＺ，ｔｇｔである目標方向の単位ベクトルである。“・”は、内積を表す数学記号である。
　式（８）において、ＰＴｘ（ｎＴｘ）は、以下の式（１１）で表される送信アンテナ２４－ｎＴｘの位置ベクトルである。
　式（９）において、ＰＲｘ（ｎＲｘ）は、以下の式（１２）で表される受信アンテナ３１－ｎＲｘの位置ベクトルである。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008

　式（１１）において、ｐＴｘ，ｘ（ｎＴｘ）は、送信アンテナ２４－ｎＴｘのｘ座標、ｐＴｘ，ｙ（ｎＴｘ）は、送信アンテナ２４－ｎＴｘのｙ座標、ｐＴｘ，ｚ（ｎＴｘ）は、送信アンテナ２４－ｎＴｘのｚ座標である。
　式（１２）において、ｐＲｘ，ｘ（ｎＲｘ）は、受信アンテナ３１－ｎＲｘのｘ座標、ｐＲｘ，ｙ（ｎＲｘ）は、受信アンテナ３１－ｎＲｘのｙ座標、ｐＲｘ，ｚ（ｎＲｘ）は、受信アンテナ３１－ｎＲｘのｙ座標である。
　受信機３２－ｎＲｘは、受信アンテナ３１－ｎＲｘから受信ＲＦ信号Ｒｘ１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）を受けると、局部発振信号生成部２１から出力された局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）を用いて、受信ＲＦ信号Ｒｘ１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）の周波数をダウンコンバートする。
　次に、受信機３２－ｎＲｘは、例えば、帯域フィルタを用いて、ダウンコンバート後の受信ＲＦ信号をフィルタリングし、帯域フィルタを通過した信号の強度を増幅する。
　受信機３２－ｎＲｘは、強度増幅後の信号の位相を検波することで、以下の式（１３）に示すように、受信チャンネル番号ｎＲｘが示す受信チャネルの受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）を生成する（図７のステップＳＴ２２）。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　式（１３）で表される受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）は、以下の式（１４）に示すように、送信チャンネルｎＴｘ及び受信チャンネルｎＲｘのそれぞれに対応する受信ビート信号Ｖ’０（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｔ）が加算されたものである。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010

　式（１４）において、ＡＶは、受信ビート信号Ｖ’０（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｔ）の振幅である。
　受信機３２－ｎＲｘは、受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）をＡ／Ｄ変換器３３－ｎＲｘに出力する。
　Ａ／Ｄ変換器３３－ｎＲｘは、受信機３２－ｎＲｘから受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）を受けると、受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｔ）をアナログ信号からデジタル信号に変換する（図７のステップＳＴ２３）。
　Ａ／Ｄ変換器３３－ｎＲｘは、デジタル信号を以下の式（１５）で表される受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｍ）として信号処理器１３に出力する（図５のステップＳＴ２）。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
　Ａ／Ｄ変換器３３－ｎＲｘから出力される受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｍ）は、以下の式（１６）に示すように、送信チャンネルｎＴｘ及び受信チャンネルｎＲｘのそれぞれに対応する受信ビート信号Ｖ０（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｔ）が加算されたものである。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012

　式（１６）において、Δｔは、変調時間Ｔ０内でのサンプリング間隔である。ｍは、変調時間Ｔ０内でサンプリングされた受信ビート信号のサンプリング番号である。Ｍは、変調時間Ｔ０内での受信ビート信号のサンプリング数である。
　信号処理器１３は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおける指向方向での設置位置に基づいて、Ａ／Ｄ変換器３３－１～３３－ＮＲｘから出力された受信ビート信号Ｖ’１（１，ｈ，ｍ）～Ｖ’１（ＮＲｘ，ｈ，ｍ）をコヒーレント積分する。
　信号処理器１３は、受信ビート信号Ｖ’１（１，ｈ，ｍ）～Ｖ’１（ＮＲｘ，ｈ，ｍ）のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、目標を測角する。
　以下、信号処理器１３による目標の測角処理を具体的に説明する。
　分離部４１は、符号変調部２２から出力された変調符号Ｃｏｄｅ１（１，ｈ）～Ｃｏｄｅ１（ＮＴｘ，ｈ）を取得し、Ａ／Ｄ変換器３３－１～３３－ＮＲｘから出力された受信ビート信号Ｖ’１（１，ｈ，ｍ）～Ｖ’１（ＮＲｘ，ｈ，ｍ）を取得する。
　分離部４１は、変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）を用いて、受信ビート信号Ｖ’１（ｎＲｘ，ｈ，ｍ）から、送信チャネル番号ｎＴｘ及び受信チャンネル番号ｎＲｘの双方に対応する受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）を復調する（図８のステップＳＴ３１）。
　復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）は、送信チャンネル毎に分離され、かつ、受信チャンネル毎に分離されており、以下の式（１７）のように表される。
　分離部４１は、復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）を信号生成部４２に出力する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
　復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）は、以下の式（１８）に示すように、変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）と一致して、自己相関となる信号Ｖ０，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）によって表される。
　また、復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）は、以下の式（１９）に示すように、変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）と一致せずに、相互相関となる送信チャンネル番号ｎ’Ｔｘの信号Ｖ’０，Ｃ（ｎ’Ｔｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）によって表される。変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）と一致しないとは、ｎＴｘ≠ｎ’Ｔｘであることを意味する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
　信号生成部４２は、分離部４１から出力された復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）を離散フーリエ変換することで、以下の式（２０）に示すように、送信チャネル番号ｎＴｘ及び受信チャンネル番号ｎＲｘの双方に対応する距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）を生成する（図８のステップＳＴ３２）。
　距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）は、目標候補までの距離に関する距離情報及び目標候補の速度に関する速度情報のそれぞれを含んでいる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015

　式（２０）において、ｑは、速度ビン番号であり、ｋは、距離ビン番号である。
　信号生成部４２は、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）をインコヒーレント積分部４３に出力する。
　図１１Ａは、復調後の受信ビート信号Ｖ１，Ｃ（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｈ，ｍ）のサンプリング番号とヒット番号との関係を示す説明図である。
　図１１Ｂは、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）における距離ビン番号ｋと速度ビン番号ｑとの関係を示す説明図である。
　インコヒーレント積分部４３は、信号生成部４２から距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）を受けると、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）をインコヒーレント積分する（図８のステップＳＴ３３）。
　インコヒーレント積分部４３は、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）のインコヒーレント積分結果として、以下の式（２１）で表されるインコヒーレント積分信号ｆｂ，１，ｉｎｃｈ（ｑ，ｋ）を目標候補検出部４４に出力する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
　図１２Ａは、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）における距離ビン番号ｋと速度ビン番号ｑとの関係を示す説明図である。
　距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）は、ｎＴｘ＝０，ｎＲｘ＝０であるときの目標候補の距離ビン番号ｋ及び速度ビン番号ｑ、ｎＴｘ＝１，ｎＲｘ＝１であるときの目標候補の距離ビン番号ｋ及び速度ビン番号ｑ、・・・、ｎＴｘ＝ＮＴｘ－１，ｎＲｘ＝ＮＲｘ－１であるときの目標候補の距離ビン番号ｋ及び速度ビン番号ｑを含んでいる。
　距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）は、目標候補に関する情報のほかに、雑音が重畳されている。
　図１２Ｂは、インコヒーレント積分信号ｆｂ，１，ｉｎｃｈ（ｑ，ｋ）における距離ビン番号ｋと速度ビン番号ｑとの関係を示す説明図である。
　インコヒーレント積分信号ｆｂ，１，ｉｎｃｈ（ｑ，ｋ）は、複数の距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）の信号強度が積分された信号であるため、複数の距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）に含まれている雑音が平均化されて、雑音の影響が低減されている。
　目標候補検出部４４は、インコヒーレント積分部４３からインコヒーレント積分信号ｆｂ，１，ｉｎｃｈ（ｑ，ｋ）を受けると、インコヒーレント積分信号ｆｂ，１，ｉｎｃｈ（ｑ，ｋ）の信号強度に基づいて、目標候補を検出する。以下、検出した目標候補を識別する目標候補番号をｎｔｇｔとする。
　目標候補の検出処理としては、例えば、ＣＡ－ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ　Ａｖｅｒａｇｅ　Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｆａｌｓｅ　Ａｌａｒｍ　Ｒａｔｅ）処理を用いることができる。
　目標候補検出部４４は、目標候補番号ｎｔｇｔと対応する目標候補の速度方向のサンプリング番号である速度ビン番号ｑｎｔｇｔと、目標候補番号ｎｔｇｔと対応する目標候補の距離方向のサンプリング番号である距離ビン番号ｋｎｔｇｔとを特定する。
　目標候補検出部４４は、特定した距離ビン番号ｋｎｔｇｔから目標候補までの距離Ｌ（ｎＴｇｔ）を算出し、特定した速度ビン番号ｑｎｔｇｔから目標候補の速度ｖ（ｎＴｇｔ）を算出する（図８のステップＳＴ３４）。
　距離ビン番号ｋｎｔｇｔから目標候補までの距離Ｌ（ｎＴｇｔ）を算出する処理自体は、公知の技術であるため詳細な説明を省略する。また、速度ビン番号ｑｎｔｇｔから目標候補の速度ｖ（ｎＴｇｔ）を算出する処理自体は、公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
　目標候補検出部４４は、目標候補までの距離Ｌ（ｎＴｇｔ）及び目標候補の速度ｖ（ｎＴｇｔ）のそれぞれを表示器１４に出力する。
　目標候補検出部４４は、信号生成部４２から出力された複数の距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑ，ｋ）のうち、検出した目標候補に対応する距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分部４５に出力する。
　検出した目標候補に対応する距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）は、特定した距離ビン番号ｋｎｔｇｔ及び特定した速度ビン番号ｑｎｔｇｔのそれぞれに対応する距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）である。
　また、目標候補検出部４４は、特定した距離ビン番号ｋｎｔｇｔ及び特定した速度ビン番号ｑｎｔｇｔのそれぞれをコヒーレント積分部４５に出力する。
　コヒーレント積分部４５は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおける指向方向での設置位置に基づいて、目標候補検出部４４から出力された距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分する（図８のステップＳＴ３５）。
　コヒーレント積分部４５は、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を、送信チャンネル間及び受信チャンネル間でコヒーレント積分することで、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）のコヒーレント積分結果として、以下の式（２２）に示すようなコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）が得られる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
　式（２２）において、ＮＥＬは、想定される目標仰角の数であり、ｎＥＬは、想定される目標仰角に割り当てられた目標仰角番号である。
　ＮＡＺは、想定される目標方位角の数であり、ｎＡＺは、想定される目標方位角に割り当てられた目標方位角番号である。
　φ’Ｔｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）は、目標仰角番号ｎＥＬ及び目標方位角番号ｎＡＺについての送信チャンネル番号ｎＴｘにおける位相差であり、以下の式（２３）のように表される。
　φ’Ｒｘ（ｎＲｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）は、目標仰角番号ｎＥＬ及び目標方位角番号ｎＡＺについての受信チャンネル番号ｎＲｘにおける位相差であり、以下の式（２４）のように表される。
　目標仰角番号ｎＥＬ及び目標方位角番号ｎＡＺについての想定される目標方向の単位ベクトルε（ｎＥＬ，ｎＡＺ）は、以下の式（２５）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018

　コヒーレント積分部４５は、コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を角度算出部４６に出力する。
　コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号電力は、以下の式（２６）に示すように、送信チャンネルの位相差φＴｘ（ｎＴｘ）と位相差φ’Ｔｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）との差分が零であり、受信チャンネルの位相差φＲｘ（ｎＲｘ）と位相差φ’Ｒｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）との差分が零であれば、最大値になる。
　信号電力が最大値になるコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を用いて、目標を測角することで、目標の測角精度が向上する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019

　以降、コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号電力が最大値になるときの目標仰角番号ｎＥＬを、目標候補の仰角を示す目標仰角番号ｎＥＬ，ｎＴｇｔとする。また、コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号電力が最大値になるときの目標方位角番号ｎＡＺを、目標候補の方位角を示す目標方位角番号ｎＡＺ，ｎＴｇｔとして説明する。
　図１に示すレーダ装置１では、受信部１２が、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘを備えている。
　ＮＲｘ＝４であるときは、図１３Ａに示すように、受信アンテナ３１－１～３１－４が、ｘ軸と平行な方向に、一列に配置されており、ｚ軸と平行な方向には、複数の受信アンテナが配置されていない。したがって、ｚ軸と平行な方向には、受信チャンネルの開口がない。
　しかし、図１に示すレーダ装置１では、送信アンテナ２４－１～２４－４が、ｚ軸と平行な方向に、一列に配置されているため、図１３Ｂに示すように、受信アンテナ３１－１～３１－４から、送信アンテナ２４－１の長さｄＴｘ，ｓｕｂだけ－ｚ方向に移動した位置に、仮想的な受信アンテナが形成される。
　また、受信アンテナ３１－１～３１－４から、送信アンテナ２４－１の長さｄＴｘ，ｓｕｂ×２だけ－ｚ方向に移動した位置に、仮想的な受信アンテナが形成される。
　また、受信アンテナ３１－１～３１－４から、送信アンテナ２４－１の長さｄＴｘ，ｓｕｂ×３だけ－ｚ方向に移動した位置に、仮想的な受信アンテナが形成される。
　仮想的な受信アンテナは、実際に存在している受信アンテナではない。しかし、仮想的な受信アンテナは、実際に存在している受信アンテナが受信する反射ＲＦ信号と同様の反射ＲＦ信号を、信号処理で得ることができる。
　図１３Ａは、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図であり、図１３Ｂは、仮想的な受信アンテナを示す説明図である。
　角度算出部４６は、コヒーレント積分部４５から出力されたコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号強度に基づいて、目標方位角番号ｎＡＺ，ｎＴｇｔが示す目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）を算出する（図５のステップＳＴ３、図８のステップＳＴ３６）。
　また、角度算出部４６は、コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号強度に基づいて、目標仰角番号ｎＥＬ，ｎＴｇｔが示す目標候補の仰角θ（ｎＥＬ，ｎＴｇｔ）を算出する（図５のステップＳＴ３、図８のステップＳＴ３６）。
　コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号強度に基づいて、目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）及び目標候補の仰角θ（ｎＥＬ，ｎＴｇｔ）のそれぞれを算出する処理自体は、公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
　角度算出部４６は、目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）及び目標候補の仰角θ（ｎＥＬ，ｎＴｇｔ）のそれぞれを表示器１４に出力する。
　表示器１４は、目標候補検出部４４から出力された目標候補までの距離Ｌ（ｎＴｇｔ）及び目標候補の速度ｖ（ｎＴｇｔ）のそれぞれをディスプレイに表示させる。
　また、表示器１４は、角度算出部４６から出力された目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）及び目標候補の仰角θ（ｎＥＬ，ｎＴｇｔ）のそれぞれをディスプレイに表示させる。
　以下、図１に示すレーダ装置１の有用性について説明する。
　図１４Ａは、図１に示すレーダ装置１の仰角方向の分解能を示している。
　図１４Ｂは、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれに相当する複数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合の仰角方向の分解能を示している。
　図１４Ｃは、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれに相当する複数の送信アンテナが進行方向と直交する方向に配置されている場合の仰角方向の分解能を示している。
　図１４Ｄは、図１４Ａに示す送信アンテナ２４－１～２４－４の２倍の数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合の仰角方向の分解能を示している。
　図１４Ｂに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４のそれぞれに相当する送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合、送信アンテナから送信ＲＦ信号が車両の進行方向に放射されると、垂直方向の開口長Ｄ２は、以下の式（２７）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020

　式（２７）において、Ｄ１は、図１４Ａに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合の垂直方向の開口長である。θＡｐは、Ａピラーの傾斜角である。
　垂直方向の開口長Ｄ２は、以下の式（２８）に示すように、垂直方向の開口長Ｄ１よりも小さい。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
　したがって、図１４Ａに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合の仰角方向の分解能がΔθＥＬであるとすれば、図１４Ｂに示すように、複数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合の仰角方向の分解能が約２×ΔθＥＬとなる。
　図１４Ｂに示すように、複数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合、図１４Ａに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合よりも、仰角方向の分解能が劣化する。
　図１４Ｂに示すように、複数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合、送信ＲＦ信号を合成し、最大となる方向がＡピラーと直交する方向であり、車両の進行方向と異なるため、目標が存在している方向への送信ＲＦ信号の電力が損失する。
　一方、図１４Ａに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合、送信ＲＦ信号の指向方向がほぼ車両の進行方向となるので、目標が存在している方向への送信ＲＦ信号の電力の損失が小さくなる。
　図１４Ｃに示すように、複数の送信アンテナが進行方向と直交する方向に配置されている場合、垂直方向の開口長は、図１４Ａのように送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合の垂直方向の開口長Ｄ１と同じになる。
　図１４Ｃに示すように、複数の送信アンテナが進行方向と直交する方向に配置されている場合、車両のフロントガラスが、複数の送信アンテナによって遮蔽される領域が、図１４Ａのように送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合の遮蔽領域よりも大きくなる。
　図１４Ａ及び図１４Ｃにおいて、ハッチング部分は、送信アンテナによって遮蔽される領域を示している。送信アンテナによって遮蔽される領域が大きい程、車両の前方の視界が悪くなる等の不具合を生じる。
　図１４Ｄに示すように、図１４Ａに示す送信アンテナ２４－１～２４－４の２倍の数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置されている場合、垂直方向の開口長は、図１４Ａのように送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合の垂直方向の開口長Ｄ１とほぼ同じになる。
　しかし、図１４Ｄに示すように、図１４Ａに示す送信アンテナ２４－１～２４－４の２倍の数の送信アンテナがＡピラーと平行に配置される場合、図１４Ａのように送信アンテナ２４－１～２４－４が配置されている場合よりも、コストが増大する。
　以上の実施の形態１では、送信信号の指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なり、指向方向と直交している放射面２４ａ－１～２４ａ－ＮＴＸから送信信号を放射する送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴＸと、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴＸのそれぞれから放射されたのち、目標に反射されたそれぞれの送信信号を反射信号として受信し、それぞれの反射信号の受信信号を出力する受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲＸと、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴＸにおける指向方向での設置位置に基づいて、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲＸから出力された受信信号をコヒーレント積分し、受信信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、目標を測角する信号処理器１３とを備えるように、レーダ装置１を構成した。したがって、レーダ装置１は、目標が存在している方向への送信信号の電力の損失を低減することができる。
　図１に示すレーダ装置１では、図９に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、フロントガラスの縁部のうちのＡピラーの近傍に設置され、受信アンテナ３１－１～３１－４が、フロントガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されている。
　しかし、これは一例に過ぎず、図１５に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、フロントガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置され、受信アンテナ３１－１～３１－４が、フロントガラスの縁部のうちのＡピラーの近傍に設置されていてもよい。
　図１５は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘ及び受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘの設置例を示す説明図である。
　図１５が示す設置例では、ＮＴＸ＝ＮＲＸ＝４である。送信アンテナ２４－１～２４－４が、フロントガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置され、受信アンテナ３１－１～３１－４が、フロントガラスの縁部のうちのＡピラーの近傍に設置される場合、ＮＴＸ≧１、ＮＲＸ≧２であればよい。
　送信アンテナ２４－１～２４－４が、上端部の近傍に設置され、受信アンテナ３１－１～３１－４が、Ａピラーの近傍に設置される場合でも、コヒーレント積分部４５により得られるコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）は、式（２２）に示すコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）と同じになる。
　ただし、コヒーレント積分部４５は、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴＸにおける指向方向での設置位置の代わりに、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲＸにおける指向方向での設置位置に基づいて、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分する。
　図１に示すレーダ装置１では、符号変調部２２が、局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）と変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）とを乗算することで、送信チャネル番号ｎＴｘに対応する送信チャンネルにおける送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を生成している。
　送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴＸのそれぞれから放射される送信ＲＦ信号が、互いに異なるようにすることができれば、局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）と変調符号Ｃｏｄｅ１（ｎＴｘ，ｈ）とを乗算する以外の方法で、符号変調部２２が、送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を生成するようにしてもよい。
　符号変調部２２は、例えば、局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）に対して、時分割、符号分割、又は、周波数分割のいずれかを行うことで、送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を生成するようにしてもよい。
　また、符号変調部２２は、例えば、局部発振信号Ｌ１（ｈ，ｔ）に対して、時分割及び符号分割の双方、又は、周波数分割及び符号分割の双方を行うことで、送信ＲＦ信号Ｔｘ１（ｎＴｘ，ｈ，ｔ）を生成するようにしてもよい。
実施の形態２．
　図１に示すレーダ装置１では、コヒーレント積分部４５が、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分することで、式（２２）に示すようなコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を得ている。
　実施の形態２では、コヒーレント積分部４５が、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を、方位角方向及び仰角方向のそれぞれについて高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）することで、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分するレーダ装置１について説明する。
　実施の形態２のレーダ装置１の構成は、実施の形態１のレーダ装置１の構成と同様であり、実施の形態２のレーダ装置１を示す構成図は、図１である。
　コヒーレント積分部４５は、以下の式（２９）に示すように、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を、方位角方向及び仰角方向のそれぞれについてＦＦＴすることで、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分する。
　コヒーレント積分部４５は、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）のコヒーレント積分結果として、以下の式（２９）に示すようなコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）が得られる。
　コヒーレント積分部４５は、コヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を角度算出部４６に出力する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022

　式（２９）において、ＦＦＴｎＴｘ（Ｘ）は、信号Ｘに対する仰角方向のＦＦＴを示しており、ＮＥＬ，ｆｆｔは、仰角方向のＦＦＴ点数である。
　ＦＦＴｎＲｘ（Ｘ）は、信号Ｘに対する方位角方向のＦＦＴを示しており、ＮＡＺ，ｆｆｔは、方位角方向のＦＦＴ点数である。
　式（２９）が示すコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号電力は、式（２６）に示すように、送信チャンネルの位相差φＴｘ（ｎＴｘ）と位相差φ’Ｔｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）との差分が零であり、受信チャンネルの位相差φＲｘ（ｎＲｘ）と位相差φ’Ｔｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）との差分が零であれば、最大値になる。
　信号電力が最大値になるときの、式（２９）が示すコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）に基づけば、目標候補番号ｎｔｇｔの目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）は、以下の式（３０）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
　図１に示すレーダ装置１では、送信アンテナ２４－１～２４－４（ＮＴｘ＝４）におけるｙ軸と平行な方向の間隔が、図１０Ａ及び図１０Ｃに示すように、ｄｙである。ｄｙ≠０である。
　仮に、図１６に示すように、ｄｙ＝０であって、送信アンテナ２４－１～２４－４が平面アレーアンテナであるとすれば、送信アンテナ２４－１～２４－４におけるそれぞれの送信チャンネルの位相差φＴｘ（ｎＴｘ）は、以下の式（３１）のように表される。したがって、送信アンテナ２４－１～２４－４が平面アレーアンテナであるとすれば、目標候補番号ｎｔｇｔが示す目標候補の仰角θ（ｎＥＬ，ｎＴｇｔ）は、以下の式（３２）のように表される。
　図１６Ａは、送信アンテナ２４－１～２４－４が平面アレーアンテナであると仮定し場合の送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図である。
　図１６Ｂは、送信アンテナ２４－１～２４－４が平面アレーアンテナであると仮定した場合の目標候補の仰角を示す説明図である。図１６Ｂでは、目標候補の仰角をθＥＬで表している。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
　図１に示すレーダ装置１では、図１７Ａに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙである。送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙであれば、図１７Ｂに示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４におけるそれぞれの送信チャンネルの位相差φＴｘ（ｎＴｘ）は、以下の式（３３）のように表される。
　図１７Ａは、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙであるときの送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の配置を示す説明図である。
　図１７Ｂは、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙであるときの目標候補の仰角を示す説明図である。図１７Ｂでは、目標候補の仰角をθＥＬで表している。
　図１８は、指向方向の間隔がｄｙである送信アンテナ２４－１～２４－４から放射される送信ＲＦ信号を示す説明図である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　図１に示すレーダ装置１では、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘにおける指向方向の間隔、即ち、ｙ軸と平行な方向の間隔がｄｙである。しかし、間隔ｄｙが十分に小さく、位相差φＴｘ（ｎＴｘ）を以下の式（３４）のように近似できる場合、目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）は、式（３０）で表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026

　したがって、角度算出部４６は、式（３０）によって目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）を算出することができる。
　間隔ｄｙの影響によって、位相差φＴｘ（ｎＴｘ）を式（３４）のように近似できない場合がある。
　この場合、コヒーレント積分部４５は、以下の式（３５）に示すように、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を、方位角方向についてはＦＦＴし、仰角方向については離散フーリエ変換を行うことで、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分する。
　コヒーレント積分部４５は、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）のコヒーレント積分結果として、以下の式（３５）に示すようなコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）が得られる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
　式（３５）が示すコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）の信号電力は、式（２６）に示すように、送信チャンネルの位相差φＴｘ（ｎＴｘ）と位相差φ’Ｔｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）との差分が零であり、受信チャンネルの位相差φＲｘ（ｎＲｘ）と位相差φ’Ｔｘ（ｎＴｘ，ｎＥＬ，ｎＡＺ）との差分が零であれば、最大値になる。
　信号電力が最大値になるときの、式（３５）が示すコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）に基づけば、目標候補番号ｎｔｇｔの目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）は、以下の式（３６）のように表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028

　したがって、角度算出部４６は、式（３６）によって目標候補の方位角θ（ｎＡＺ，ｎＴｇｔ）を算出することができる。
実施の形態３．
　図１に示すレーダ装置１では、コヒーレント積分部４５が、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分することで、式（２２）に示すようなコヒーレント積分信号ＲＴｘ，Ｒｘ，ｃｈ（ｎＥＬ，ｎＡＺ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）を得ている。
　実施の形態３では、コヒーレント積分部４５が、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）に対する超解像処理を実施することで、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分するレーダ装置１について説明する。
　実施の形態３のレーダ装置１の構成は、実施の形態１のレーダ装置１の構成と同様であり、実施の形態３のレーダ装置１を示す構成図は、図１である。
　超解像処理として、ＭＵＳＩＣ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）、又は、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｖｉａ　Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）等の処理を用いることができる。
　コヒーレント積分部４５は、超解像処理として、例えば、ＭＵＳＩＣの処理を用いる場合、以下の式（３７）に従って距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）をコヒーレント積分する。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029

　式（３７）において、ａ（θＥＬ（ｎＥＬ）,θＡＺ（ｎＡＺ））は、サーチするモードベクトルである。Ｈは、複素共役転置であり、ＥＮは、雑音部分空間である。
　コヒーレント積分部４５が、距離速度信号ｆｂ，１（ｎＴｘ，ｎＲｘ，ｑｎｔｇｔ，ｋｎｔｇｔ）に対する超解像処理を実施する場合、ＦＦＴ等を実施する場合よりも、目標の分離性能を高めることができる。
　実施の形態１～３のレーダ装置１では、図９に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－ＮＴｘが、車両のフロントガラスの縁部のうちのＡピラーの近傍に設置されて、受信アンテナ３１－１～３１－ＮＲｘが、フロントガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されている。
　しかし、これは一例に過ぎず、図１９に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、車両のＡピラーに設置されていてもよい。また、送信アンテナ２４－１～２４－４は、例えば、車両のＢピラーに設置されていてもよい。ただし、送信アンテナ２４－１～２４－４が、車両のＡピラー又はＢピラーに設置される場合、送信アンテナ２４－１～２４－４から放射される送信信号が、Ａピラー等に遮られないように、Ａピラー等の一部又は全部が、例えば、送信信号を透過する部材で施されているものとする。
　また、送信アンテナ２４－１～２４－４は、図２０に示すように、車両のフロントバンパーに設置されていてもよい。
　図１９及び図２０の設置例でも、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙである。
　図１９は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　図２０は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　また、図２１に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、車両のリアガラスの縁部のうちのＤピラーの近傍に設置されて、受信アンテナ３１－１～３１－４が、リアガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されていてもよい。
　また、図２２に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、車両のリアバンパーに設置されて、受信アンテナ３１－１～３１－４が、リアガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されていてもよい。
　図２１及び図２２の設置例でも、送信アンテナ２４－１～２４－４における指向方向の間隔がｄｙである。
　図２１は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　図２２は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　図１５では、送信アンテナ２４－１～２４－４が、車両のフロントガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されて、受信アンテナ３１－１～３１－４が、フロントガラスの縁部のうちのＡピラーの近傍に設置されている。
　しかし、これは一例に過ぎず、図２３に示すように、受信アンテナ３１－１～３１－４が、車両のＡピラーに設置されていてもよい。また、受信アンテナ３１－１～３１－４は、例えば、車両のＢピラーに設置されていてもよい。
　また、受信アンテナ３１－１～３１－４は、図２４に示すように、車両のフロントバンパーに設置されていてもよい。
　図２３及び図２４の設置例でも、受信アンテナ３１－１～３１－４における指向方向の間隔がｄｙである。
　図２３は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　図２４は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　また、図２５に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、リアガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されて、受信アンテナ３１－１～３１－４が、車両のリアガラスの縁部のうちのＤピラーの近傍に設置されていてもよい。
　また、図２６に示すように、送信アンテナ２４－１～２４－４が、リアガラスの縁部のうちの上端部の近傍に設置されて、受信アンテナ３１－１～３１－４が、車両のリアバンパーに設置されていてもよい。
　図２５及び図２６の設置例でも、受信アンテナ３１－１～３１－４における指向方向の間隔がｄｙである。
　図２５は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　図２６は、送信アンテナ２４－１～２４－４及び受信アンテナ３１－１～３１－４の設置例を示す説明図である。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、目標を測角するレーダ装置及び信号処理方法に適している。
　１　レーダ装置、１１　送信部、１２　受信部、１３　信号処理器、１４　表示器、２０　変調部、２１　局部発振信号生成部、２２　符号変調部、２３－１～２３－ＮＴｘ　送信機、２４－１～２４－ＮＴｘ　送信アンテナ、２４ａ－１～２４ａ－ＮＴｘ　放射面、３１－１～３１－ＮＲｘ　受信アンテナ、３２－１～３２－ＮＲｘ　受信機、３３－１～３３－ＮＲｘ　Ａ／Ｄ変換器、４１　分離部、４２　信号生成部、４３　インコヒーレント積分部、４４　目標候補検出部、４５　コヒーレント積分部、４６　角度算出部、５１　分離回路、５２　信号生成回路、５３　インコヒーレント積分回路、５４　目標候補検出回路、５５　コヒーレント積分回路、５６　角度算出回路、６１　メモリ、６２　プロセッサ。

Claims (19)

  1. 　送信信号の指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、前記指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なり、前記指向方向と直交している放射面から前記送信信号を放射する複数の送信アンテナと、
    　前記複数の送信アンテナのそれぞれから放射されたのち、目標に反射されたそれぞれの送信信号を反射信号として受信し、それぞれの反射信号の受信信号を出力する受信アンテナと、
    　前記複数の送信アンテナにおける指向方向での設置位置に基づいて、前記受信アンテナから出力された受信信号をコヒーレント積分し、前記受信信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、前記目標を測角する信号処理器と
    　を備えたレーダ装置。
  2. 　前記複数の送信アンテナは、前記水平面と直交している方向に一列に配置されていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  3. 　前記受信アンテナとして、複数の受信アンテナを備えており、
    　前記複数の受信アンテナは、前記指向方向と直交しており、かつ、前記複数の送信アンテナが一列に配置されている方向と直交している方向に、一列に配置されていることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
  4. 　送信信号の指向方向と直交している放射面から前記送信信号を放射する送信アンテナと、
    　前記指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、前記指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なり、前記送信アンテナから放射されたのち、目標に反射された前記送信信号を反射信号として受信し、前記反射信号の受信信号を出力する複数の受信アンテナと、
    　前記複数の受信アンテナにおける指向方向での設置位置に基づいて、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号をコヒーレント積分し、前記受信信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、前記目標を測角する信号処理器と
    　を備えたレーダ装置。
  5. 　前記複数の受信アンテナは、前記水平面と直交している方向に一列に配置されていることを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
  6. 　前記送信アンテナとして、複数の送信アンテナを備えており、
    　前記複数の送信アンテナは、前記指向方向と直交しており、かつ、前記複数の受信アンテナが一列に配置されている方向と直交している方向に、一列に配置されていることを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。
  7. 　前記信号処理器は、前記目標の方位角及び仰角のそれぞれを算出することを特徴とする請求項１または請求項４記載のレーダ装置。
  8. 　前記信号処理器は、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号に基づいて、前記目標までの距離に関する距離情報及び前記目標の速度に関する速度情報のそれぞれを含む距離速度信号を生成し、前記複数の送信アンテナにおける指向方向での設置位置に基づいて、前記距離速度信号をコヒーレント積分し、前記距離速度信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、前記目標を測角することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
  9. 　前記信号処理器は、前記距離速度信号をインコヒーレント積分し、前記距離速度信号のインコヒーレント積分結果であるインコヒーレント積分信号から、前記目標までの距離及び前記目標の速度のそれぞれを算出することを特徴とする請求項８記載のレーダ装置。
  10. 　前記信号処理器は、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号に基づいて、前記目標までの距離に関する距離情報及び前記目標の速度に関する速度情報のそれぞれを含む距離速度信号を生成し、前記複数の受信アンテナにおける指向方向での設置位置に基づいて、前記距離速度信号をコヒーレント積分し、前記距離速度信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、前記目標を測角することを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
  11. 　前記信号処理器は、前記距離速度信号をインコヒーレント積分し、前記距離速度信号のインコヒーレント積分結果であるインコヒーレント積分信号から、前記目標までの距離及び前記目標の速度のそれぞれを算出することを特徴とする請求項１０記載のレーダ装置。
  12. 　前記信号処理器は、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号を、方位角方向及び仰角方向のそれぞれについて高速フーリエ変換することで、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号をコヒーレント積分することを特徴とする請求項３または請求項６記載のレーダ装置。
  13. 　前記信号処理器は、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号を、方位角方向については高速フーリエ変換し、仰角方向については離散フーリエ変換することで、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号をコヒーレント積分することを特徴とする請求項３または請求項６記載のレーダ装置。
  14. 　前記信号処理器は、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号に対する超解像処理を実施することで、前記複数の受信アンテナから出力された受信信号をコヒーレント積分することを特徴とする請求項３または請求項６記載のレーダ装置。
  15. 　前記複数の送信アンテナにおけるそれぞれのチャネル番号に対応する符号を用いて、局部発振信号をそれぞれ変調することで、複数の送信信号を生成し、前記複数の送信信号のそれぞれを前記複数の送信アンテナに出力する変調部を備えたことを特徴とする請求項３または請求項６記載のレーダ装置。
  16. 　前記送信アンテナ及び前記受信アンテナのそれぞれが車両に設置されていることを特徴とする請求項１または請求項４記載のレーダ装置。
  17. 　前記送信アンテナは、車両のフロントガラスの縁部、前記車両のリアガラスの縁部、前記車両のピラー、前記車両のフロントバンパー、又は、前記車両のリアバンパーに設置されていることを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
  18. 　前記受信アンテナは、車両のフロントガラスの縁部、前記車両のリアガラスの縁部、前記車両のピラー、前記車両のフロントバンパー、又は、前記車両のリアバンパーに設置されていることを特徴とする請求項４記載のレーダ装置。
  19. 　送信信号の指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、前記指向方向と平行な水平面と直交している方向での設置位置が互いに異なり、前記指向方向と直交している放射面を有する複数の送信アンテナの放射面のそれぞれから、前記送信信号が放射されたのち、受信アンテナが、目標に反射されたそれぞれの送信信号を反射信号として受信して、それぞれの反射信号の受信信号を出力すると、
    　又は、
    　送信信号の指向方向と直交している放射面を有する送信アンテナの放射面から、当該送信信号が放射されたのち、前記指向方向での設置位置が互いに異なり、かつ、前記指向方向と直交している方向での設置位置が互いに異なる複数の受信アンテナのそれぞれが、前記目標に反射された前記送信信号を反射信号として受信して、前記反射信号の受信信号を出力すると、
    　信号処理器が、前記複数の送信アンテナにおける指向方向での設置位置、又は、前記複数の受信アンテナにおける指向方向での設置位置のいずれかに基づいて、前記受信信号をコヒーレント積分し、前記受信信号のコヒーレント積分結果であるコヒーレント積分信号から、前記目標を測角する
    　信号処理方法。
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