JPS6293889A - 過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば電ｆｉ！Ｌｍ理器の如く、インバータ
回路により高周波を発生させる装置を過電流から保護す
る場合に好適な過電流保護回路に関するものである。

〔従来技術〕

従来の直間ｉ誘導加熱方式の電磁調理器は第３図に示す
如くなっている。■は交流電源電圧を全波整流して直流
電圧を得ている直流電源、２はこの直流電源の出力端イ
に接続されたチョークコイル、３はチョークコイル２と
ともにフィルタ回路を構成しているフィＪレタコニ／デ
ニ／す、４はこのフィルタコンデンサ３の一端に接続さ
れた誘導加熱コイル、５はこの誘導加熱コイル４ととも
に共１辰回路を構成する共振コンデンサ、６はこの共振
コンデンサ５に並列接続されたトランジスタ等からなる
スイッチング素子、７はこのスイッチング素子６に逆並
列接続されたフライホイルダイオードである。

８は直流電源１の入力側に設けた変流器９により入力電
流を検出する入力検出器、ＩＯは入力電力設定器、工１
はスイッチング素子（鉢）オン期間決定回路であってこ
の籏オン期間決定回路１１は入力検出器８が検出した入
力電力と入力電力設定器１０からの入力電力設定値とを
比較して誘導加熱コイル４への入力電力を入力電力設定
値となすべき出力信号をスイッチング素子（Ｓす）駆動
回路１２へ発する。

１３はスイッチング素子（ＳＷ）オンタイミング発生回
路であって、共振コンデンサ５の端７−電圧ＶＣＥを検
出して（第４図Ａ参照）、これをチョークコイル２とコ
ンデンサ３との接続点から取出した定電圧Ｖ　Ｃ０ＮＩ
と比較してスイッチング素子６をオンさせるタイミング
信号をＳＷ駆動回路１２に与える。

１４は過電流保護回路であって、フライホイルダイオー
ド７のアノード側に設けた変流器１５により、コレクタ
電流ＩＣに相応した電圧ＶＣ（第４図Ｂ参照）をｉ５６
とともに、基準となるべき電圧Ｖ　Ｃ０Ｎ３をチョーク
コイル２．コンデンサ３の接続点から得て、これらの電
圧を比較器１６で比較することにより（第４図Ｂ参照）
、コし・クタ電流ＩＣに相応した電圧ＶＣが直流電圧Ｖ
　Ｃ０Ｎ３を越えた期間にローレヘルの過電流信号Ｖ　
ＯＦＦを発しく第４図Ｃ参照）、その信号をＳＷ駆動回
路１２に与えてスイッチング素子６をオフさせて（第４
図りのＰ点）過電流による誘導加熱コイル４への入力を
阻止するようにしている。

なお、過電流が発生していない通常の状態にあっては、
ＳＷオン期間決定回路】１からの出力信号によりスイッ
チング素子６がオフせしめられる。そして第２図Ａに示
す共振コンデンサ５の′ζ圧ＶＣＥが直流電圧ＶＣＯＮ
Ｉより低くなった時点でオフ（第４図り参照）して、第
４図Ｂに示す如くスイッチング素子６の電流ＩＣが遮断
される。またＳ−オンタイミング発生回路１３が発する
信号によりスイッチング素子６はオンする（第４ｒ：！
ＩＩＤのＴ点）。

〔発明が解決しようとする問題点〕

前述した電磁調理器では、過電流を検出するための変流
器１５を、フライホイルダイオード７のアノード側に設
けるので、その変流器１５を取付けるに際しては、スイ
ッチング素子６のコレクタ電流ＩＣのみを検出するか、
コレクタ電流にフライボイルダイオード７の電流ＩＤが
加わった電流ｒＣ＋ＩＤを検出するかにより、その変流
器１５の極性を常に判断して間違いが生じないようにす
る必要があり、量産する面で煩わしさがある。一方、ス
イッチング素子６がオフからオンに転する時点では共振
コンデンサ５の電圧ＶＣＥは直流電圧Ｖ　Ｃ０ＮＩより
低い。したがってこの時点で籏オンタイミング発生回路
１３から出力信号が発せられた場合には、その時点は共
振コンデンサ５の電圧ＶＣＥがＯボルトに達する直前（
第４図Ａ参照）であり、コンデンサ５には正の電荷が残
っている状態にある。それ故、スイッチング素子６がオ
ンすることはコンデンサ５を強制的に放電させることに
なる。

而してこのとき流れる電流値は共振電圧の振幅が小さい
程、つまり入力電力設定回路１００入力電力設定値が小
さい稈大きいピーク電流が生しるという現象が明らかと
なった。このため入力電力設定器小の場合にこのピーク
電流により過電流保護回路１４の電圧ＶＣはＶ　Ｃ０Ｎ
３を越えることとなって（第４図Ｂ参照）、過電流信号
ＶＯＦＦが発生（第４図Ｃ破線参照）してスイッチング
素子６はオンした直後に再びオフとなる不都合がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は前述した問題に迄み、発振回路の負荷電流を検
出して、これを全波整流して小物負荷の検知に用いると
共に過電流保護にも用いんとするものであって、全波整
流電流と所定値とを比較して、スイッチング素子がオフ
からオンとなった直後における過電流保護動作を埜じて
スイッチング素子をオンさせた直後のオフ動作の不都合
を解消させ得る過電流保護回路を提供することを目的と
する。

本発明は、共振回路を有するインバータ回路のスイッチ
ング素子をオン、オフ中１７３Ｔ！シて高周波電力を得
るべくなした高周波発生装置の過電流保護回路において
、前記共振回路の共振電圧と所定電圧とを比較して前記
スイッチング素子のオンタイミングを定めるオンタイミ
ング発生回路と、ｉｉＩ記共振回路の負荷電流の検出部
と、該検出部の検出電流を全波整流する全波整流部と、
該全波整流部の出力所定値とを比較して過電流信号を発
する比較部と、前記オンタイミング発生回路の出力信号
と前記過電流信号とを関連させてスイッチング素子のオ
ン、オフを制御する論理回路とを備え、該論理回路は前
記負荷電流の１サイクルにつき過電流信号が２発発せら
れた場合に、１発目の過電流信号によりスイッチング素
子をオフさせ得、２発目の過電流信号はスイッチング素
子のオン、オフ制御に無関係ならしめるべくなしてある
ことを特徴とする。

〔実施例〕

以下に本発明を実施例を示す図面に基づいて詳述する。

第１図は本発明の過電流保護回路を備えた電磁調理器の
ブロック図であって、２０は図示しない交流電源の電圧
を整流する全波整流器を備えて直流電圧ＶＣＯ）ｉ　＠
得ている直流電源、２１はこの直流電源２０の出力端子
に接続されたチョークコイル、２２はこのチョークコイ
ル２１とともにフィルタコンデンサ２３の一端に接続さ
れた誘導加熱コイル、２４は誘導加熱コイル２２ととも
に共振回路を構成する共振コンデンサ、２５は共振コン
デンサ２４に並列に接続されたパワートランジスタから
なるスイッチング素子、２６はスイッチング素子２５に
逆並列接続されたフライホイルダイオードである。

２６は後述するＳＷオン期間決定回路の信号が与えられ
て、前記スイッチング素７−２５をオン、オフせしめる
ＳＷ駆動回路であり、この駆動回路２６の入力段には図
示しない抵抗、コンデンサにより構成された微分回路が
設けられていて、スイッチングの立ち上り、立ち下りが
急速に行われるようなっている。２７は前記直流電源２
０に図示しない交流電源が接続されている電源ラインに
設けられた変流器であって、前記誘導加熱コイル２２と
共振コンデンサ２４及びスイッチング素子２５等からな
るインバータ回路■ｖへ入力される交流電流を検知して
これを整流回路よりなる電力検出回路２Ｂに与えて入力
電力を検出している。２９は小物検知回路であって、電
力検出回路２８の入力電力と後述する過電流保護回路に
付随して得る負荷電流に相応した負荷信号電圧とを入力
して、前者が後者より大である場合に誘導加熱コイル２
２の鉄または１８−８ステンレス金属よりなる錨環適正
な調理具ＣＵよりも小インピーダンスの小物負荷が載置
されたものとしてこれを検知する。３０は前記スイッチ
ング素子２５のオン期間を決定するＳＷオン期間決定回
路、３１はインバータ回路ｒｖへの人力電力の設定を行
うための入力電力設定回路である。そして前記電力検出
回路２８の出力信号はＳ−オン期間決定回路３０、また
入力電力設定回路３１の入力電力設定信号は外オン期間
決定回路３０に与えられており、外オン期間決定回路３
０は電力検出回路２８が検出した入力電力と、入力電力
設定回路３１で設定された入力電力設定（１？１とを比
較してその差が生じないようにスイッチング素子２５の
オン期間を決定してオン期間決定信号Ｖａを発する。ま
た小物検知回路２９が小物負荷を検知して発する閉止信
号をうけた場合にはス・イツチング素子２５をオするよ
う制御する。３２はＳＷオンタイミング発生回路であっ
て、共振コンデンサ２４の電圧■ＣＥおよびチョークコ
イル２Ｉ及びコンデン＋２３の接続点電位から得た電圧
ＶＣＯＮＩを入力とし、２スイツチング素子６を導通さ
せるタイミング信号ＶＯＴを発生ずる。３３は籏駆動回
路２６によりインバータ回路ＩＶを起動させる発振開始
信号を与える発振開始信号回路である。

次に本発明の要部につき説明する。コンデンサ２３、２
４間にはインバータ回路ｒｖの負荷電流を検出すべく変
流器からなる負荷電流検出部３５が設けられており、こ
の負荷電流検出部３５の出力電流を全波整流部３６にて
全波整流し、全波整流部３６の出力端子間に接続された
抵抗３７にて負荷電流を表す電圧ＩＶＬＩを得、これを
電圧比較部３８に与えている。電圧比較部３８には比較
基準としてチョークコイル２１及びコンデンサ２３の接
続点の電位を分圧して得た電圧Ｖ　ＣＯＮ２を入力する
。

全波整流部３６の出力端子間にはダイオード３９゜抵抗
４０．及び抵抗４１の直列回路が接続されており、抵抗
４１には平滑コンデンサ４２を接続して、このコンデン
サの正極端子からインバータ回路ｒνの負荷電流に相応
する負荷信号電圧を得ており、これを前記した小物検出
回路２９に与えている。

４３はインバータ、４４．４５はＮＯＲゲートであり、
４６．４７．４８はＤ型のフリップフロップ回路である
。

フリップフロップ回路４６の端子りには常時ハイレベル
の信号が与えられており、ＣＰ端了にはｉ；１記Ｓ讐オ
ンタイミング発生回路３２の出力信号ＶＯＴがインバー
タ回路４３を介して与えられている。またクリア端子Ｃ
Ｌ、には発振開始信号回路３３の発振開始信号が与えら
れており、出力端子間、の出力信号はＮＯＲゲート４４
の一入力端子に与えられている。

インバータ回路４３の出力はまたＮＯＲゲート４４の他
入力端子に与えられている。

フリップフロップ回路４７の端子りには常時ハイレベル
の信号が与えられており、ＣＰ端子には電圧比較検出回
路３８の過電流信号Ｖ　ＯＦＦが与えられ、クリア端子
ＣＬ２には前記１１１０Ｒゲート４４の出力信号が与え
られている。出力端子Ｑ、の出力信号はＮｏｔ？ゲート
４５の一入力端子に与えられている。　　ＮＯＲゲート
４５の他入力端子には前記外オン期間決定回路３０のオ
ン期間決定信号Ｖａが与えられている。

フリップフロップ回路４８の端子りには発振開始信号回
路３３からの発振開始信号が与えられており、ＣＰ端子
には前記外オンタイミング発生回路３２の出力信号ＶＯ
Ｔが与えられている。クリア端子ＣＬ３にはＮＯＲゲー
ト４５の出力信号が与えられており、出力端子Ｑ３の出
力信号は前記謝駆シＪ回路２６にすえている。

いま、この電磁調理層に図示しない交流電源が投入され
て動作可能な状態となった場合には、加熱開始スイッチ
（図示せず）の１桑作に基づき発振開始信号回路３３か
らハイレベルの発振開始信号がフリップフロップ回路４
６のクリア端子ＣＬ、及びフリップフロップ回路４８の
端７−Ｄに夫々与えられる。

これらによりフリップフロップ回路４６はクリア端子Ｃ
Ｌ、がハイレベルとなり、最初に籏オンタイミング発生
回路３２の出力信号ＶＯＴがハイレベルとなった時Ｑ、
の出力をローレベルとする。Ｓ−オンタイミング発生回
路３２からスイッチング素子２５をオンさせる信号ＶＯ
Ｔが発せられるとＳＷ駆動回路２６がスイッチング素子
２５をオンする。またＳ−オン期間決定回路３０は電力
検出回路２８及び入力電力設定回路３１からの入力に従
い、スイッチング素７−２５をオフさせる。このような
オン、オフにより共振回路には高周波の共振電流が流れ
て調理具ＣＵを加熱する。この間小物検知回路２９が小
物負荷を検出して禁止信号を発した場合にはＳ−オン期
間決定回路３０のオン期間決定信号Ｖａは直ちにローレ
ベルとなり、スイッチング素子２５を直ちにオフさせて
小物負荷の場合の保護がなされる。

第２図はこのような加熱を行う間の各部の波形を示し、
Ａは入力設定電力が大、Ｂは小の場合を夫々示している
。第２図（イ）はコンデンサ２４の端子電圧ＶＣＥを示
し、これがＶＣＯＮＩより小さくなるタイミングで第２
図（ハ）に示すようにＳ−オンタイミング発生回路３２
の出力信号ＶＯＴが立上る。

第２図（ロ）は負荷電流検出部３５が検出する電流波形
を示し、これを全波整流してなる電流に相当する信号Ｉ
ＶＬＩは第２図（ニ）に示す如き脈流状態となる。而し
て何らかの理由で負荷電流が過大になると第２図のＡの
側の（ニ）に示すようにＩＶＬＩがＶ　ＣＯＮ２を超え
ることになり、この間過電流信号Ｖ　ＯＦＦがハイレベ
ルになる。

さてこの間におけるフリップフロップ回路４７．４８の
動作について第２図のＡ（則について説明する。

Ｓｕオンタイミング発生回路３２の出力信号ＶＯＴがハ
イレベルになるとごれがインバータ回路４３及びＮＯＲ
ゲート４４を介してフリップフロップ回路４７のクリア
端子ＣＬ２に与えられリセノ１−状態を解除する。

ところで、インバータ回路ｒｖの負荷電流ＩＬが負荷の
異常等により過電流となった場合には、負荷電流検出電
圧ＩＶＬＩが直流電圧Ｖ　ＣＯＮ２を越えることになっ
て電圧比較部３８は過電流を検出することになり、過電
流信号Ｖ　ＯＦＦが第２図（ホ）に示ずようにハイレベ
ルとなるや この過電流信号Ｖ　ＯＦＦはスイッチング素子２５がコ
ンデンサ５の電圧ＶＣＥ（第２図（イ）参照〕の立上り
と立下りの付近の時点で生じる。この過電流信号Ｖ　Ｏ
ＦＦはフリップフロップ回路４７のＣＰ端了に与えられ
て該端子はハイレベルとなり、その出力端子Ｑ２は第２
図（ト）に示すようにローレベルとなり、フリップフロ
ップ回路４８の出力端子Ｑ３はローレベルに反転させら
れ、スイッチング素子２５がオンしている〔第２図（す
）参照３時点で生した１発目の過電流信号Ｖ　ＯＦＦに
よってスイッチング素子２５はオフとなって、誘導加熱
コイル２２への通電を阻止して加熱から保護する。

その後出力信号ＶＯＴがローレベルに転するとＮｏ！？
ゲート４４の出力、つまり端子ＣＬ２がローレベルにな
り〔第２図（ホ）参照〕、フリップフロップ回路４７が
リセットされてその出力Ｑ２がローレベルになる〔第２
図（ト）参照〕。

一方、出力信号ＶＯＴがローレベルにある２発目の信号
Ｖ　ＯＦＦの場合はフリップフロップ回路４７のリセッ
ト端子ＣＬ２がローレベルにあるので該フリ１．プフロ
ソブ回路４７はリセット状態にある。従って、Ｖ　ＯＦ
Ｆがハイレベルになってもフリップフロップ回路４７の
出力Ｑ２はローレベルを保持する。

そしてこのときフリップフロップ回路４８のリセット端
子ＣＬ、はハイレベルにあり、リセットが解除された状
態にある。そこで出力信号ＶＯＴがノーイレヘルになる
とフリップフロップ回路４８がセットされ出力Ｑ３がハ
イレベルになり、スイッチング素子２５がオンする。ま
たフリップフロップ回路４７のリセット端子ＣＬ２はハ
イレベルに転し、そのリセット状態が解除されて次の信
号Ｖ　ＯＦＦを受は入れ得る状態になる。

つまり、インバータ回路ｒｖは２発目のｉ！ｉ３電流信
号Ｖ　ＯＦＦが発生した場合に、その信号による無用の
不都合なオフ制御を避けることができ、安定した発振を
継続させることができる。

前述した説明はインバータ回路■ｖへの入力電力の設定
が大きい場合について説明したが、入力電力が小さい場
合には、第２図のＢ側に示すように負荷電流検出電圧Ｉ
ＶＬＩが直流電圧Ｖ　ＣＯＮ２より低いため、第２図Ｂ
側に示す如く過電流の検出は行われず、スイッチング素
子が不用のオフとなる不都合は生じない。

なお、本実りも例では過電流保護回路を電磁調理器に通
用したが、電磁調理器に限定されず、インバータ回路に
より高周波を発生させる他の装置にも広く適用して同様
の効果が得られる。

〔効果〕

以上詳述した如く本発明はインバータ回路の負荷電流を
検出してこれを仝波整流した電流にて過電流保護と小物
検知とを行うので、その保護が確実である上にスイッチ
ング素子を無用にオフさせる制御動作が行われず、過電
流信号に起因する不都合を生じず、安定した発振動作を
継続させ得るという優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る過電流保護回路を備えた電磁調理
器のブロック図、第２図はその動作説明のための各部電
圧電流波形図、第３図は従来の過電流保護回路を備えた
電磁調理器のブロック図、第４図はその動作説明のため
の各部の電圧電流波形図である。 ２０・・・直流電源　２５・・・スイッチング素子２６
・・・Ｓ−駆動回路　３１・・・入力電力設定回路３５
・・・負荷電流検出部　３６・・・全波整流部３７・・
・出力抵抗　３８・・・電圧比較部４６．４７．４８・
・・ソリノブフロツブ回路ＶＯＴ・・・出力信号　νａ
・・・オン期間決定信号Ｖ　ＯＦＦ・・・過電流信号　
ｒｖ・・・インバータ回路性　許　出願人　　三洋電機
株式会社 代理人　弁理士　　河　野　　登　夫 不３図 ＶＣＥ 単　４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、共振回路を有するインバータ回路のスイッチング素
   子をオン、オフ制御して高周波電力を得るべくなした高
   周波発生装置の過電流保護回路において、前記共振回路
   の共振電圧と所定電圧とを比較して前記スイッチング素
   子のオンタイミングを定めるオンタイミング発生回路と
   、前記共振回路の負荷電流の検出部と、該検出部の検出
   電流を全波整流する全波整流部と、該全波整流部の出力
   所定値とを比較して過電流信号を発する比較部と、前記
   オンタイミング発生回路の出力信号と前記過電流信号と
   を関連させてスイッチング素子のオン、オフを制御する
   論理回路とを備え、該論理回路は前記負荷電流の１サイ
   クルにつき過電流信号が２発発せられた場合に、１発目
   の過電流信号によりスイッチング素子をオフさせ得、２
   発目の過電流信号はスイッチング素Ｔのオン、オフ制御
   に無関係ならしめるべくなしてあることを特徴とする過
   電流保護回路。