JPH0667129B2 - 充電回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は100V〜240Vの商用電源に対して適用され、蓄電
池を充電するための充電回路に関する。

（背景技術） 充電式の電気機器等にあっては蓄電池の充電を行ってい
る最中に負荷への電力供給を行わせたいことがあるが、
充電回路の出力電流が負荷電流と同等あるいは負荷電流
より小さい場合には、蓄電池の充電も負荷への電力供給
も充分に行えなくなる不都合がある。

第７図はそのような場合に対処すべく本出願人により特
開昭58−99229号において提案された充電回路であり、
リンギングチョークコンバータ型の充電回路におけるト
ランスＴの１次電流を検出する抵抗R₂の両端に、負荷R_L
への電力供給を行うスイッチSW′と連動したスイッチS
W″を介して抵抗R₂′を接続し、負荷R_Lへ電力供給する
場合に電流検出用抵抗の値を小さくしてピーク値制御回
路を構成するトランジスタQ₂が動作する際の１次電流の
値を増大させ、２次巻線L₂から放出される出力電流を増
大するようにしていた。

ところで、第７図の如くトランスＴの１次電流のピーク
値を制御するものにあっては、整流器DB,コンデンサC₁
で整流・平滑された電圧が直流に近いものであれば、商
用電源ACの電圧が100V〜240Vのような広範囲で変動して
も蓄電池Ｂ側へ出力される電流の平均値は一定に保たれ
るが、コンデンサC₁に大容量のものを用いることはスペ
ース，コストの点で困難なため、現実にはリンギングチ
ョークコンバータに入力される電圧は脈流波形となり、
そのため、商用電源ACの電圧が大きいほど蓄電池Ｂ側へ
出力される電流の平均値が大きくなっていってしまう。
これは、脈流波形の電圧の低い期間においてはトランス
Ｔの１次電流がピーク値制御回路を動作させる値に達し
ないため、この期間においては出力電流も所定の値より
も小さく、そして、商用電源ACの電圧によりその期間が
全期間に占める割合が異なるからである。

そのため、100V地域および240V地域において同等の充電
電流を得るには第８図に示すように自動電圧制御回路３
を設けた回路が用いられる。なお、１はリンギングチョ
ークコンバータ、２はピーク値制御回路である。しかし
て、自動電圧制御回路３はトランスＴの３次巻線L₃に発
生する電圧が商用電源ACの電圧に比例することを利用
し、その電圧がツェナーダイオードZD₂のツェナー電圧
よりも大きくなった際にダイオードD₁,抵抗R₅,R₄を介し
て電流検出用の抵抗R₂に電流を供給して電圧を高め、商
用電源ACの電圧上昇による充電電流の増加を補正するよ
うにしている。なお、この場合の入力電圧と出力電流と
の関係は第９図のａの如くなる。

ところで、第８図の充電回路において第７図と同様に負
荷の接続に応動して出力電流の増加を図りたい場合、第
７図の原理と同様に電流検出用の抵抗R₂と並列にスイッ
チSW″を介して抵抗R₂′を接続することが考えられる
が、この場合、自動電圧制御回路３のツェナーダイオー
ドZD₂が導通を始める商用電源電圧に差が出てしまい、
高出力時に第９図のａの如く正常な特性を有していたも
のが、低出力に切換えると、ｂの如き特性となってしま
い自動電圧制御回路３の機能を失ってしまうことにな
る。

（発明の目的） 本発明は上記の点に鑑み提案されたものであり、自動電
圧制御回路を備えたリンギングチョークコンバータ型の
充電回路の出力電流を、自動電圧制御回路の機能を損な
うことなく一定の量だけ増加することのできる回路を提
供することを目的としている。

（発明の開示） 以下、実施例を示す図面に沿って本発明を詳述する。

第１図は本発明の一実施例を示したものである。図にお
いて構成を説明すると、商用電源ACを整流する整流器DB
の出力端にトランスＴの１次巻線L₁,スイッチングトラ
ンジスタQ₁,電流検出用の抵抗R₂,蓄電池Ｂの直列回路が
接続されると共に、スイッチングトランジスタQ₁のベー
スと蓄電池Ｂの正極との間にトランスＴの３次巻線L₃,
コンデンサC₂,抵抗R₃の直列回路が接続され、蓄電池Ｂ
の両端にトランスＴの２次巻線L₂,ダイオードD₀の直列
回路が接続されている。また、起動用の抵抗R₁が整流器
DBの正側出力端とスイッチングトランジスタQ₁のベース
との間に接続されている。なお、トランスＴとその巻線
L₁,L₂,L₃およびスイッチングトランジスタQ₁等によりリ
ンギングチョークコンバータ１が構成されている。

一方、スイッチングトランジスタQ₁のベースと蓄電池Ｂ
の負極との間にトランジスタQ₂が接続されると共に、抵
抗R₂,蓄電池Ｂの直列回路と並列に抵抗R₄,ツェナーダイ
オードZD₁₂,抵抗R₇の直列回路が接続され、ツェナーダ
イオードZD₁₂,抵抗R₇の接続点がトランジスタQ₂のベー
スに接続されている。また、抵抗R₄,ツェナーダイオー
ドZD₁₂の接続点にツェナーダイオードZD₁₁の一端が、蓄
電池Ｂの負極に抵抗R₆の一端が夫々接続され、ツェナー
ダイオードZD₁₁の他端と抵抗R₆の他端とトランジスタQ₂
のベースとが切換スイッチSWの３つの端子に夫々接続さ
れている。なお、切換スイッチSWは３つの端子が互いに
非接触の状態と全てが接触する状態とが切り換えられる
ものであり、切換スイッチSWのオフが高出力状態に対応
し、オンが低出力状態に対応している。また、ツェナー
ダイオードZD₁₁のツェナー電圧はツェナーダイオードZD
₁₂のツェナー電圧よりも小さな値に選ばれている。な
お、トランジスタQ₂およびツェナーダイオードZD₁₂,ZD
₁₁等によりピーク値制御回路２が構成されている。

また、トランスＴの３次巻線L₃,コンデンサC₂の接続点
とツェナーダイオードZD₁₂,抵抗R₄の接続点との間には
ツェナーダイオードZD₂,ダイオードD₁,抵抗R₅の直列回
路が接続され、これらにより自動電圧制御回路３が構成
されている。

以下、動作について説明する。商用電源ACは整流器DBに
て整流され、抵抗R₁を介してスイッチングトランジスタ
Q₁のベースに印加される。これによりスイッチングトラ
ンジスタQ₁が能動状態となり、トランスＴの１次巻線L₁
に電流が流れる。ここで、トランスＴの１次巻線L₁と３
次巻線L₃とは電磁的に結合するように巻回されているた
め、１次巻線L₁に電流が流れることにより３次巻線L₃に
電圧が誘起される。この誘起電圧はスイッチングトラン
ジスタQ₁のベースに正帰還をかけるような極性となって
いるため、スイッチングトランジスタQ₁は急速に飽和状
態に達してオン状態となる。そして、スイッチングトラ
ンジスタQ₁のコレクタ電流は１次巻線L₁のインダクタン
ス分の働きで直線的に増加する。スイッチングトランジ
スタQ₁のコレクタ電流が増加すると電流検出用の抵抗R₂
の電圧降下が大きくなり、ピーク値制御回路２のツェナ
ーダイオード（ZD₁₁もしくはZD₁₂）のツェナー電圧を越
えるとトランジスタQ₂がオンしてスイッチングトランジ
スタQ₁のベース電流をバイパスしてオフせしめる。する
と、１次巻線L₁に流れる電流が急速に減少することから
３次巻線L₃に発生する電圧の極性が反転し、スイッチン
グトランジスタQ₁はオフ状態を維持する。このとき、ト
ランスＴの２次巻線L₂にはダイオードD₀が導通する方向
に電圧が誘起し、ダイオードD₀を介して蓄電池Ｂに充電
電流が流れる。そして、２次巻線L₂に誘起する電圧が蓄
電池Ｂの電圧より低くなると充電が停止する。すると、
残留エネルギにより１次巻線L₁および３次巻線L₃の極性
が反転し、起動用の抵抗R₁の働きによりスイッチングト
ランジスタQ₁は再び上述の動作を繰り返し、蓄電池Ｂを
充電して行くものである。

一方、自動電圧制御回路３ではスイッチングトランジス
タQ₃がオンした時には３次巻線L₃に図中のドットが付し
てある方向に入力電圧に比例した電圧が誘起される。い
ま、入力電圧が低い時、３次巻線L₃に誘起する電圧はツ
ェナーダイオードZD₂のツェナー電圧より低いのでツェ
ナーダイオードZD₂には電流は流れず、自動電圧制御回
路３は働かないため上述の発振動作が行われる。次に入
力電圧が高い時、３次巻線L₃に誘起する電圧によりツェ
ナーダイオードZD₂,ダイオードD₁,抵抗R₅,R₄,R₂を介し
て電流が流れる。すると、抵抗R₂,R₄の両端に電圧降下
を生じ、この電圧とスイッチングトランジスタQ₁のコレ
クタ電流による抵抗R₂の電圧降下の和がツェナーダイオ
ードZD₁₁またはツェナーダイオードZD₁₂のツェナー電圧
を越えた時にピーク値制御回路２が動作する。

しかして、本発明では切換スイッチSWをオンした際には
ツェナーダイオードZD₁₁を抵抗R₄,R₅の接続点電圧が上
回った際にピーク値制御回路２が動作し、また、切換ス
イッチSWをオフした際にはツェナーダイオードZD₁₂を抵
抗R₄,R₅の接続点電圧が上回った際にピーク値制御回路
２が動作するようにしているので、スイッチングトラン
ジスタQ₁のコレクタ電流のピーク値を自動電圧制御回路
３の制御量と共に変化でき、そのため、自動電圧制御回
路３が動作している時および動作していない時の両方に
おいて一定の出力電流の増加を図ることができる。な
お、第２図は入力電圧に対する出力電流の関係を示した
ものであり、高出力時の特性ａと低出力時の特性ｂとが
同じ変化特性となり、一定幅の電流増加を行うことがで
きる。

なお、第１図においてスイッチングトランジスタQ₁のエ
ミッタと直列に接続されている抵抗R₀は、入力電圧が12
V程度の低い値の場合における充電電流を低下させるた
めのものであり、第３図に示すように抵抗R₀を設けない
場合の特性ｃに比べてｄの如く低下せしめることがで
き、自動車のバッテリー等から長時間充電（40mA程度の
充電電流）を行う場合等に都合がよい。なお、第４図は
スイッチングトランジスタQ₁のコレクタ・エミッタ間電
圧V_CEと３次巻線L₃の誘起電圧V_L3とスイッチングトラン
ジスタQ₁のベース電流I_Bの波形を示したものであるが、
上記の効果は抵抗R₀を設けない場合の波形（イ）に比べ
（ロ）に示すようにベース電流I_Bが小さくなることによ
るものである。

次に、第５図は他の実施例を示したものであり、第１図
におけるツェナーダイオードZD₁₁を複数のダイオードD
₁₁〜D₁₃で置き換えたものである。すなわち、ダイオー
ドの順方向電圧は0.6V程度であるため、これを必要な数
だけ直列接続して所定のブレーク電圧をもった定電圧素
子として動作させることができる。

次に、第６図は更に他の実施例を示したものであり、ピ
ーク値制御回路２内のツェナーダイオードをZD₁₁〜ZD₁₃
の３個とし、切換スイッチSWにより選択できるようにし
たものである。なお、ツェナーダイオードの個数は図示
のものに限られないことは言うまでもない。しかして、
この実施例によれば出力電流の増加幅をいろいろに設定
でき、用途が広がる利点がある。

（発明の効果） 以上のように本発明にあっては、トランスの１次電流の
ピーク値を制御するピーク値制御回路と、入力電圧に応
じて前記ピーク値制御回路の設定値に補正を与える自動
電圧制御回路とを備えてなるリンギングチョークコンバ
ータ型の充電回路において、前記ピーク値制御回路もし
くは自動電圧制御回路内の定電圧素子を複数として切換
可能としたので、自動電圧制御回路の機能を損なうこと
なく一定の量だけ充電電流の増加を行うようにすること
ができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の充電回路の一実施例を示す回路構成
図、第２図ないし第４図はその動作説明図、第５図およ
び第６図は夫々他の実施例を示す回路構成図、第７図お
よび第８図は従来の充電回路の回路構成図、第９図はそ
の動作説明図である。 １……リンギングチョークコンバータ、２……ピーク値
制御回路、３……自動電圧制御回路、Q₁……スイッチン
グトランジスタ、ZD₁₁,ZD₁₂,ZD₁₃……ツェナーダイオー
ド、SW……切換スイッチ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トランスの１次電流のピーク値を制御する
   トランスの１次電流が所定値に達した時に導通する定電
   圧素子及び該定電圧素子に流れる電流にてバイアスされ
   るスイッチング手段にて構成され、上記スイッチング手
   段の導通にて充電回路の発振を停止させるピーク値制御
   回路と、入力電圧に応じて前記ピーク値制御回路の設定
   値に補正を与える１時巻線と電磁結合された検出巻線及
   び該検出巻線に誘起された電圧が所定電圧に達した時に
   導通する定電圧素子で構成され、上記定電圧素子の導通
   でピーク値制御回路を駆動する自動電圧制御回路とを備
   えてなるリンギングチョークコンバータ型の充電回路に
   おいて、前記ピーク値制御回路内の定電圧素子は導通電
   圧の異なる複数を設けて切換可能とし、充電電流の増加
   を行うことを特徴とする充電回路。
2. 【請求項２】定電圧素子としてツェナーダイオードを用
   いてなる特許請求の範囲第１項記載の充電回路。