JPH0612707B2 - 過電流保護回路 - Google Patents
過電流保護回路Info
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- JPH0612707B2 JPH0612707B2 JP60234311A JP23431185A JPH0612707B2 JP H0612707 B2 JPH0612707 B2 JP H0612707B2 JP 60234311 A JP60234311 A JP 60234311A JP 23431185 A JP23431185 A JP 23431185A JP H0612707 B2 JPH0612707 B2 JP H0612707B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば電磁調理器の如く、インバータ回路に
より高周波を発生させる装置を過電流から保護する場合
に好適な過電流保護回路に関するものである。
より高周波を発生させる装置を過電流から保護する場合
に好適な過電流保護回路に関するものである。
従来の高周波誘導加熱方式の電磁調理器は第３図に示す
如くなっている。１は交流電源電圧を全波整流して直流
電圧を得ている直流電源、２はこの直流電源の出力端子
に接続されたチョークコイル、３はチョークコイル２と
ともにフィルタ回路を構成しているフィルタコンデン
サ、４はこのフィルタコンデンサ３の一端に接続された
誘導加熱コイル、５はこの誘導加熱コイル４とともに共
振回路を構成する共振コンデンサ、６はこの共振コンデ
ンサ５に並列接続されたトランジスタ等からなるスイッ
チング素子、７はこのスイッチング素子６に逆並列接続
されたフライホイルダイオードである。
如くなっている。１は交流電源電圧を全波整流して直流
電圧を得ている直流電源、２はこの直流電源の出力端子
に接続されたチョークコイル、３はチョークコイル２と
ともにフィルタ回路を構成しているフィルタコンデン
サ、４はこのフィルタコンデンサ３の一端に接続された
誘導加熱コイル、５はこの誘導加熱コイル４とともに共
振回路を構成する共振コンデンサ、６はこの共振コンデ
ンサ５に並列接続されたトランジスタ等からなるスイッ
チング素子、７はこのスイッチング素子６に逆並列接続
されたフライホイルダイオードである。
８は直流電源１の入力側に設けた変流器９により入力電
流を検出する入力検出器、10は入力電力設定器、11はス
イッチング素子(SW)オン期間決定回路であってこのSWオ
ン期間決定回路11は入力検出器８が検出した入力電力と
入力電力設定器10からの入力電力設定値とを比較して誘
導加熱コイル４への入力電力を入力電力設定値となすべ
き出力信号をスイッチング素子(SW)駆動回路12へ発す
る。
流を検出する入力検出器、10は入力電力設定器、11はス
イッチング素子(SW)オン期間決定回路であってこのSWオ
ン期間決定回路11は入力検出器８が検出した入力電力と
入力電力設定器10からの入力電力設定値とを比較して誘
導加熱コイル４への入力電力を入力電力設定値となすべ
き出力信号をスイッチング素子(SW)駆動回路12へ発す
る。
13はスイッチング素子(SW)オンタイミング発生回路であ
って、共振コンデンサ５の端子電圧VCEを検出して（第
４図Ａ参照）、これをチョークコイル２とコンデンサ３
との接続点から取出した定電圧VCON1と比較してスイッ
チング素子６をオンさせるタイミング信号をSW駆動回路
12に与える。
って、共振コンデンサ５の端子電圧VCEを検出して（第
４図Ａ参照）、これをチョークコイル２とコンデンサ３
との接続点から取出した定電圧VCON1と比較してスイッ
チング素子６をオンさせるタイミング信号をSW駆動回路
12に与える。
14は過電流保護回路であって、フライホイルダイオード
７のアノード側に設けた変流器15により、コレクタ電流
ＩＣに相応した電圧ＶＣ（第４図Ｂ参照）を得るととも
に、基準となるべき電圧VCON3をチョークコイル２，コ
ンデンサ３の接続点から得て、これらの電圧を比較器16
で比較することにより（第４図Ｂ参照）、コレクタ電流
ＩＣに相応した電圧ＶＣが直流電圧VCON3を越えた期間
にローレベルの過電流信号VOFFを発し（第４図Ｃ参
照）、その信号をSW駆動回路12に与えてスイッチング素
子６をオフさせて（第４図ＤのＰ点）過電流による誘導
加熱コイル４への入力をを阻止するようにしている。
７のアノード側に設けた変流器15により、コレクタ電流
ＩＣに相応した電圧ＶＣ（第４図Ｂ参照）を得るととも
に、基準となるべき電圧VCON3をチョークコイル２，コ
ンデンサ３の接続点から得て、これらの電圧を比較器16
で比較することにより（第４図Ｂ参照）、コレクタ電流
ＩＣに相応した電圧ＶＣが直流電圧VCON3を越えた期間
にローレベルの過電流信号VOFFを発し（第４図Ｃ参
照）、その信号をSW駆動回路12に与えてスイッチング素
子６をオフさせて（第４図ＤのＰ点）過電流による誘導
加熱コイル４への入力をを阻止するようにしている。
なお、過電流が発生していない通常の状態にあっては、
SWオン期間決定回路11からの出力信号によりスイッチン
グ素子６がオフせしめられる。そして第２図Ａに示す共
振コンデンサ５の電圧VCEが直流電圧VCON1より低くなっ
た時点でスイッチング素子６がオンせしめられる状態に
なり、SWオンタイミング発生回路13が発する信号により
スイッチング素子６はオンする（第４図ＤのＴ点）。
SWオン期間決定回路11からの出力信号によりスイッチン
グ素子６がオフせしめられる。そして第２図Ａに示す共
振コンデンサ５の電圧VCEが直流電圧VCON1より低くなっ
た時点でスイッチング素子６がオンせしめられる状態に
なり、SWオンタイミング発生回路13が発する信号により
スイッチング素子６はオンする（第４図ＤのＴ点）。
前述した電磁調理器では、スイッチング素子６がオフか
らオンに転ずる時点では共振コンデンサ５の電圧VCEは
直流電圧VCON1より低い。したがってこの時点でSWオン
タイミング発生回路13かた出力信号が発せられた場合に
は、その時点は共振コンデンサ５の電圧VCEが０ボルト
に達する直前（第４図Ａ参照）であり、コンデンサ５に
は正の電荷が残っている状態にある。それ故、スイッチ
ング素子６がオンすることはコンデンサ５を強制的に放
電させることになる。
らオンに転ずる時点では共振コンデンサ５の電圧VCEは
直流電圧VCON1より低い。したがってこの時点でSWオン
タイミング発生回路13かた出力信号が発せられた場合に
は、その時点は共振コンデンサ５の電圧VCEが０ボルト
に達する直前（第４図Ａ参照）であり、コンデンサ５に
は正の電荷が残っている状態にある。それ故、スイッチ
ング素子６がオンすることはコンデンサ５を強制的に放
電させることになる。
而してこのとき流れる電流値は共振電圧の振幅が小さい
程、つまり入力電力設定回路10の入力電力設定値が小さ
い程大きいピーク電流が生じるという現象が明らかとな
った。このため入力電力設定値小の場合にこのピーク電
流による過電流保護回路14の電圧VCはVCON3を越えるこ
ととなって（第４図Ｂ参照）、過電流信号VOFFが発生
（第４図Ｃ破線参照）してスイッチング素子６はオンし
た直後に再びオフとなる不都合があり、過電流保護を行
っている間の安定した動作が阻害されるという問題点が
あった。
程、つまり入力電力設定回路10の入力電力設定値が小さ
い程大きいピーク電流が生じるという現象が明らかとな
った。このため入力電力設定値小の場合にこのピーク電
流による過電流保護回路14の電圧VCはVCON3を越えるこ
ととなって（第４図Ｂ参照）、過電流信号VOFFが発生
（第４図Ｃ破線参照）してスイッチング素子６はオンし
た直後に再びオフとなる不都合があり、過電流保護を行
っている間の安定した動作が阻害されるという問題点が
あった。
本発明は前述した問題を鑑みてなされたものであり、コ
レクタ電流に替えて共振回路の負荷電流を検出し、これ
を全波整流したものを過電流検出情報として用いること
により前述した不都合を解消し、過電流保護動作を安定
的に行わしめる過電流保護回路を提供することを目的と
する。
レクタ電流に替えて共振回路の負荷電流を検出し、これ
を全波整流したものを過電流検出情報として用いること
により前述した不都合を解消し、過電流保護動作を安定
的に行わしめる過電流保護回路を提供することを目的と
する。
本発明は、共振回路を有するインバータ回路のスイッチ
ング素子をオン，オフ制御して高周波電力を得るべくな
した高周波発生装置の過電流保護回路において、前記共
振回路の共振電圧と所定電圧とを比較して前記スイッチ
ング素子のオンタイミングを定めるオンタイミング発生
回路と、前記共振回路の負荷電流の検出部と、該検出部
の検出電流を全波整流する全波整流部と、該全波整流部
の出力所定値とを比較して過電流信号を発する比較部
と、前記オンタイミング発生回路の出力信号と前記過電
流信号とを関連させてスイッチング素子のオン，オフを
制御する論理回路とを備え、該倫理回路は前記負荷電流
の１サイクルにつき過電流信号が２発発せられた場合
に、１発目の過電流信号によりスイッチング素子をオフ
させ得、２発目の過電流信号はスイッチング素子のオ
ン，オフ制御に無関係ならしめるべくなしてあることを
特徴とする。
ング素子をオン，オフ制御して高周波電力を得るべくな
した高周波発生装置の過電流保護回路において、前記共
振回路の共振電圧と所定電圧とを比較して前記スイッチ
ング素子のオンタイミングを定めるオンタイミング発生
回路と、前記共振回路の負荷電流の検出部と、該検出部
の検出電流を全波整流する全波整流部と、該全波整流部
の出力所定値とを比較して過電流信号を発する比較部
と、前記オンタイミング発生回路の出力信号と前記過電
流信号とを関連させてスイッチング素子のオン，オフを
制御する論理回路とを備え、該倫理回路は前記負荷電流
の１サイクルにつき過電流信号が２発発せられた場合
に、１発目の過電流信号によりスイッチング素子をオフ
させ得、２発目の過電流信号はスイッチング素子のオ
ン，オフ制御に無関係ならしめるべくなしてあることを
特徴とする。
以下に本発明を実施例を示す図面に基づいて詳述する。
第１図は本発明の過電流保護回路を備えた電磁調理器の
ブロック図であって、20は図示しない交流電源の電圧を
整流する全波整流器を備えて直流電圧VCONを得ている直
流電源、21はこの直流電源20の出力端子に接続されたチ
ョークコイル、22はこのチョークコイル21とともにフィ
ルタコンデンサ23の一端に接続された誘導加熱コイル、
24は誘導加熱コイル22とともに共振回路を構成する共振
コンデンサ、25は共振コンデンサ24に並列に接続された
パワートランジスタからなるスイッチング素子、26はス
イッチング素子25に逆並列接続されわフライホイルダイ
オードである。
第１図は本発明の過電流保護回路を備えた電磁調理器の
ブロック図であって、20は図示しない交流電源の電圧を
整流する全波整流器を備えて直流電圧VCONを得ている直
流電源、21はこの直流電源20の出力端子に接続されたチ
ョークコイル、22はこのチョークコイル21とともにフィ
ルタコンデンサ23の一端に接続された誘導加熱コイル、
24は誘導加熱コイル22とともに共振回路を構成する共振
コンデンサ、25は共振コンデンサ24に並列に接続された
パワートランジスタからなるスイッチング素子、26はス
イッチング素子25に逆並列接続されわフライホイルダイ
オードである。
26は後述するSWオン期間決定回路の信号が与えられて、
前記スイッチング素子25をオン，オフせしめるSW駆動回
路であり、この駆動回路26の入力段には図示しない抵
抗，コンデンサにより構成された微分回路が設けられて
いて、スイッチングの立ち上り、立ち下りが急速に行わ
れるようなっている。27は前記直流電源20に図示しない
交流電源が接続されている電源ラインに設けられた変流
器であって、前記誘導加熱コイル22と共振コンデンサ24
及びスイッチング素子25等からなるインバータ回路IVへ
入力される交流電流を検知してこれを整流回路よりなる
電力検出回路28に与えて入力電力を検出している。29は
小物検知回路であって、電力検出回路28の入力電力と後
述する過電流保護回路に付随して得る負荷電流に相応し
た負荷信号で電圧とを入力して、前者が後者より大であ
る場合に誘導加熱コイル22の鉄または18-8ステンレス金
属よりなる鍋等適正な調理具CUよりも小インピーダンス
の小物負荷が載置されたものとしてこれを検知する。30
は前記スイッチング素子25のオン期間を決定するSWオン
期間決定回路、31はインバータ回路IVへの入力電力の設
定を行うための入力電力設定回路である。そして前記電
力検出回路28の出力信号はSWオン期間決定回路30、また
入力電力設定回路31の入力電力設定信号はSWオン期間決
定回路30に与えられており、SWオン期間決定回路30は電
力検出回路28が検出した入力電力と、入力電力設定回路
31で設定された入力電力設定値とを比較してその差が生
じないようにスイッチング素子25のオン期間を決定して
オン期間決定信号Vaを発する。また小物検知回路29が小
物負荷を検知して発する禁止信号をうけた場合にはスイ
ッチング素子25をオするように制御する。32はSWオンタ
イミング発生回路であって、共振コンデンサ24の電圧、
つまり共振回路の共振電圧VCEおよひチョークコイル21
及びコンデンサ23の接続点電位から得た電圧VCON1を入
力とし、スイッチング素子６を導通させるタイミング信
号VOTを発生する。33はSW駆動回路26によりインバータ
回路IVを起動させる発振開始信号を与える発振開始信号
回路である。
前記スイッチング素子25をオン，オフせしめるSW駆動回
路であり、この駆動回路26の入力段には図示しない抵
抗，コンデンサにより構成された微分回路が設けられて
いて、スイッチングの立ち上り、立ち下りが急速に行わ
れるようなっている。27は前記直流電源20に図示しない
交流電源が接続されている電源ラインに設けられた変流
器であって、前記誘導加熱コイル22と共振コンデンサ24
及びスイッチング素子25等からなるインバータ回路IVへ
入力される交流電流を検知してこれを整流回路よりなる
電力検出回路28に与えて入力電力を検出している。29は
小物検知回路であって、電力検出回路28の入力電力と後
述する過電流保護回路に付随して得る負荷電流に相応し
た負荷信号で電圧とを入力して、前者が後者より大であ
る場合に誘導加熱コイル22の鉄または18-8ステンレス金
属よりなる鍋等適正な調理具CUよりも小インピーダンス
の小物負荷が載置されたものとしてこれを検知する。30
は前記スイッチング素子25のオン期間を決定するSWオン
期間決定回路、31はインバータ回路IVへの入力電力の設
定を行うための入力電力設定回路である。そして前記電
力検出回路28の出力信号はSWオン期間決定回路30、また
入力電力設定回路31の入力電力設定信号はSWオン期間決
定回路30に与えられており、SWオン期間決定回路30は電
力検出回路28が検出した入力電力と、入力電力設定回路
31で設定された入力電力設定値とを比較してその差が生
じないようにスイッチング素子25のオン期間を決定して
オン期間決定信号Vaを発する。また小物検知回路29が小
物負荷を検知して発する禁止信号をうけた場合にはスイ
ッチング素子25をオするように制御する。32はSWオンタ
イミング発生回路であって、共振コンデンサ24の電圧、
つまり共振回路の共振電圧VCEおよひチョークコイル21
及びコンデンサ23の接続点電位から得た電圧VCON1を入
力とし、スイッチング素子６を導通させるタイミング信
号VOTを発生する。33はSW駆動回路26によりインバータ
回路IVを起動させる発振開始信号を与える発振開始信号
回路である。
次に本発明の要部につき説明する。コンデンサ23,24間
にはインバータ回路IVの共振回路の負荷電流を検出すべ
く変流器からなる負荷電流検出部35が設けられており、
この負荷電流検出部35の出力電流を全波整流部36にて全
波整流し、全波整流部36の出力端子間に接続された抵抗
37にて負荷電流を表す電圧｜ＶＬ｜を得、これを電圧比
較部38に与えている。電圧比較部38には比較基準として
チョークコイル21及びコンデンサ23の接続点の電位を分
圧して得た電圧VCON2を入力する。
にはインバータ回路IVの共振回路の負荷電流を検出すべ
く変流器からなる負荷電流検出部35が設けられており、
この負荷電流検出部35の出力電流を全波整流部36にて全
波整流し、全波整流部36の出力端子間に接続された抵抗
37にて負荷電流を表す電圧｜ＶＬ｜を得、これを電圧比
較部38に与えている。電圧比較部38には比較基準として
チョークコイル21及びコンデンサ23の接続点の電位を分
圧して得た電圧VCON2を入力する。
全波整流部36の出力端子間にはダイオード39，抵抗40，
及び抵抗41の直列回路が接続されており、抵抗41には平
滑コンデンサ42を接続して、このコンデンサの正極端子
からインバータ回路IVの負荷電流に相応する負荷信号電
圧を得ており、これを前記した小物検出回路29に与えて
いる。
及び抵抗41の直列回路が接続されており、抵抗41には平
滑コンデンサ42を接続して、このコンデンサの正極端子
からインバータ回路IVの負荷電流に相応する負荷信号電
圧を得ており、これを前記した小物検出回路29に与えて
いる。
43はインバータ、44,45はNORゲートであり、46,47,48は
Ｄ型のフリップフロップ回路である。フリップフロップ
回路46の端子Ｄには常時ハイレベルの信号が与えられて
おり、CP端子には前記SWオンタイミング発生回路32の出
力信号VOTがインバータ回路43を介して与えられてい
る。またクリア端子CL1には発振開始信号回路33の発振
開始信号が与えられており、出力端子１の出力信号は
NORゲート44の一入力端子に与えられている。インバー
タ回路43の出力はまたNORゲート44の他入力端子に与え
られている。
Ｄ型のフリップフロップ回路である。フリップフロップ
回路46の端子Ｄには常時ハイレベルの信号が与えられて
おり、CP端子には前記SWオンタイミング発生回路32の出
力信号VOTがインバータ回路43を介して与えられてい
る。またクリア端子CL1には発振開始信号回路33の発振
開始信号が与えられており、出力端子１の出力信号は
NORゲート44の一入力端子に与えられている。インバー
タ回路43の出力はまたNORゲート44の他入力端子に与え
られている。
フリップフロップ回路47の端子Ｄには常時ハイレベルの
信号が与えられており、CP端子には電圧比較部38の過電
流信号VOFFが与えられ、クリア端子CL2には前記NORゲー
ト44出力信号が与えられている。出力端子Ｑ２の出力信
号はNORゲート45の一入力端子に与えられている。NORゲ
ート45の他入力端子には前記SWオン期間決定回路30のオ
ン期間決定信号Vaが与えられている。
信号が与えられており、CP端子には電圧比較部38の過電
流信号VOFFが与えられ、クリア端子CL2には前記NORゲー
ト44出力信号が与えられている。出力端子Ｑ２の出力信
号はNORゲート45の一入力端子に与えられている。NORゲ
ート45の他入力端子には前記SWオン期間決定回路30のオ
ン期間決定信号Vaが与えられている。
フリップフロップ回路48の端子Ｄには発振開始信号回路
33からの発振開始信号が与えられており、CP端子には前
記SWオンタイミング発生回路32の出力信号VOTが与えら
れている。クリア端子CL3にはNORゲート45の出力信号が
与えられており、出力端子Ｑ３の出力信号は前記SW駆動
回路26に与えている。
33からの発振開始信号が与えられており、CP端子には前
記SWオンタイミング発生回路32の出力信号VOTが与えら
れている。クリア端子CL3にはNORゲート45の出力信号が
与えられており、出力端子Ｑ３の出力信号は前記SW駆動
回路26に与えている。
いま、この電磁調理器に図示しない交流電源が投入され
て動作可能な状態となった場合には、加熱開始スイッチ
（図示せず）の操作に基づき発振開始信号回路33からハ
イレベルの発振開始信号がフリップフロップ回路46のク
リア端子CL1及びフリップフロップ回路48の端子Ｄに夫
々与えられる。
て動作可能な状態となった場合には、加熱開始スイッチ
（図示せず）の操作に基づき発振開始信号回路33からハ
イレベルの発振開始信号がフリップフロップ回路46のク
リア端子CL1及びフリップフロップ回路48の端子Ｄに夫
々与えられる。
これらによりフリップフロップ回路46はクリア端子CL1
がハイレベルとなり、最初にSWオンタイミング発生回路
32の出力信号VOTがハイレベルとなった時１の出力を
ローレベルとする。SWオンタイミング発生回路32からス
イッチング素子25をオンさせる信号VOTが発せられるとS
W駆動回路26がスイッチング素子25をオンする。またSW
オン期間決定回路30は電力検出回路28及び入力電力設定
回路31からの入力に従い、スイッチング素子25をオフさ
せる。このようなオン，オフにより共振回路には高周波
の共振電流が流れて調理具CUを加熱する。この間小物検
知回路29が小物負荷を検出して禁止信号を発した場合に
はSWオン期間決定回路30のオン期間決定信号Vaは直ちに
ローレベルとなり、スイッチング素子25を直ちにオフさ
せて小物負荷の場合の保護がなされる。
がハイレベルとなり、最初にSWオンタイミング発生回路
32の出力信号VOTがハイレベルとなった時１の出力を
ローレベルとする。SWオンタイミング発生回路32からス
イッチング素子25をオンさせる信号VOTが発せられるとS
W駆動回路26がスイッチング素子25をオンする。またSW
オン期間決定回路30は電力検出回路28及び入力電力設定
回路31からの入力に従い、スイッチング素子25をオフさ
せる。このようなオン，オフにより共振回路には高周波
の共振電流が流れて調理具CUを加熱する。この間小物検
知回路29が小物負荷を検出して禁止信号を発した場合に
はSWオン期間決定回路30のオン期間決定信号Vaは直ちに
ローレベルとなり、スイッチング素子25を直ちにオフさ
せて小物負荷の場合の保護がなされる。
第２図はこのような加熱を行う間の各部の波形を示し、
Ａは入力設定電力が大、Ｂは小の場合を夫々示してい
る。第２図（イ）はコンデンサ24の端子電圧VCEを示
し、これがVCON1より小さくなるタイミングで第２図
（ハ）に示すようにSWオンタイミング発生回路32の出力
信号VOTが立上る。
Ａは入力設定電力が大、Ｂは小の場合を夫々示してい
る。第２図（イ）はコンデンサ24の端子電圧VCEを示
し、これがVCON1より小さくなるタイミングで第２図
（ハ）に示すようにSWオンタイミング発生回路32の出力
信号VOTが立上る。
第２図（ロ）は負荷電流検出部35が検出する電流波形を
示し、これを全波整流してなる電流に相当する信号｜Ｖ
Ｌ｜は第２図（ニ）に示す如き脈状態となる。而して何
らかの理由で負荷電流が過大になると第２図のＡの側の
（ニ）に示すように｜ＶＬ｜がVCON2を越えることにな
り、この間過電流信号VOFFがハイレベルになる。
示し、これを全波整流してなる電流に相当する信号｜Ｖ
Ｌ｜は第２図（ニ）に示す如き脈状態となる。而して何
らかの理由で負荷電流が過大になると第２図のＡの側の
（ニ）に示すように｜ＶＬ｜がVCON2を越えることにな
り、この間過電流信号VOFFがハイレベルになる。
さてこの間におけるフリップフロップ回路47,48の動作
について第２図のＡ側について説明する。SWオンタイミ
ング発生回路32の出力信号VOTがハイレベルになるとこ
れがインバータ回路43及びNORゲート44を介してフリッ
プフロップ回路47のクリア端子CL2に与えられリセット
状態を解除する。
について第２図のＡ側について説明する。SWオンタイミ
ング発生回路32の出力信号VOTがハイレベルになるとこ
れがインバータ回路43及びNORゲート44を介してフリッ
プフロップ回路47のクリア端子CL2に与えられリセット
状態を解除する。
ところで、インバータ回路IVの負荷電流ILが負荷の異常
等により過電流となった場合には、負荷電流検出電圧｜
ＶＬ｜が直流電圧VCON2を越えることになって電圧比較
部38は過電流を検出することになり、過電流信号VOFFが
第２図（ホ）に示すようにハイレベルとなる。
等により過電流となった場合には、負荷電流検出電圧｜
ＶＬ｜が直流電圧VCON2を越えることになって電圧比較
部38は過電流を検出することになり、過電流信号VOFFが
第２図（ホ）に示すようにハイレベルとなる。
この過電流信号VOFFはスイッチング素子25がコンデンサ
５の電圧VCE〔第２図（イ）参照〕の立上りと立下りの
付近の時点で生じる。この過電流信号VOFFはフリップフ
ロップ回路47のCP端子に与えられて該端子はハイレベル
となり、その出力端子Ｑ２は第２図（ト）に示すように
ハイレベルとなり、フリップフロップ回路48の出力端子
Ｑ３はローレベルに反転させられ、スイッチング素子25
がオンしている〔第２図（リ）参照〕時点で生じた１発
目の過電流信号VOFFによってスイッチング素子25はオフ
となって、誘導加熱コイル22への通電を阻止して過熱か
ら保護する。
５の電圧VCE〔第２図（イ）参照〕の立上りと立下りの
付近の時点で生じる。この過電流信号VOFFはフリップフ
ロップ回路47のCP端子に与えられて該端子はハイレベル
となり、その出力端子Ｑ２は第２図（ト）に示すように
ハイレベルとなり、フリップフロップ回路48の出力端子
Ｑ３はローレベルに反転させられ、スイッチング素子25
がオンしている〔第２図（リ）参照〕時点で生じた１発
目の過電流信号VOFFによってスイッチング素子25はオフ
となって、誘導加熱コイル22への通電を阻止して過熱か
ら保護する。
その後出力信号VOTがローレベルに転ずるとNORゲート44
の出力、つまり端子CL2がローレベルになり〔第２図
（ホ）参照〕、フリップフロップ回路47がリセットされ
てその出力Ｑ２がローレベルになる〔第２図（ト）参
照〕。
の出力、つまり端子CL2がローレベルになり〔第２図
（ホ）参照〕、フリップフロップ回路47がリセットされ
てその出力Ｑ２がローレベルになる〔第２図（ト）参
照〕。
一方、出力信号VOTがローレベルにある２発目の信号VOF
Fの場合はフリップフロップ回路47のリセット端子CL2が
ローレベルにあるので該フリップフロップ回路47はリセ
ット状態にある。従って、VOFFがハイレベルになっても
フリップフロップ回路47の出力Ｑ２はローレベルを保持
する。
Fの場合はフリップフロップ回路47のリセット端子CL2が
ローレベルにあるので該フリップフロップ回路47はリセ
ット状態にある。従って、VOFFがハイレベルになっても
フリップフロップ回路47の出力Ｑ２はローレベルを保持
する。
そしてこのときフリップフロップ回路48のリセット端子
CL3はハイレベルにあり、リセットが解除された状態に
ある。そこで出力信号VOTがハイレベルになるとフリッ
プフロップ回路48がセットされ出力Ｑ３がハイレベルに
なり、スイッチング素子25がオンする。またフリップフ
ロップ回路47のリセット端子CL2はハイレベルに転じ、
そのリセット状態が解除されて次の信号VOFFを受け入れ
得る状態になる。
CL3はハイレベルにあり、リセットが解除された状態に
ある。そこで出力信号VOTがハイレベルになるとフリッ
プフロップ回路48がセットされ出力Ｑ３がハイレベルに
なり、スイッチング素子25がオンする。またフリップフ
ロップ回路47のリセット端子CL2はハイレベルに転じ、
そのリセット状態が解除されて次の信号VOFFを受け入れ
得る状態になる。
つまり、インバータ回路IVは２発目の過電流信号VOFFが
発生した場合に、その信号による無用の不都合なオフの
制御を避けることができ、安定した発振を継続させるこ
とができる。
発生した場合に、その信号による無用の不都合なオフの
制御を避けることができ、安定した発振を継続させるこ
とができる。
前述した説明はインバータ回路IVへの入力電力の設定が
大きい場合について説明したが、入力電力が小さい場合
には、第２図のＢ側に示すように負荷電流検出電圧｜Ｖ
Ｌ｜が直流電圧VCON2より低いため、第２図Ｂ側に示す
如く過電流の検出は行われず、スイッチング素子が不用
のオフとなる不都合は生じない。
大きい場合について説明したが、入力電力が小さい場合
には、第２図のＢ側に示すように負荷電流検出電圧｜Ｖ
Ｌ｜が直流電圧VCON2より低いため、第２図Ｂ側に示す
如く過電流の検出は行われず、スイッチング素子が不用
のオフとなる不都合は生じない。
なお、本実施例では過電流保護回路を電磁調理器に適用
したが、電磁調理器に限定されず、インバータ回路によ
り高周波を発生させる他の装置にも広く適用して同様の
効果が得られる。
したが、電磁調理器に限定されず、インバータ回路によ
り高周波を発生させる他の装置にも広く適用して同様の
効果が得られる。
以上のように第３図に示す従来回路ではスイッチング素
子のトランジスタのコレクタ電流ICを過電流検出のため
に利用していたのを、本発明ではインバータ回路の共振
回路の負荷電流を全波整流したもので置換えることで過
電流検出でスイッチング素子をオフさせた後のオンの直
後にオフするという不具合を解消したものである。
子のトランジスタのコレクタ電流ICを過電流検出のため
に利用していたのを、本発明ではインバータ回路の共振
回路の負荷電流を全波整流したもので置換えることで過
電流検出でスイッチング素子をオフさせた後のオンの直
後にオフするという不具合を解消したものである。
即ち第２図(ニ)のＡ−Ｂ対比で明らかなように入力電力
設定値が小である場合に、過大な検出電流が現れる現象
が無いことにより従来の不具合が解消された。そして過
電流保護の必要に生じた場合についてみると、第２図
(ホ)で示すように第１回のVOFFのパルスが立上ったこと
で第２図(リ)に示すようにスイッチング素子がオフさ
れ、その保護が図れるのである。
設定値が小である場合に、過大な検出電流が現れる現象
が無いことにより従来の不具合が解消された。そして過
電流保護の必要に生じた場合についてみると、第２図
(ホ)で示すように第１回のVOFFのパルスが立上ったこと
で第２図(リ)に示すようにスイッチング素子がオフさ
れ、その保護が図れるのである。
更に交流を全波整流した電流を使用している都合上、検
出負荷電流の１サイクルの後半側半波で第２図(ホ)に示
す２発目のパルスが不所望的に現れるが、信号VOTの立
上りを規定する共振電圧と、信号VOFFの立上りを規定す
る負荷電流との位相関係から後者が先に現れるのでフリ
ップフロップ回路47,48等からなる論理回路の働きによ
り２発目のパルスはスイッチング素子のオンオフに関係
しないのである。
出負荷電流の１サイクルの後半側半波で第２図(ホ)に示
す２発目のパルスが不所望的に現れるが、信号VOTの立
上りを規定する共振電圧と、信号VOFFの立上りを規定す
る負荷電流との位相関係から後者が先に現れるのでフリ
ップフロップ回路47,48等からなる論理回路の働きによ
り２発目のパルスはスイッチング素子のオンオフに関係
しないのである。
以上詳述した如く本発明はインバータ回路の負荷電流を
検出してこれを全波整流した電流にて過電流保護を行
い、またこれに伴う無駄な信号の無効化を図ったもので
あるので入力電力設定値の大小に拘らず過電流保護が確
実に行われることは勿論、スイッチング素子が無用のオ
ン，オフそして発振動作を不安定ならしめることがな
い。
検出してこれを全波整流した電流にて過電流保護を行
い、またこれに伴う無駄な信号の無効化を図ったもので
あるので入力電力設定値の大小に拘らず過電流保護が確
実に行われることは勿論、スイッチング素子が無用のオ
ン，オフそして発振動作を不安定ならしめることがな
い。
更に本発明では過電流検出のために共振回路の負荷電流
（交流）を検出するから、これに利用する変流器の極性
を考慮する必要がない。即ち第３図により従来回路では
変流器15で直流成分を検出し、これを比較器16へ与える
都合上、その極性を判断して結線する煩しさがあったの
が解消した。
（交流）を検出するから、これに利用する変流器の極性
を考慮する必要がない。即ち第３図により従来回路では
変流器15で直流成分を検出し、これを比較器16へ与える
都合上、その極性を判断して結線する煩しさがあったの
が解消した。
また上記実施例では同じ電流で小物検知も行っているの
で回路の小型化にも効果がある。
で回路の小型化にも効果がある。
第１図は本発明に係る過電流保護回路を備えた電磁調理
器のブロック図、第２図はその動作説明のための各部電
圧電流波形図、第３図は従来の過電流保護回路を備えた
電磁調理器のブロック図、第４図はその動作説明のため
の各部の電圧電流波形図である。 20…直流電源、25…スイッチング素子、26…SW駆動回
路、31…入力電力設定回路、35…負荷電流検出部、36…
全波整流部、37…出力抵抗、38…電圧比較部、46,47,48
…フリップフロップ回路、VOT…出力信号、Va…オン期
間決定信号、VOFF…過電流信号、IV…インバータ回路
器のブロック図、第２図はその動作説明のための各部電
圧電流波形図、第３図は従来の過電流保護回路を備えた
電磁調理器のブロック図、第４図はその動作説明のため
の各部の電圧電流波形図である。 20…直流電源、25…スイッチング素子、26…SW駆動回
路、31…入力電力設定回路、35…負荷電流検出部、36…
全波整流部、37…出力抵抗、38…電圧比較部、46,47,48
…フリップフロップ回路、VOT…出力信号、Va…オン期
間決定信号、VOFF…過電流信号、IV…インバータ回路
Claims (1)
- 【請求項１】共振回路を有するインバータ回路のスイッ
チング素子をオン，オフ制御して高周波電力を得るべく
なした高周波発生装置の過電流保護回路において、前記
共振回路の共振電圧と所定電圧とを比較して前記スイッ
チング素子のオンタイミングを定めるオンタイミング発
生回路と、前記共振回路の負荷電流の検出部と、該検出
部の検出電流を全波整流する全波整流部と、該全波整流
部の出力所定値とを比較して過電流信号を発する比較部
と、前記オンタイミング発生回路の出力信号と前記過電
流信号とを関連させてスイッチング素子のオン，オフを
制御する論理回路とを備え、該論理回路は前記負荷電流
の１サイクルにつき過電流信号が２発発せられた場合
に、１発目の過電流信号によりスイッチング素子をオフ
させ得、２発目の過電流信号はスイッチング素子のオ
ン，オフ制御に無関係ならしめるべくなしてあることを
特徴とする過電流保護回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60234311A JPH0612707B2 (ja) | 1985-10-19 | 1985-10-19 | 過電流保護回路 |
| US06/850,273 US4686340A (en) | 1985-04-17 | 1986-04-10 | Induction heating apparatus with unsuitable load detecting circuit |
| DE19863612707 DE3612707A1 (de) | 1985-04-17 | 1986-04-16 | Induktionsheizvorrichtung mit falschlastdetektor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60234311A JPH0612707B2 (ja) | 1985-10-19 | 1985-10-19 | 過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6293889A JPS6293889A (ja) | 1987-04-30 |
| JPH0612707B2 true JPH0612707B2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=16969013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60234311A Expired - Lifetime JPH0612707B2 (ja) | 1985-04-17 | 1985-10-19 | 過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0612707B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07111905B2 (ja) * | 1987-07-23 | 1995-11-29 | 株式会社東芝 | 誘導加熱調理器の負荷適否検知回路 |
| JPH0757867A (ja) * | 1993-07-19 | 1995-03-03 | Samsung Electron Co Ltd | 誘導加熱調理器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6131503Y2 (ja) * | 1979-08-10 | 1986-09-12 | ||
| JPS608394U (ja) * | 1983-06-28 | 1985-01-21 | ナショナル住宅産業株式会社 | ジヤル−ジ−窓 |
| JPS60146485A (ja) * | 1984-01-10 | 1985-08-02 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器 |
-
1985
- 1985-10-19 JP JP60234311A patent/JPH0612707B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6293889A (ja) | 1987-04-30 |
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