JPH0670486U - 昇降圧型dc−dcコンバータ - Google Patents
昇降圧型dc−dcコンバータInfo
- Publication number
- JPH0670486U JPH0670486U JP017025U JP1702593U JPH0670486U JP H0670486 U JPH0670486 U JP H0670486U JP 017025 U JP017025 U JP 017025U JP 1702593 U JP1702593 U JP 1702593U JP H0670486 U JPH0670486 U JP H0670486U
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電圧検出回路の調整が不要で、出力電圧の外
部からの調節が可能な、チョッパ方式の昇降圧型DC−
DCコンバータを提供する。 【構成】 降圧動作をさせる第1制御回路5と昇圧動作
をさせる第2制御回路6に、電圧検出回路3から出力信
号電圧を入力し、直列に接続された基準電圧源7と基準
電圧源8から、第1制御回路5には基準電圧(VREF1+
VREF2)を入力し、第2制御回路6には基準電圧VREF2
を入力する。 【効果】 回路構成素子の特性の誤差やバラツキによ
り、無制御範囲が広がったり、降圧動作と昇圧動作が同
時に行われる事態は起こらない。出力検出回路の調整の
必要が無く、容易に出力電圧を調整することができる。
制御機能部分の回路のIC化に際し、ICに設ける端子
ピンが少なくて済む。
部からの調節が可能な、チョッパ方式の昇降圧型DC−
DCコンバータを提供する。 【構成】 降圧動作をさせる第1制御回路5と昇圧動作
をさせる第2制御回路6に、電圧検出回路3から出力信
号電圧を入力し、直列に接続された基準電圧源7と基準
電圧源8から、第1制御回路5には基準電圧(VREF1+
VREF2)を入力し、第2制御回路6には基準電圧VREF2
を入力する。 【効果】 回路構成素子の特性の誤差やバラツキによ
り、無制御範囲が広がったり、降圧動作と昇圧動作が同
時に行われる事態は起こらない。出力検出回路の調整の
必要が無く、容易に出力電圧を調整することができる。
制御機能部分の回路のIC化に際し、ICに設ける端子
ピンが少なくて済む。
Description
【0001】
本考案は、チョッパ方式の昇降圧型DC−DCコンバータの制御方式に関する 。
【0002】
直流安定化電圧を出力するDC−DCコンバータにおいて、必要とする直流出 力電圧より、直流入力電圧の方が高い場合と低い場合の双方を想定しなければな らない時、昇降圧型DC−DCコンバータが用いられる。 従来の昇降圧型DC−DCコンバータの回路の一例を図3に示す。 図3において、入力端子1とエミッタを接続したPNP型の第1スイッチング トランジスタQ1、第1スイッチングトランジスタQ1のコレクタに接続された チョークコイルL1、チョークコイルL1の他の一端と出力端子2の間にカソー ドを出力端子2側として接続したダイオードD2、第1スイッチングトランジス タQ1のコレクタとアース間にアノードをアース側として接続したダイオードD 1、ダイオードD2のカソードとアース間に接続した平滑コンデンサC2により 、降圧チョッパ部を構成する。
【0003】 また、そのコレクタをダイオードD2のアノードと、エミッタをアースと接続 したNPN型の第2スイッチングトランジスタQ2及び、前記、チョークコイル L1、ダイオードD2、コンデンサC2により昇圧チョッパ部を構成する。 出力端子2とアース間に、抵抗R1、抵抗R2の直列回路から成る第1電圧検 出回路3及び、抵抗R3、抵抗R4の直列回路から成る第2電圧検出回路4が接 続される。
【0004】 第1スイッチングトランジスタQ1のベースに駆動信号を出力する第1の制御 回路5と、第2スイッチングトランジスタQ2のベースに駆動信号を出力する第 2の制御回路6を設ける。 そして、第1制御回路5には、第1電圧検出回路3より出力信号電圧VS1及び 基準電圧源7より基準電圧VREF が入力され、第2制御回路6には、第2電圧検 出回路4より出力信号電圧VS2及び基準電圧源7より基準電圧VREF が入力され る。 なお、入力端子1とアース間に、フィルタ用のコンデンサC1を接続する。
【0005】 実際に、昇降圧型DC−DCコンバータを使用する時には、その電力変換効率 を上げるために、降圧動作と昇圧動作を別々に行わせることが考えられる。 すなわち、入力電圧VINが出力電圧VO よりも高い場合には、第1スイッチン グトランジスタQ1にスイッチング動作をさせて第2スイッチングトランジスタ Q2をデューティー100%オフ状態とし、DC−DCコンバータに降圧動作を 行わせる。 逆に、入力電圧VINが出力電圧VO よりも低い場合には、第1スイッチングト ランジスタQ1をデューティー100%オン状態として第2スイッチングトラン ジスタQ2にスイッチング動作をさせ、DC−DCコンバータに昇圧動作を行わ せることになる。
【0006】 図3に示す回路の実際の動作では、第1制御回路5に入力される出力信号電圧 VS1が基準電圧VREF より高い場合にDC−DCコンバータは降圧動作を行い、 第2制御回路6に入力される出力信号電圧VS2が基準電圧VREF より低い場合に DC−DCコンバータは昇圧動作を行う。 そして、DC−DCコンバータが降圧動作と昇圧動作を同時に行わないように するために、出力信号電圧VS1と出力信号電圧VS2の間に微小の電圧差ΔVS ( =VS1−VS2)を設けている。
【0007】 この微小の電圧差ΔVS は、実用上、0.2〜0.3〔V〕に設定されること になる。 ちなみに、基準電圧に対して、(出力信号電圧VS1)<(基準電圧VREF )< (出力信号電圧VS2)という関係にある場合には、第1スイッチングトランジス タQ1はデューティー100%オン状態、第2スイッチングトランジスタQ2は デューティー100%オフ状態となり、入力電圧VINと出力電圧VO は同一とな る。
【0008】
第1制御回路5に入力される出力信号電圧VS1と第2制御回路6に入力される 出力信号電圧VS2の間の電圧差ΔVS は、前述したように0.2〜0.3〔V〕 に設定される。 出力信号電圧VS1と出力信号電圧VS2の電圧値の間に基準電圧VREF が存在す る時には、入力電圧VINが無制御のまま出力電圧VO として負荷に供給される。 また、図4に示すように、降圧動作時の出力電圧VOdと昇圧動作時の出力電圧V Ou には、出力信号電圧の電圧差ΔVS に見合った電圧差が発生することになるの で、電圧差ΔVS はできるだけ小さいことが望ましい。
【0009】 図3において、第1電圧検出回路3及び第2電圧検出回路4は、固定式の抵抗 R1とR2、及び、抵抗R3とR4より成っている。 ところが、実際に固定式の抵抗の組み合わせにより、電圧差ΔVS =0.2〜 0.3〔V〕を実現しようとしても、各抵抗の特性のバラツキや抵抗値の誤差等 により実現困難であり、電圧差ΔVS が大きな値となって無制御範囲が広くなっ たり、電圧差ΔVS が負の値となって降圧動作と昇圧動作が同時に行われてしま う事態も起こり得る。 そのために、実用上では抵抗R1〜R4のうち、いずれか1つの抵抗を可変式 として、回路の組立終了後に、その可変抵抗を調節しなければならなかった。 また、出力電圧VO の電圧値を調節可能とする要請がある場合、出力電圧VO の値の変化により出力信号電圧VS1及び出力信号電圧VS2の値も変化し、電圧差 ΔVS が大きくなってしまう事がある。
【0010】 そのため、出力電圧VO の電圧値を変更した時に電圧差ΔVS を最適値に再調 整しなければならず、事実上、出力電圧VO の電圧値を調節可能とする要請には 対応出来ないといった問題点が存在した。 従って、本考案の目的は、電圧検出回路の抵抗の特性や抵抗値にバラツキや誤 差が生じても、電圧検出回路の調整の必要が無く、かつ、出力電圧を調整可能と し、しかも、降圧動作と昇圧動作が同時に行われない、IC化に適したチョッパ 方式の昇降圧型DC−DCコンバータを提供することにある。
【0011】
本考案は、降圧チョッパ部の第1スイッチングトランジスタを駆動する第1の 制御回路と、昇圧チョッパ部の第2スイッチングトランジスタを駆動する第2の 制御回路の出力電圧の検出を同一の点で行い、該第1と第2の制御回路に入力さ れる比較のための基準電圧の電圧値に微小差を持たせ、該微小の電圧差により降 圧動作と昇圧動作が同時に行われないようにしたことを特徴とする。
【0012】
電圧検出回路の調整の必要が無く、出力電圧の調節を可能とした本考案の昇降 圧型DC−DCコンバータの回路図を図1に示す。 なお、図3と同一部分については同じ符号を付与してある。 図1において、入力端子1と出力端子2間の降圧チョッパ部及び昇圧チョッパ 部を構成する、第1スイッチングトランジスタQ1、ダイオードD1、チョーク コイルL1、第2スイッチングトランジスタQ2、ダイオードD2、平滑コンデ ンサC2の接続構成は図3と同じである。 出力端子2とアース間に、抵抗R1、抵抗R2の直列回路から成る電圧検出回 路3が接続される。
【0013】 第1スイッチングトランジスタQ1のベースに駆動信号を出力する第1の制御 回路5と、第2スイッチングトランジスタQ2のベースに駆動信号を出力する第 2の制御回路6を設け、双方の制御回路に電圧検出回路3の抵抗R1、R2の接 続点から出力信号電圧VS を入力する。 アースと負極を接続した基準電圧源7と、基準電圧源7の正極に負極を接続し た基準電圧源8を設ける。 基準電圧源7の正極から基準電圧VREF2を第2制御回路6に入力し、基準電圧 源8の正極から基準電圧源7と基準電圧源8の基準電圧の合成値(VREF1+VRE F2 )を第1制御回路5に入力する。 以上のような回路では、電圧検出回路3からの出力信号電圧VS が基準電圧V REF2 より低い場合にはDC−DCコンバータは昇圧動作を行い、出力信号電圧V S が合成の基準電圧(VREF1+VREF2)より高い場合にはDC−DCコンバータ は降圧動作を行う。
【0014】 ちなみに、DC−DCコンバータの出力電圧VO は、以下の数式によって与え られる。
【0015】
【数1】 VO =(1+RA /RB )×VREF
【0016】 ただし、RA 、RB は電圧検出回路の分圧抵抗の抵抗値、VREF は基準電圧値 である。 図3に示した従来の昇降圧型DC−DCコンバータは、2つの電圧検出回路の RA /RB にもとづく出力信号電圧VS1及びVS2に微小の差ΔVS を設けること で、降圧動作時の出力電圧VOdと昇圧動作時の出力電圧VOuに差を持たせ、降圧 動作と昇圧動作が同時に行われないようにしている。 これに対して本考案の昇降圧型DC−DCコンバータでは、数式1の基準電圧 VREF として、基準電圧源7の基準電圧VREF2と基準電圧源8の基準電圧VREF1 を設け、基準電圧VREF1によって降圧動作時の出力電圧VOdと昇圧動作時の出力 電圧VOuに差を持たせ、降圧動作と昇圧動作が同時に行われないようにしている 。
【0017】 本考案の回路では、電圧検出回路は1回路だけなので、図3に示す従来の回路 のように、2つの電圧検出回路の出力信号電圧に微小の電圧差ΔVS を設ける必 要は無い。 そのため、電圧検出回路の分圧抵抗の特性の誤差やバラツキによって、無制御 範囲が広がったり降圧動作と昇圧動作が同時に行われるという事は無い。 また、基準電圧源7と基準電圧源8は直列に接続されているため、仮に何らか の理由により、それぞれの基準電圧源の基準電圧値にバラツキが生じても、降圧 動作と昇圧動作が同時に行われることはない。
【0018】 電圧検出回路を1回路にし、基準電圧に差を設けることにより降圧動作と昇圧 動作が同時には行われないようにしたので、出力電圧の電圧値が変わっても無制 御範囲が広がったり、降圧動作と昇圧動作が同時に行われる事は無い。また、出 力電圧を調整する際に、分圧抵抗の調整は必要無いため、出力電圧VO を外部か ら調整可能とする要請に対して、容易に対応することができる。
【0019】 また本考案の回路では、上述したような信頼性の高い動作により、2つの制御 回路に入力される基準電圧の差にあたる基準電圧VREF1の値を0.05〜0.1 〔V〕に容易に設定できる。 これにより、出力電圧VO が無制御状態となる範囲は狭くなり、また、降圧動 作時の出力電圧VOdと昇圧動作時の出力電圧VOuの差が小さくなり、安定した出 力電圧VO を負荷に供給することができる。
【0020】 ちなみに、この昇降圧型DC−DCコンバータの制御機能の回路部分をIC化 するとなると、図1及び図3において、第1制御回路5、第2制御回路6、基準 電圧源7、基準電圧源8が対象になる。 このICに設けられる端子ピンとしては、第1スイッチングトランジスタQ1 の制御用ピン、第2スイッチングトランジスタQ2の制御用ピン、アース用ピン の他に出力信号電圧用ピン等がある。 図3の従来の回路では、電圧検出回路が2回路存在するために出力信号電圧用 ピンが2つ必要になるのに対して、図1の本考案の回路では、電圧検出回路が1 回路なので出力信号電圧用ピンは1つであり、IC化が容易である。
【0021】 図1の実施例において、2つの制御回路5、6に入力する基準電圧に差を設け るために、基準電圧源7と基準電圧源8を直列に接続した。 2つの基準電圧源7、8の代わりとして、図2に示すような回路にて基準電圧 VREF2及び合成の基準電圧(VREF1+VREF2)を得ることもでき、基準電圧源を 2回路も構成する必要がなくなる。 すなわち、図2では、電圧(VREF1+VREF2)を出力する基準電圧源9の正、 負極間に分圧用の抵抗R5と抵抗R6の直列回路を接続することにより、基準電 圧源9の正極から基準電圧(VREF1+VREF2)を取り出し、抵抗R5と抵抗R6 の接続点から基準電圧VREF2を取り出すようになっている。
【0022】
以上に述べたように、本考案は、電圧検出回路を1回路とし、第1スイッチン グトランジスタと第2スイッチングトランジスタを駆動する、それぞれの制御回 路に入力する基準電圧に差を設けたものである。 このことにより、回路構成素子の特性の誤差やバラツキにより無制御範囲が広 がったり、降圧動作と昇圧動作が同時に行われる事はない。 また、基準電圧に設けた差により降圧動作と昇圧動作が同時に行われないよう にしているため、出力信号電圧の差の調整の必要がなく、容易に出力電圧を調整 することができる。 さらに、制御機能の回路部分をIC化するのに際し、従来の回路に比べてIC に設ける端子ピンが少なくて済み、IC化が容易である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本考案の昇降圧型DC−DCコンバータの一
実施例の回路図。
実施例の回路図。
【図2】 本考案における基準電圧源の別の実施例の回
路図。
路図。
【図3】 従来の昇降圧型DC−DCコンバータの回路
図。
図。
【図4】 昇降圧型DC−DCコンバータの入出力電圧
特性。
特性。
1 入力端子 2 出力端子 3 第1電圧検出回路 4 第2電圧検出回路 5 第1制御回路 6 第2制御回路 7 基準電圧源 8 基準電圧源
Claims (1)
- 【請求項1】 その電圧値が不定の直流電圧が入力され
る入力端子と、安定化した直流電圧を出力する出力端子
間に、降圧チョッパ部と昇圧チョッパ部を構成し、回路
の入力電圧が要求する出力電圧より低い場合には昇圧チ
ョッパ部が昇圧動作を行い、入力電圧が要求する出力電
圧より高い場合には降圧チョッパ部が降圧動作を行い、
降圧動作と昇圧動作が同時に行われないようにしたチョ
ッパ方式の昇降圧型DC−DCコンバータにおいて、降
圧チョッパ部の第1スイッチングトランジスタを駆動す
る第1の制御回路と、昇圧チョッパ部の第2スイッチン
グトランジスタを駆動する第2の制御回路の出力電圧の
検出を同一の点で行い、該第1と第2の制御回路に入力
される比較のための基準電圧の電圧値に差を持たせ、該
電圧差により降圧動作と昇圧動作が同時に行われないよ
うにしたことを特徴とする昇降圧型DC−DCコンバー
タ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP017025U JPH0670486U (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 昇降圧型dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP017025U JPH0670486U (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 昇降圧型dc−dcコンバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0670486U true JPH0670486U (ja) | 1994-09-30 |
Family
ID=11932459
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP017025U Pending JPH0670486U (ja) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | 昇降圧型dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0670486U (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005045943A (ja) * | 2003-07-23 | 2005-02-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 昇降圧dc−dcコンバータ |
JP2009293322A (ja) * | 2008-06-06 | 2009-12-17 | Sumitomo Heavy Ind Ltd | 昇降圧コンバータの駆動制御装置及びこれを含むハイブリッド型建設機械 |
KR20140074024A (ko) * | 2012-12-07 | 2014-06-17 | 현대자동차주식회사 | 전력변환기의 출력 보정장치 및 방법 |
WO2014185240A1 (ja) * | 2013-05-13 | 2014-11-20 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 電圧変換装置 |
JP2017042046A (ja) * | 2016-12-02 | 2017-02-23 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 電圧変換装置 |
-
1993
- 1993-03-12 JP JP017025U patent/JPH0670486U/ja active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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