JPH06508257A - 低減された入力電流歪みを有するスイッチモード電力供給 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 低減された入力電流歪みを有するスイッチモード電力供給本発明はスイッチモー ド電力供給（ＳＭＰＳ）に関する。特に、本発明は交流、主供給電圧から整流入 力供給電圧を得、出力供給電圧を生成するＳＭＰＳに関する。

典型的に、このようなＳＭＰＳは正弦波主供給電圧を整流し入力濾波コンデンサ を充電し整流入力供給電圧を生成する全波整流ブリッジを使用する。濾波コンデ ンサは、入力供給電圧において基本周波数ての及び主供給電圧の高調波での脈動 の振幅を減少させるのに充分に大きい値を有する。この方法では、脈動電圧が出 力供給電圧中に発生することが防止される。

濾波コンデンサは主供給電圧源からの高いピーク値を有する入力電流の狭いパル スを引き抜く。この電流パルスは正弦波主供給電圧のピークでのみ発生する。そ れ故、入力電流の波形は主供給電圧周波数の好ましくない低い周波数の高調波を 含む。その結果は略０゜６５の力率での好ましくない減少及び主供給電圧の波形 の歪みにおける好ましくない増加である。最近、入力電流の波形の許容され得る 低い周波数の高調波含有量の低減の目的で欧州規格ＥＮ６０５５５−２を改訂す ることに興味が向けられている。出力供給電圧における脈動電圧の実質的な増加 無しに入力電流の波形の低周波数高調波含有量を低減することか望ましい場合が ある。

ＳＭＰＳにおいて、本発明の面を実施するために、主供給電圧源で生成された交 流主供給電圧か整流され整流主供給電圧を形成する。

この整流動作は低周波電圧成分に関する低域通過濾波無しになされる。フライバ ックトランスの巻線は、整流、主供給電圧及び切換トランジスタに結合される。

このトランスにおいてトランジスタの切換動作によって生成される高周波におけ る電流のパルスは負荷に印加される出力供給電圧を生成する。この電流パルスの ピーク振幅は整流電圧の波形と同様な包絡線を有する。その結果、主供給電圧及 び主供給電流間の比は、少なくとも主供給電圧の正弦波部分の間では一定に維持 される。このトランスで生成された電流のパルスはコンデンサに充電される。電 流のパルスはこのコンデンサの充電された電荷から生成され、主供給電圧か低い 際に主供給電圧の期間の一部分の間、引き続くサイクルでトランスによって再循 環される。再循環された電流は負荷に印加されもって出力供給電圧における脈動 電圧を低減する。

スイッチモード電力供給は、本発明の他の面を使用しており、交流、主供給電圧 の電源、インダクタンス及び主電源に結合され切換信号に応答的な第１の切換装 置を含む。第１の複数の電流パルスは主供給電圧のそれより実質的に高い周波数 でインダクタンスにおいて発生される。主供給電圧のピークから離れた所定の期 間の第１の部分の間で、主供給電圧が減少する際、この減少は第１の複数の電流 パルスの振幅における及び主電源から供給される主供給電流のレベルにおける同 時の減少を引き起こす。第２の切換装置かインダクタンスに結合され主供給電圧 のそれより実質的に高い周波数でインダクタンスに第２の複数の電流パルスを発 生する。この第２の複数の電流パルスは、少なくとも主供給電圧の所定の期間の 第１の部分の間に発生される。出力供給電圧及び出力供給電流は第１及び第２の 複数の電流パルスから負荷回路において発生される。

図１は、本発明の一面を使用し、電流インタリーピング技術を利用したＳ　Ｍ　 Ｐ　Ｓを例示し。

図２ａ乃至２には図１のＳＭＰＳの動作の説明に役立つ波形を例示し。

図３ａ及び３ｂは図１のＳ　Ｍ　Ｐ　Ｓの動作の説明に役立つ付加的波形を例示 し。

図４は、本発明の池の面を使用し、電流重ね合わせ技術を利用したＳＭＰＳを例 示し： 図５ａ乃至５ｆは図４のＳＭＰＳの動作の説明に役立つ波形を例示し。

図６８及び６ｂは図４のＳＭＰＳの動作の説明に役立つ付加的波形を例示し： 図７は、本発明の他の面を使用したＳＭＰＳを例示し。

図８ａ及び８ｂは図７のＳ　Ｍ　Ｐ　Ｓの動作の説明に役立つ波形を例示する。

図１は、本発明の一面を使用し、ここで電流インタリーピング技術と称する技術 を利用したＳＭＰＳ　Ｉ　００を例示している。交流電圧ＶＭを生成する主供給 電圧源＋０７は比較的小さい濾波コンデンサＣＩで交流全波整流入力電圧Ｖｌを 生成する余波ブリッジ整流器＋０２に結合されている。電源１０７の交流電圧Ｖ Ｍは、例えば５０Ｈｚ周波数の正弦波である。コンデンサＣ１の小さい容量の故 に、電圧ＶＭは電圧ＶＭの周波数に関する実質的な低域濾波無しに整流される。

それ故、電圧Ｖｌの低周波高調波は濾波されない。全波整流電圧である電圧Ｖ１ は切換ダイオードＤ＋を介してフライバックトランスＴの一次巻線Ｗ１に結合さ れる。

制御可能なデユーティ−サイクルを有する切換信号Ｖｏは”ＯＲ”ゲーＨ１３に 結合され切換信号Ｖ１６を生成する。信号Ｖ１６は従来の駆動段１０３を介して 切換トランジスタＱ１のベースに結合され、信号Ｖｏが「高」レベルの際のみに トランジスタ。ｌをターンオンさせる。信号ｖＯの周波数は、制御回路１０１の 図示しない発振器によって決定される如くに、２ｏ乃至５０ＫＨｚの範囲内で選 択される。

信号ＶＯの所定のサイクルにおいては、信号ｖｏが「高」レベルに達した後、磁 気エネルギがトランスＴに貯蔵され巻線Ｗ＋において非傾斜電流ｉｐｌ又はｉｐ が生成される。このような所定のサイクルにおいて、信号ｖｏが「低」になるや いなや、トランジスタ。

ｌか非導通となりフライバック動作が生じトランスＴの所定の２次巻線ニフライ バックパルス電流ｉｓｌを生成する。トランジスタ。

１のコレクタ電圧はコンデンサＣ８、抵抗Ｒ６及びダイオ−１”Ｄ８を含むスナ ツパ回路によって制限される。

パルスｌｐ１から生成されるフライバック電流パルスｉｓｌの結果、出力供給電 圧ｖ２及び出力供給電圧■６かコンデンサＣ２及びＣ６において生成される。電 圧■２及びｖ６は、トランジスタＱ１か非導通となる際に、ダイオードＤ２及び Ｄ６において夫々トランスＴの２次巻線Ｗ２及びＷ６のフライバックパルス電圧 を整流することによって生成される。電圧■２及びｖ６は図示しないテレヒ受像 機の水平出力段及び音響段の夫々の如くの負荷を励磁するのに使用され得る。

トランスＴは、電気衝撃の危険に関して、電源１０７及び”ホット“接地導体、 Ｈを“コールド“接地導体Ｇから絶縁するのに使用され得る。２次巻線Ｗ３．Ｗ ４及びＷ５はフライバックパルス電圧を生成しそれはダイオ−１”Ｄ３．Ｄ４及 びＤ５によって整流され、夫々濾波コンデンサＣ３，Ｃ４及びＣ５において低脈 動を有する直流、整流電圧Ｖ３．Ｖ４及び■５を生成する。電圧Ｖ３．Ｖ４及び Ｖ５はホット接地導体Ｈに参照される。他方、■２及びＶ６はコールド接地導体 Ｇに参照される。

電圧ｖ２及びｖ６を示す直流感知電圧ｖ３は、回路１０１の調節器側ｉｌ１段＋ ０５の、図示せぬ差動増幅器に印加される。電圧ｖ３は図示せぬ基準電圧と比較 される。図示せぬ誤差電圧が、電圧Ｖ３及び基準電圧間の差から生成される。誤 差電圧は、従来の手法にて、信号ＶＯのパルス幅又はデユーティ−サイクルを制 御し出力電圧Ｖ２及びＶ６のレベルを調節するのに使用される。信号ｖＯか「高 」の際、トランジスタＱｌは導通てあり、電流ｉｐｌのパルスかダイオードＤＩ を介して流れ、巻線Ｗ１に電流ｉｐを提供する。

電流ｉｐ１のパルスのピーク振幅間及び電圧ＶＭの又は全波整流電圧Ｖｌの瞬時 値間の比は、電圧Ｖｔｖ［又はＶｌの期間を通して一定に維持される。電圧ＶＭ か全波整流正弦波形であるため、電流ｉｐｌのピーク又は包絡線は又全波整流正 弦波的に変化する。その結果、電源１０７から供給される交流電流ＩＭは、電圧 ＶＭの周波数及び位相における正弦波的に都合良く、そして比較的小量の低オー ダー高調波歪みを有して変化する。

、電流１ｐ１のパルスの振幅は、電圧Ｖｌの所定の期間の間に、電圧Ｖｌか減少 する際にかなりの減少をする。それ故、電流ｌｐｌのみか巻線Ｗ＋に生成された 場合、電圧Ｖ２はかなりの脈動電圧を有する傾向にある。脈動電圧を低減させる ことか望ましい場合かある。

図２ａ乃至２には図１のＳ〜１ｐｓ　ｉ　ｏ　ｏの動作を説明するのに役１　に 立つ波形を例示する。図１及び２ａ乃至２ｋにおける同様な記号及び符号は同様 な項目及び機能を示す。図２ｂの信号ｖＯの立ち下かりエツジは図１の単安定マ ルチバイブレータ（ＭＭＶ）１０４をトリガしそれは所定のパルス幅を育する「 低」レベルで信号Ｖ１４を生成する。信号Ｖ１４は切換トランジスタＱ４のベー スに、抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ７のパルス整形並列構成を介して結合されてい る。信号■０の立ち下がりエツジの結果、ＭＭＶｌ　０４の信号Ｖ１４は「低」 レベルとなりトランジスタＱ４は非導通となる。トランジスタＱ４のコレクタは 直列通過切換トランジスタＱ２のベースに結合されトランジスタＱ２の切換動作 を制御する。

トランジスタＱ２はトランジスタＱ３及び抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及びＲ４によっ て形成された構成を介して供給される駆動電流によってスイッチオンされる。ト ランジスタＱ３及びＱ２はトランジスタＱ４か非導通となる際にターンオンされ 、信号■０の立ち下かりエツジに即追随する。順方向バイアスされたトランジス タＱ２は直流電圧Ｖ４を、ダイオードＤ＋のカソード及び巻線Ｗ１間の接続端子 Ｔａに結合されているカソードを育する切換ダイオードＤ７に結合する。トラン ジスタＱ１か非導通である限り、信号ｖＯの立ち下かりエツジに追随して、ダイ オードＤ７及びトランジスタＱ２を介して巻線Ｗ１に電流は供給されない。

図２ｂの信号ＶＯの立ち下かりエツジは又、段１０５における、図示せぬ鋸歯発 生器をトリガし、それは図２ｅの鋸歯信号Ｖ１３を生成する。鋸歯信号Ｖ１３は 比較器ＧＯＭＰ２において、制御可能なスライノング電圧ＶＩＯを用いて比較さ れる。電圧ＶＩＯは図２ｅにおいて破線で示されたレベルを育する。図１の電圧 ＶＭ又はＶｌの所定のサイクルに対して、電圧ＶＩＯは一定である。信号ＶＯの 立ち下かりエツジの直ぐ後て、信号Ｖ１３か電圧ＶＩＯより小さい際、比較器Ｃ ＯＭＰ２の出力信号Ｖｌｌは「低」レベルにある。

信号Ｖ＋１かフリップフロップ（Ｆ−Ｆ）ｌ　Ｏ６のリセット入力に印加される 。Ｆ−Ｆは、信号Ｖｌｌか「低」レベルにある限り信号Ｖ１１に影響されない。

信号ＶＯの立ち下がりエツジに先んして、信号Ｖ１１か「高」レベルである。そ の結果、信号ＶｌｌはＦ−Ｆ２Ｏ３の出力信号ｖ７を「低」レベルに維持する。

巻線Ｗ３を横切る非整流フライバック電圧Ｖ１５は、トランスＴにおける磁気エ ネルギ又は２次電流かゼロとなる瞬間を示す。電流ｉｓ又はｉｓｌは信号ＶＯの 立ち下かりエツジに追随してセロとなる。回路＋０５は、図２Ｃの電流かセロと なる際に図２ｄの狭いパルス信号Ｖ１２を発生する。図２ｄのパルス信号Ｖ１２ の先行するエツジは図１のＦ−Ｆ　１０６をトリガじセット”状態にする。

その結果、図１のＦ−Ｆ　１０６の図２ｇの出力信号Ｖ７は、磁気エネルギかト ランスＴにおいて衰微した後直ぐに「高ｊレベルとなる。

トランジスタＱ１は又”○Ｒ“ゲートｌ１３を介して結合された信号■７によっ て制御される。信号■０及び■７は作用的な「高」レベルにおいて同時に発生し 得ない。所定のサイクルにおいて、信号Ｖ７かｒ高Ｊレベルとなる際、トランジ スタＱ１か導通し始める。

発明的特徴によって、トランジスタＱ２は、前述の如く既に順ｌＸイアスされて いるか、電流１ｐ２のパルスを巻線Ｘ１に導通し始め、ダイオードＤ１は逆バイ アスされる。信号ＶＯの所定のサイクルにおいては、例えば、−次電流ｉｐ２は 、Ｆ−Ｆ　１０６が信号ｖ１１によってリセットされる迄上向傾斜的に増加する 。その結果、電ｌ洗ｊ　Ｓ　２のパルスかフライバックモートの動作においてト ランスＴの２次巻線に生成される。電流Ｌｐ２及びｉｓ２のパルスは、図２ａ及 び２Ｃにおいて破線で示されている。電流ｉｓ２が終了した際、図２ｄの信号Ｖ １２のパルスか生成されるかＦ−Ｆ　１０６か既にリセットされているためＦ− Ｆ　１０６には効果を持たない。

図２１の信号Ｖ１４は、「低」レベルにおいて、ＭＭＶ１０４のパルス幅決定パ ラメータによって、図２ｂの信号■０の立ち上かりエツジの発生に先んじて「高 」レベルに変わる。信号Ｖ１４かｒ高」となる際、トランジスタＱ４は導通とな りトランジスタＱ２を非導通とする。図２ｂの信号ＶＯの引き続くパルスの立ち 上かりエツジにおいて新たなサイクルか始まる。信号Ｖ１４は、信号ｖＯか「低 」レベルとなる迄「高Ｊレベルを維持し、もってトランジスタＱ２を非導通に維 持する。

信号ＶＯの立ち下かりエツジ及び信号ＶＩ２又はｖ７の先行するエツジ間の時間 差は電圧Ｖ１又はＶＭの所定の期間内に電圧Ｖｌ又はＶＭ又はｉｐｌ又はｉｓｌ のピークの瞬時値の関数で変化する。

より小さいものは電圧■１てあり、より早いものは信号■７の先行するエツジの 発生である。電圧ｖ１０は電圧Ｖｌの所定の期間に対して一定である。それ故、 信号ＶＯに関して、期間電圧Ｖｌを通した各サイクルで、同時に、信号Ｖ１１は 「高」レベルとなり信号Ｖ７は「低」レベルとなる。このように、信号Ｖ７のパ ルス幅は、電圧■１の期間の間に、変調され又は変化される。信号Ｖ７のパルス 幅は、電圧Ｖｔ又は電流【ｐｌか増加する際に減少しそしてその逆も同様である 。例えば電圧Ｖｌかセロである際、信号Ｖ７のパルス幅は最大である。図１の電 圧Ｖｌの所定の期間の間、例えば電圧Ｖｌか減少すると、図２ａ及び図２Ｃの電 流ｌｐｌ又は電流ｉｓｌのパルスのピークは又、実線で示す如く減少する。

本発明の一面によれば、図１の電圧Ｖｌの期間の一部分の間、例えば図２ａの電 流ｉｐｌ又は図２Ｃの電流ｉｓｌのパルスか減少する際、電流１ｐ２又はｌＳ２ のパルスの各々のピーク及びパルス幅は、図２ａ及び２Ｃにおいて破線で示され ている如く、増加する。

例えば、図２０の電流ｉｓ２のパルスのパルス幅及び振幅が増加する際、付加的 エネルギが負荷に供給される。この付加的エネルギは、電流ｉｓｌのｌｐｌのパ ルスによって負荷に供給されるエネルギか減少する際に図１の電流ｉｓ２を介し て負荷に供給される。それ故、電流１ｐｌ又はｉｓｌのパルスにおける振幅の低 減は、例えば電圧Ｖ２のおける脈動電圧を生成する傾向があるが、電流ｉｐ２又 はｌＳ２の電流パルスによって都合良く低減される。

例えば、コンデンサＣ２のローディングか増加しもって電流ｌｐ２を制御する際 に信号■７の各サイクルにおける信号Ｖ７のパルスのパルス幅を増加することか 望ましい場合かある。この目的のため、電流１ｐ２か、閉ループ式で信号ｖ７の パルス幅を制御することによって制御される。信号ｖ７のパルス幅は、前述の如 く、セット及びリセット信号Ｖ１２及びＶｌｌによって決定される。信号Ｖ１２ は、電流ｌｐ２のパルスか、２次電流ｉｓｌのパルスかゼロに衰微した後に流れ ることを確実にする。信号Ｖｌｌは電流ｉｐ２の振幅を決定する。

この閉ループ動作においては、信号Ｖ７か、低域通過濾波器ＬＰＦ　ｌを介して 信号Ｖ７を印加することによって復調される。結果的に得られる低域通過濾波信 号Ｖ８は図２ｊに例示される波形を有する。電圧ＶＭのサイクルの第１の部分の 間、信号Ｖ８は、ＣＯＳωｔの関数て変化し、ここで、”ｔ″は時間を示し”ω ”はラジアン速度を示し、他方、図１の電圧ＶＭはｓｉｎωｔの関数て変化する 。

このように、パルス幅変調信号ｖ７は、信号■７のパルス幅によって決定される 振幅及び直流平均レベルを有する、同等の信号、信号Ｖ８に変換される。信号ｖ ８は、電圧Ｖｌの所定の期間の間、主供給電圧源１０７から得られる入力電力に おける低減を補償するのに要される電力に対する適切量を供給する。例えば、主 電圧ＶＭセロ交叉て電源１０７からの入力電力はゼロである。電源１０７からの 入力電力かゼロの際、信号Ｖ７の最大パルス幅及び信号Ｖ８のピークか生じ、Ｓ ＭＰＳ　ｌ　００か、電流ｉｐ２のパルスを介した最大電力補償か要されること を示す。他方、電圧ｖ１又はＶＭのサイクルの第２の部分においては、入力電力 が最大である瞬間の近傍において、破線で示す如く信号Ｖ８は最小であり、電力 補償はなされない。

信号ｖ８は、比較器ＣＯＭＰ　１において基準電圧ＶＲと比較される。電圧ＶＲ のレベルは図２ｊにおいて破線で示される。比較器ＣＯＭＰ　１の出力信号ｖ９ は、信号ｖ８が電圧ＶＲより小さい際に生成される。信号ｖ９は第２の低域通過 濾波器ＬＰＦ２の入力に印加される。低域通過濾波器ＬＰＦ２はスライシング電 圧ｖｌＯを生成しそれは比較器ＣＯＭＰ２のスライシングレベルとして使用され る。

例えば、コンデンサＣ２のローディングにおける増加か生ずることを仮定する。

それ故、信号Ｖ１２のパルス及び信号ｖ７の先行するエツジが、信号ｖＯの所定 のサイクルにおいて遅くに生ずる。それ故、信号ｖ７のパルスの各々のパルス幅 は、電圧ＶＭの期間を通して減少する傾向にある。その結果は信号ｖ８の平均値 か殆と正でなくなる。図２Ｊの信号Ｖ８の平均値の減少は図２にの信号Ｖ９のパ ルス幅を増加させる傾向にある。その結果、電圧ＶＩＯのレベルはより正となる 。その結果、図２ｆの信号Ｖｌｌの先行エツジはより遅延され又は、例えば信号 ｖＯの所定の期間内で後方に生ずる。

それ故、信号Ｖ７か生ずる際、信号■７の各サイクルにおけるパルス幅は都合良 （増加する。信号ｖ７のパルス幅における増加は、安定状態動作的に信号Ｖ８の 平均値を増加させる。この方法では、ローディングにおける変化かローディング の関数として電流ｉｓ２の振幅を変化させる様に起こる際に、安定状態動作は維 持される。

図２ｆの信号ＶｌｌはＦＦ　１０６か図１の電圧ＶＭの図２ｇの期間ＴＩを通し て”リセット”状態になるようにする。この図１の電圧ＶＲの値は図２ｇの期間 ＴＩの長さを決定する。期間ＴＩを通して、信号Ｖ７は「低」レベルに一定的に 維持される。このように、信号Ｖ１１は、図２ｇの期間Ｔ１を通して、電流ｉｐ ２又はｌＳ２のパルスの発生を防止する。期間ＴＩは、電流ｉｐｌ又はｉｓｌの パルスか負荷を励磁するのに充分大きい際に電圧ｖ１又はＶＭの近傍に生ずる。

期間ＴＩをローディングの全範囲に対するインターフ１ルＴ１及び入力電圧ＶＭ 状態を維持することは図１のＳＭＰＳ　１００の動作の望ましくないモードに対 する保護特徴を提供する。例えば、インターバルＴ１が維持されなかった場合、 コンデンサＣ４は過負荷となろう。

図３ｂは図２ａの電圧■１の所定の期間における電流ｌｐｌ及びｌ　ｐ　２のパ ルスのピーク又は包絡線を概略的に例示する。図１．　２ａ乃至２ｋ及び３ａ乃 至３ｂにおける同様な記号及び符号は同様な項目及び機能を示す。図３ａの電圧 ■１のピークの近傍で生ずる図３ｂの期間Ｔ１の間、電流ｉｐ２のパルスはディ スエーブルされる。

他方、その期間の残りの、期間Ｔ２の間、それらはイネーブルされる。期間Ｔ２ の間、電圧ｖ４は、適当な動作に対して電圧Ｖｔより大きい。

図４は、本発明の池の面を使用し、ここで電流重ね合わせ技術と称される技術を 利用したＳＭＰＳ　１００’を例示する。図５ａ乃波形を例示する。図４及び５ ａ乃至５ｆにおいて記号（゛）か付されていることを除いて、図１，４及び５ａ 乃至５ｆにおける同様な記号及び符号は同様な項目及び機能を示す。

図４において、トランジスタＱｌ’及びＱ２’　は、例示的にＭＯＳトランソス タである。トランジスタＱ２’　は、電圧Ｖ４’　より略１５Ｖ正の電圧Ｖ５’ 　によってターンオンされる。トランジスタ０２′　はトランジスタＱ４°　に よってターンオフされる。フリップフロップ（ＦＦ）２００の反転出力Ｑにおい て生成される「高」　レベルの信号ｖ１４゛はトランジスタＱ４°をターンオン させトランジスタＱ２′をターンオフさせる。保護ツェナダイオードＤ９はトラ ンジスタＱ２’　のゲート−ソース電圧エクスカーションを制限する。

トランジスタＱｌ’　は信号ＶＯ°　及びＶ７°によって制御される。

どのような時てあっても信号ｖＯ′及びＶ７’の内の一つのみか「高」レベルと なり得る。信号ＶＯ°は一次電流成分ｉｐｌ’　を制御し信号Ｖ７’　は−次電 流ｉｐ２’　を制御する。巻線Ｗｌ’　における−次電流ｉｐ′　はトランジス タＱｌ’　のソース電極及び接地Ｈ′間に結合された極低値抵抗Ｒ３１によって サンプルされる。抵抗Ｒ３１を横切って発生される電圧Ｖ３１は電流ｉｐｌに比 例する。電圧Ｖ３１は低域通過濾波器２０２を介して印加され存在するとのよう なスパイクをも除去する。結果的に得られた低域通過濾波信号Ｖ９１は図５ａに 示される。信号Ｖ９１は、比較器２０１において閉ループ式で変化するスライシ ング電圧ＶＩＯ°　と比較される。信号Ｖ９１に関連する電圧Ｖ１０゛のスライ シングレベルは期間ＴＩ’及びＴ２’の長さを決定する。比較器２０１の出力に おいて結果的に得られた信号Ｖｌｌ’　は図５０に例示される。

フリップフロップ（Ｆ−Ｆ）２００は、インバータ２００ａを介して結合された 信号ＶＯ°の立ち下かりエツジによってセットされ信号Ｖｌｌ’　の「高」レベ ルによってリセットされる。Ｆ−Ｆ　２００の非反転出力Ｑにおいて発生された 出力信号ｖ７°は○Ｒゲート１１３’の入力に印加される。Ｆ−Ｆ　２００の反 転出力Ｑにおいて生じた信号Ｖ１４°は抵抗Ｒ５°に及びコンデンサ０７°に結 合されている。抵抗Ｒ５°及びコンデンサＣ７の並列組合せはトランジスタＱ４ ’の切換え特性を改良する。制御信号ｖＯ′か油入力ＯＲゲート１１３′に印加 される。

例えば、信号Ｖ゛０の所定のサイクルの一部分の間、Ｆ−Ｆ　２００はリセット され、非反転出力信号Ｖ７°は「低」レベルであり、反転出力信号■１４゛は「 高」である。それ故、トランジスタＱビ及びＱ２’　はターンオフされトランジ スタＱ４’　はターンオンされる。信号ｖＯ゛は、そのサイクルの間、「低」か ら「高」レベルに変化される。信号ＶＯ′におけるこの変化はトランジスタＱｌ ′を導通させ一次電流１ｐビ及び信号Ｖ９１の各々上向傾斜的に増加させる。信 号■０′　か「高」レベルにある際に万一信号■９１か電圧ＶＩＯ’のレベルに 到達すると、比較器２０１出力信号Ｖ１１’　は「高」レベルに達する。

トランジスタＱｌ’の所定の導通時間の後、信号ＶＯ″は再び１　「低」レベル に変化し、それは信号Ｖ９１をゼロにする。信号ｖ９１か又セロであるため、比 較器２０１出力信号Ｖｌｌ’　は「低」レベルにある。

期間Ｔｌ’　を通して、電圧ＶＭ’　のピークの近傍において、信号Ｖｌｌ’　 は、信号ＶＯ゛か「低」レベルに変化する瞬間に先んしてｒ高」レベルに達する 。その結果、Ｆ−Ｆ　２００はセットされ得ない。このように、期間ＴＩ’　を 通して、制御信号Ｖ７’　は「低」レベルに留まる。期間Ｔｌ’　を通して、信 号ＶＯ゛か「低」レベルに変化した後、−次電流ｉｐｌ’　はセロとなる。その 結果は、期間ＴＩ’　を通して、電流ｉｐ２’　かディスエーブルされる。

期間Ｔｌ’　の間の状態と対照的に、電圧ＶＭ’　の期間Ｔ２’　の間、信号Ｖ ９１は、信号ＶＯ′　は「高」レベルでありかつトランジスタＱｌ’　は導通し ている、信号ＶＯ゛の期間の間、電圧Ｖ１０′のレベルに到達しない。これは、 期間Ｔ２’　の間は、入力電圧ＶＭ’　又はＶｌ’　における減少の故に電流１ ｐ１′の変化の率がより小さいためにそうなるのである。期間Ｔ２’の間、信号 ■０′か「低」レベルに達した際、リセット信号Ｖ１１’　は依然として「低」 レベルにある。それ故、Ｆ−Ｆ　２００は、信号ｖＯ“の立ち下かりエツソによ ってセントされる。このように、信号ｖＯ゛が「低」レベルとなる際、信号Ｖ７ °は「高」レベルに変化する。

トランノスタＱｌ’導通時間は、信号■０゛　か「低」となった後にトランジス タＱｌ’の導通を保持する信号Ｖ７°によって決定される。トランジスタＱｌ’ 　のおける電流は信号ＶＯ′　によって制御されることから信号Ｖ７’　によっ て制御されることへの速い遷移によって妨害されることはない。同時に、トラン ジスタＱ４″は「低」レベルに達した信号■１４゛によってターンオフされる。

トランジスタＱ２は即導通し、ダイオードＤ１′は非導通となり、ダイオードＤ ？’　は導通となる。入力供給電圧Ｖ１°は巻線Ｗｌ’　から切り離されコンデ ンサＣ４’　における電圧Ｖ４’　はトランジスタＱ２′を介して巻線Ｗｌ’　 に結合される。期間Ｔ２’の間に生ずるサイクルにおいて、−次電流ｉｐ２’　 は、図５ａに破線で示す如く、電流ｉｐｌ’　に関する時間ギャップ無しに流れ 続ける。電圧Ｖ９１は又電圧Ｖ９１が電ＥＶ１０’　と等しくなる迄増加する。

そこで、比較器２０１出力信号Ｖｔビは「高」となり、それはＦ−Ｆ　２００を リセットさせる。トランジスタＱｌ’　はターンオフされ、トランジスタＱ４’ 　はターンオンされ、トランジスタＱ２’　はターンオフされる。その後、新た なサイクルか始まる。その結果は、期間Ｔ２’　の間、電流ｉｐ２’　の電流パ ルスかコンデンサＣ４’　に充電された電荷から発生され巻線Ｗビを介して再循 環される。

図６ｂは、図５ａの電圧Ｖｌ’　の所定の期間における電流ｉｐド及びｉｐ２’ のパルスのピーク又は包絡線を概略的に例示する。

図４．５ａ乃至５ｆ及び６ａ乃至６ｂにおける同様な記号及び符号は同様な項目 及び機能を示す。図５ａの電圧Ｖｌ’のピークの近傍で生ずる、図６ｂの期間Ｔ Ｉ’の間、電流ｉｐ２’のパルスはディスエーブルされる。他方、その期間の残 りの、期間Ｔ２’　の間、それらはイネーブルされる。

電流ｉｐ２’　又はｉｓ２’を、例えばコンデンサＣ２’の電流ローディングの 関数として変化させることか望ましい場合がある。

これは、閉ループ式で信号Ｖｌｌ’　を制御することによって達成される。この 目的のため、信号Ｖ１ビは低域通過濾波器２０３を介して比較器２０５の反転入 力端子に結合される。基準電圧２０４は比較器２０５の非反転入力端子において 生ずる。比較器２０５の出力信号２０５ａは抵抗Ｒ９を介して電流降下切換トラ ンジスタＱ５のヘースに結合される。トランジスタＱ５のコレクタは抵抗Ｒ６及 び抵抗Ｒ７間の接続端子に結合される。抵抗Ｒ６及びＲ７は、電圧Ｖ３“及びコ ンデンサ０９間に直列に結合されコンデンサＣ９を充電する電流を発生する。ト ランジスタＱ５のコレクタ電流の平均値は、コンデンサＣ９において生ずるｔ［ ＥＶ１０’　のレベルを決定する。このように、コンデンサＣ９はトランジスタ Ｑ５を介して放電され抵抗Ｒ６を介して充電される。安定状態動作において、電 圧■１０’　は一定である。

コンデンサＣ２’　において電流ローディングにおける増加か生ずるとする。そ れ故、抵抗Ｒ３１における電流ｉｐｌ’の及び電圧Ｖ３１のピーク振幅か増加す る。それ故、信号Ｖｌｌ’　のパルス幅か増加する。信号ＶｌＦのパルス幅増加 する際、低域通過濾波器２０３の出力電圧２０３ａはより大きくなる。電圧２０ ３ａか電圧２０４を越える際、比較器２０５の出力電圧２０５ａは「低ルベルに なる。その結果は、トランジスタＱ５は、例えば信号ＶＯ′　の所定の期間の間 のより長い期間、ターンオフされる。このように、トランジスタＱ５における平 均電流は減少する。それ故、電圧Ｖ１０”のレベルは増加する。この方法では、 電流ｉｐ２’　の各）くルスのピークレベルは、負荷によりエネルギを送る様に 増加する。

ＳＭＰＳをターニングオンする際及び安定状態動作の前に、電圧ＶＩＯ’　は不 確定であり、超過的な電流か流れることを許容する安定状懸におけるより高い２ 又は３ボルトになり得る。それ故、コンデンサＣ９か、ダイオードＤ１０を介し た抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を含む電圧分割器に結合される。電力供給のスイッチオ ンにおいて、電圧Ｖ　４　’　はセロてありダイオードは接地電位に結合される 。その結果、電圧ＶＩＯ°は０．６Ｖを超え得ない。電力供給か動作し始めると 、電圧Ｖ４’　は増加する。抵抗Ｒ２に亘る電圧レベルも増加し、もって電圧Ｖ ＩＯ°か増加することを許容する。抵抗Ｒ１及びＲ２を含む分圧器は、電圧Ｖ４ ’　かその公称値に達する際ダイオードＤＩＯをかソトオフとする。

図７は、本発明の池の面を使用し、折衷技術を利用したＳＭＰＳ１００′を例示 する。図８ａ乃至８ｂは図７のＳＭＰＳ　１００”の動作を説明するのに役に立 つ波形を例示する。図７及び８ａ乃至８ｂにおいて記号（”）か付加されている ことを除いて、図１．４゜７及び８ａ乃至８ｂにおける同様の記号及び符号は同 様の項目及び機能を示す。図７において、スイッチＳｔは、例えば図１のトラン ジスタＱｌの機能を果たし、図７のスイッチＳ２は図１のトランジスタＱ２の機 能を果たす。

図７のコンデンサ０４”は、図１又は４に示す如くトランスを介してでなく主供 給電圧ＶＭ”から直接充電される。それ故、図７の主電流ｉＭ”は二つの電流１ ｐビ及び１４の合計に等しい。電流ｌｐビは基本周波数において正弦波である。

コンデンサＣ４”は、主電圧■Ｍ”のピークの間でのみ充電される。このように 、電流１４は狭い、非正弦波電流パルスを含む。

コンデンサＣ４”に充電されたエネルギか、巻線Ｗｌ“の−次電流ｌｐ”の一部 分のみを供給するのに使用されるため、電流１４のピーク値は低い。電力消費の 略６５％か電流１ｐビによって得られ３５９６か電流ｉｐ２”によって得られる 。電流ｉＭ”の結果的に得られる電流波形は図８ｂに示される。都合良く、電流 波形の３次高調波は、コンデンサＣビか非常に大きい容量を有した場合そうなっ たてあろうものの略３０％にすぎない。第５高調波も又減少される。図７におけ る制御回路＋０１“は、図１の”電流インタリーヒングのタイプ、又は図４の“ 電流重ね合わせ”のタイプのものであっても良い。

図１及び７の構成の性能間の比較は、主供給電圧か交流２２０Ｖ、入力電力か１ ５０Ｗ、出力電圧、例えばｖ２又はＶ２“か直流１５０■である際、次の様な結 果となる。図１の構成においては、Ａ、。

、における電流ＩＭの高調波含有量は５０Ｈｚにおいて０．７２てあり、ｌ　５ ０Ｈ２において０．０５であり、２５０Ｈｚにおいて００３８であり、３５０Ｈ ｚにおいて０．０２４である。力率は０゜９６であり、効率は０．７２であり脈 動電圧はＩＶである。図７の構成においては、Ａ４７．における電流ｉＭの高調 波含有量は５０Ｈ２において０４７２であり、１５０Ｈｚにおいて０．１８であ り、２５０Ｈｚにおいて０１２６であり、３５０Ｈｚにおいて００９である。力 率は０９２てあり、効率は０．７８であり脈動電圧は０．８Ｖである。

図１における電流インタリーピング技術は特に例えば１００Ｗ未満の電力定格を 有するＳＭＰＳに適する。他方、電流重ね合わせ技術はより高い電力定格を有す るＳＭＰＳに適する。

！：電圧 特表千６−５０８２５７　（９） ｆ）　ｖｉｅ。

ＦＩＧ、５ 国際臘審軸牛 フロントページの続き （８１）指定国　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＴ、ＬＵ、ＭＣ，ＮＬ、ＳＥ）、ＪＰ、ＫＲ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．交流、主供給電圧（ＶＭ）の電源（１０７）と；インダクタンス（Ｗ１）と ； 該主電源に結合され切換信号（Ｖ１６）に応答的であって該主供給電圧の周波数 （５０Ｈｚ）より実質的に高い周波数（２０乃至５０ＫＨｚ）で該インダクタン スに第１の複数の電流パルス（ｉｐ１，ｉｓ１）を発生し、もって該主供給電圧 のピークから離れた所定の期間の第１の部分（Ｔ２，図２ｇ）の間、該主供給電 圧が減少する際、その減少は該第１の複数の電流パルスの振幅における及び該主 電源から供給される主供給電流（ｉＭ）のレベルにおける同時の減少をさせる第 １の切換手段（Ｑ１）と；該第１の切換手段に同期し該インダクタンスに結合さ れ該主供給電圧のそれよりも実質的に高い周波数で該インダクタンスに第２の複 数の電流パルス（ｉｐ２，ｉｓ２）を発生し、該第２の複数の電流パルスは少な くとも該主供給電圧の該所定の期間の該第１の部分の間に発生される、第２の切 換手段（Ｑ２）と；負荷回路（ＬＯＡＤ）と； 該第１及び第２の複数の電流パルスに応答的で該負荷回路に出力供給電圧（Ｖ２ ）及び出力供給電流（ｉＬ）を生じさせる手段（Ｗ２）とよりなるスイッチモー ド電力供給。 ２．更に第１（ｉＬ１）及び第２（ｉＬ２）の複数の電流パルスを整流し該出力 供給電圧（Ｖ２）及び該出力供給電流（ｉＬ）を生じ、もって該第２の複数の電 流パルスが、該主供給電圧の周波数（５０Ｈｚ）に関連する周波数（１００Ｈｚ ）で脈動成分を低減するように該第１の複数の電流パルスの該振幅における減少 に対する補償を行う、整流器（Ｄ２）よりなる請求項１に記載の電力供給。 ３．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は該インダクタンスにおいて発生され 該出力供給電圧（Ｖ２）は該第１（ｉｐ１）及び第２（ｉｐ２）の複数の電流パ ルスからフライバック式に生成される、請求項１記載の電力供給。 ４．該第１（ｉｐ１）及び第２（ｉｐ２）の複数の電流パルスの該電流パルスは 該切換信号（Ｖ１６）の所定の期間内で相互排他期間で発生する、請求項１記載 の電力供給。 ５．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は該インダクタンスにおいて発生され 、その隣接するパルス間には時間のギャップが無いよう該第１の複数の電流パル ス（ｉｐ１）の内の一つの所定の電流パルスは該第２の複数の電流パルスの所定 の電流パルスに隣接して発生する請求項１記載の電力供給。 ６．更に、該主供給電圧の該ピーク電圧の近傍において、回路主供給電圧（ＶＭ ）の該期間の第２の部分（Ｔ１，図２ｇ）を通して該第２の複数の電流パルス（ ｉｐ２）の発生を出来なくする手段（ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２）よりなる、請求 項１記載の電力供給。 ７．更に、調節を提供するように該出力供給電圧（Ｖ２）及び電流（ｉＬ）の内 の該一つにしたがって該第１（ｉｐ１）及び第２（ｉｐ２）の複数のパルスの内 の少なくとも一つ（ｉｐ１，ｉｐ２）の電流パルスをパルス幅変調するパルス幅 変調器（１０１）よりなる、請求項１記載の電力供給。 ８．該パルス幅変調器（１０１）は、調節を提供するように該第１（ｉｐ１）及 び第２（ｉｐ２）の複数の電流パルスの各々を変調する、請求項７記載の電力供 給。 ９．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は該インダクタンスにおいて発生され 該第２の複数の電流パルスは該インダクタンス（Ｗ１）に関する再循環電流パル スよりなる、請求項１記載の電力供給１０．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２ ）は該インダクタンス（Ｗ１）において発生され該インダクタンスはトランス（ Ｔ）の第１の巻線（Ｗ１）に含まれている、請求項１記載の電力供給。 １１．更に、該トランス（Ｔ）の第２の巻線（Ｗ４）の電流パルスを整流し、そ れは該第１の複数の電流パルス（ｉｐ１）から生成されるものであり、コンデン サに第２の供給電圧（Ｖ４）を生じ、該第２の供給電圧は該第２の切換手段（Ｑ ２）に結合されて該第２の供給電圧から該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）を 発生する、整流器（Ｄ４）及びコンデンサ（Ｃ４）よりなる、請求項１０記載の 電力供給。 １２．該第２の切換手段（Ｑ２）は第２の供給電圧（Ｖ４）を該トランス（Ｔ） の該第１の巻線に結合し該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）の所定のパルスを 発生し、該主供給電圧（ＶＭ）の該電源（１０７）は該切換信号の所定の期間の 一部分の間に該第１の巻線から同時に切り離される、請求項１０記載の電力供給 。 １３．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は該第１の電流パルス（ｉｐ１）に 関する電流インタリーブ式（図１）で生成される、請求項１０記載の電力供給。 １４．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は該第１の複数の電流パルス（ｉｐ １）に関する重ね合わせ法（図４）で生成される、請求項１０記載の電力供給。 １５．更に、該トランス（Ｗ１′′，Ｗ２′′）を排除する電流路（Ｄ４′′） を介して該主供給電圧（ＶＭ′′）から第２の供給電圧（Ｃ４′′において）を 発生する手段（Ｄ４′′、図７）よりなり、該第２の供給電圧は該第２の切換手 段（Ｑ２′′）を介して該トランス（Ｗ１′′，Ｗ２′′）に結合され該第２の 複数の電流パルス（ｉｐ２′′）を発生する、請求項１０記載の電力供給。 １６．更に、該主電源（１０７）に結合され該主供給電圧（ＶＭ）を整流し該ト ランス（Ｔ）に結合される整流供給電圧（Ｖ１）を発生する整流器（１０２）よ りなり、該整流供給電圧は該主供給電圧から該主供給の周波数（５０Ｈｚ）に関 する意味のある低域通過濾波無しに発生される、請求項１０記載の電力供給。 １７．該主供給電圧（ＶＭ）の該所定の期間の間、該第１の複数の電流パルス（ ｉｐ１）の所定の電流パルスの振幅及び該第１の複数の電流パルスの該所定の電 流パルスの間に優勢な回路主供給電圧（ＶＭ）のレベル間の比が各電流パルスに 対して実質的に一定である、請求項１０記載の電力供給。 １８．交流、主供給電圧（ＶＭ）の電源（１０７）と；フライバックトランス（ Ｔ）と； 該主電源に結合され該主供給電圧を整流し該トランスの第１の巻線（Ｗ１）に第 １の整流供給電圧（Ｖ１）を生じ、もって該整流供給電圧が周波数（５０Ｈｚ） 及び該主供給電圧の低次高調波に関する低域通過濾波無しに発生される、整流器 （１０２）と；該主供給電圧の周波数（５０Ｈｚ）より実質的に高い周波数（２ ０乃至５０ＫＨｚ）で切換信号に応答的で該第１の巻線に第１の複数の電流パル ス（ｊｐ１）を発生する第１の切換手段（Ｑ１）と；第２の供給電圧（Ｖ４）を 発生する手段（Ｗ４，Ｄ４）と；該トランスと結合され該第１の切換手段と同期 され該第２の整流供給電圧を該トランスに結合し該第１の整流供給電圧を該トラ ンスから切離し該第２の整流供給電圧から第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）を 該トランスに発生し、もって該第１の複数の電流パルスの所定の電流パルス及び 該第２の複数の電流パルスの所定の電流パルスが、該切換信号の所定の期間の間 に発生し、該第１及び第２の複数の電流パルスは該トランスを介して負荷回路（ ＬＯＡＤ）にトランス結合され出力供給電圧（Ｖ２）及び出力供給電流（ｉＬ） を発生する第２の切換手段（Ｑ２）とよりなるスイッチモード電力供給。 １９．更に、該主供給電圧のピーク電圧の近傍で、該主供給電圧（ＶＭ）の期間 の一部分（Ｔ１）を通して該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）の発生を出来な くする手段（ＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２）よりなる、請求項１８記載の電力供給。 ２０．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は、該第１の複数の電流パルスの振 幅が実質的に減少する際に該主供給電圧（ＶＭ）の期間の一部分（Ｔ２）の間に 発生される、請求項１８記載の電力供給。 ２１．該第２の複数の電流パルス（ＩＰ２）は該第１の複数の電流パルス（ｉｐ １）に関する電流インタリービング法（図１）で生成される、請求項１８記載の 電力供給。 ２２．該第２の複数の電流パルス（ｉｐ２）は、該第１の複数の電流パルス（ｉ ｐ１）に関する重ね合わせ法（図４）で生成される、請求項１８記載の電力供給 。