JPS6131503Y2

JPS6131503Y2 -

Info

Publication number: JPS6131503Y2
Application number: JP11061879U
Authority: JP
Priority date: 1979-08-10
Filing date: 1979-08-10
Publication date: 1986-09-12
Also published as: JPS5628196U

Description

【考案の詳細な説明】

本考案は誘導加熱調理器に関する。誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流
電圧等直流電圧に変換し、この直流電源によりイ
ンバータを約20〜40KHz程度の高周波数にて発振
させこれにより発生する高周波交番電流を誘導コ
イルに与えて磁界を発生させこの磁界を誘導コイ
ルに近接して配置した磁性材よりなる調理鍋に加
えてこれを誘導加熱するものである。かかる誘導加熱調理器は、火により加熱するも
のではないため外観からは加熱動作中であるかど
うかの判断が難しく調理鍋を鍋載置面であるトツ
ププレート上に置かない無負荷状態で加熱してし
まつたり或は加熱動作中であることに気づかずナ
イフ、フオーク等の小物負荷をトツププレート上
に置いて加熱してしまうという問題を生じる。ま
た銅鍋、アルミ鍋等良導電性金属よりなる鍋を使
用した場合、インバータに過大電流が流れてブレ
ーカを遮断したり、或は回路素子を破壊するとい
う欠点を生じる。本考案はこのような不適性負荷が置かれたとき
および無負荷状態のときこれを判別してインバー
タの発振を停止させ上述の如き事故の発生を防止
するとともに間欠アラーム音を発し使用者の注意
を喚起したものである。以下図に基いて本考案実施例を詳述する。第１
図は本考案にかかる誘導加熱調理器の外観を示
し、１は鍋が載置されるトツププレートで、セラ
ミツク等の絶縁板にて構成される。２は電源スイ
ツチ、３は出力調節用スライド摘みで、出力
「強」（1200W）から出力「弱」（200W）の範囲で
任意に設定できる。第２図は、本考案実施例の回路図を示し、４は
商用交流電源、２は上記電源スイツチ、５は回路
部品を冷却するフアンモータ、６はサーモスタツ
トで上記フアンモータ５の停止および空炊き等に
よる異常加熱から回路部品を保護するものであ
る。７はダイオードをブリツジ接続してなる整流回
路、８はフイルター回路でコイル９および平滑コ
ンデンサ１６よりなる。１１はフイルタ回路８を
通して直流電源が供給される誘導コイルで平板状
に巻回され、トツププレート１（第１図）裏面に
近接して配置されている。１２は誘導コイル１１
と直列接続されたスイツチング素子で、本実施例
ではGCS（ゲート・コントロールド・スイツ
チ）（商品名）を使用している。１３はGCS１２
のアノード・カソード間に逆並列に接続されたフ
ライホイールダイオード、１４は共振コンデンサ
であり、これら誘導コイル１１、GCS１２、フ
ライホイールダイオード１３および共振コンデン
サ１４にてインバータ１５が構成される。このイ
ンバータ１５は自制式インバータと呼ばれるもの
で、最初のトリガーパルスを出す起動信号発生回
路２４と起動後発振を継続していくゲート信号発
生回路２３を具え、一旦トリガーされるとその後
ゲート信号により発振を継続していくものであ
る。これら起動信号発生回路２４ゲート信号発生
回路２３については後述する。Ｐはトツププレー
ト１（第１図）上に載置された鉄、ステンレス等
磁性材料よりなる調理鍋で、誘導コイル１１にて
発生する高周波交番磁界が印加される。１６は
GCS１２のゲートに正又は負のオン・オフ信号
を与えるインバータ駆動回路、１７はこのインバ
ータ駆動回路１６を制御するフリツプフロツプ、
１８，１９は交流電源４電圧が降圧トランスPT
を介して加えられる整流回路、２０はこの整流回
路１８，１９にて整流された電圧が入力する定電
圧回路で、該回路２０の入力側から直流電圧±Ｖ
_B（±12V）が、また出力側より安定化された直
流電圧Ｖ_cc（8V）が取り出される。ここで電圧±
Ｖ_Bはインバータ駆動回路１６の駆動電源として
使用され、電圧Ｖ_ccは後述する各制御回路に駆動
電源として供給される。また電圧＋Ｖ_Bは抵抗２
１およびダイオード２２を介してインバータ１５
の電源として供給され、インバータ１５の電源電
圧が＋Ｖ_Bの値より低下したとき、これを補助し
て最低電圧を略＋Ｖ_Bに保持するはたらきをす
る。ここで説明をつけ加えておくと、本実施例に
係るインバータ１５は、力率改善のためコンデン
サ１０の容量を小さく設定されており、このため
インバータ１５の電源電圧は殆んど平滑されない
脈流となつている。それ故電源電圧が最小となつ
た時点では、約10V以下となりインバータの発振
が継続できなくなる虞れがある。本実施例では、
かかる欠点を防ぐため直流電圧＋Ｖ_Bを補助電源
として与えているのである。次に２３は自制発振
用のトリガパルスを発生しGCS１２のゲートに
オン・オフ信号を与えるゲート信号発生回路で、
最初の起動トリガ信号によつてインバータ１５が
起動された後はGCS１２側の誘導コイル１１電
圧Ｖ_Cをコンデンサ１６、トランジスタ４７によ
つて検出しその出力でフリツプフロツプ１７をセ
ツトしGCS１２にゲート信号を与える。さらに
このゲート信号発生回路２３は、GCS１２のカ
ソード接地間の線路に巻回され、その電流検知を
行なうカレント・トランスCTと、このカレン
ト・トランスCTの出力信号Ｖ_CTと誘導コイル１
１の入力側の電圧Ｖ_Aを２入力とし、電圧Ｖ_Aを基
準レベルとして両者を比較する比較回路COM₂と
を備え、Ｖ_CT≧Ｖ_Ａ・Ｒ_４５／Ｒ_４４＋Ｒ_４５となつた
ときその出力でフリツプフロツプ１７をリセツトして、GCS１
２のゲート信号を遮断しGCS１１２をオフさせ
るものである。２４はインバータ１５の最初の起
動パルスを与える起動信号発生回路で、所定の周
期γ例えば0.4秒周期で起動パルスを発生する。
この発振周期は任意に設定できるが、電源投入
後、インバータ１５の発振開始が余り遅れるのは
好ましくなく、実用上は約１秒以下に設定されれ
ばよい。２５は起動パルスによりGCS１２が導
通した後、ゲート信号発生回路２３が動作しなか
つた場合であつても、導通後一定時間が経過する
と無条件にGCS１２をオフに切換え過剰電流に
よるGCS１２の破壊防止、周波数低下防止等を
行なう保護回路、２６は調理鍋Ｐの適不適を検知
し、不適性負荷例えば負荷の過大な銅鍋、アルミ
鍋、或は逆に負荷の過小なナイフ、フオーク等を
トツププレート１上に載せたときは、インバータ
発振を停止する負荷検知回路、２７は負荷が不適
性と判断されたとき間欠ブザー音を発し、使用者
に警告するアラーム発生回路、２８は約200〜
1200W範囲で出力の調節を行なう出力制御回路
で、実際の操作はスライド摘み３（第１図）を摺
動させることにより行なう。２９はイニシヤルク
リア回路で、抵抗３０およびコンデンサ３１より
なる積分回路で構成され、電源投入時フリツプフ
ロツプ１７をリセツト状態にするものである。次に上記構成の誘導加熱調理器について、各種
動作を波形図を参照して詳述する。 (1) 正常加熱動作（第３図）トツププレート１上に適性負荷例えば鉄鍋を置
き、電源スイツチ２をオンとすると、まずイニシ
ヤルクリア回路２９がはたらき、Ｌレベル信号が
ナンドゲートNAND₁に加わり、その出力をＨレ
ベルとする。この状態で無安定発振回路にて構成
される起動信号発生回路２４が作動開始する。す
なわちこの起動信号発生回路２４は、比較回路
COM₁を備え、その信号端子には、抵抗３２お
よびコンデンサ３３よりなる時定数回路出力が与
えられ、他方基準端子には、電圧Ｖ_CCを抵抗３
４，３５，３６にて分圧して得た基準レベルV₊
が加えられる。それ故電源投入後上記時定数で決
まる時間γ（0.4秒）が経過すると、コンデンサ
３３の充電々圧は、基準レベルV₊に達し、比較
回路COM₁の出力は、ＨレベルからＬレベルへ反
転する。このＬレベルへの立下り信号は、次段の
コンデンサ３７、抵抗３８よりなる微分回路を経
てＬレベルパルスに整形されナンドゲート
NAND₃に入力される。いまこのナンドゲート
NAND₃の他の入力はＨレベルにあるからその出
力はＨレベルとなり、次段のナンドゲート
NAND₄に加えられる。このときナンドゲート
NAND₄の他の入力はともにＨレベルにあるから
その出力にＬレベルパルスが得られ、フリツプフ
ロツプ１７は反転し、ナンドゲートNAND₁の出
力はＬレベルにセツトされる。これによりインバ
ータ駆動回路１６内のトランジスタ３９，４０が
ともにオン、トランジスタ４１，４２がオフ、ト
ランジスタ４３がオンとなつてGCS１２のゲー
トに順バイアス電圧＋Ｖ_Bが加わりこれを導通す
る。かくしてインバータ１５が発振始動する。こ
の後の発振動作をさらに説明すると、まずGCS
１２の導通によつて誘導コイル１１およびGCS
１２を通つて負荷電流ｉ_Lが流れる。この負荷電
流ｉ_Lはカレント・トランスCTにて検知され、そ
の大きさに比例した電圧信号Ｖ_CTに変換されたゲ
ート信号発生回路２３に与えられ比較回路COM₂
の信号端子に入力する。この比較回路COM₂の
基準端子には、負荷への電源電圧Ｖ_Aが抵抗４
４，４５にて分圧されて入力され電源電圧に対応
して変化する基準レベルV₊が加えられる。ここ
で基準レベルＶ₊について説明しておく。本実施
例に使用する電源電圧は力率改善をはかるためコ
ンデンサ１０を小容量としているため殆んど平滑
されず、最大約150V最小約12Vの範囲で脈動する
波形を描く。それ故カレント・トランスCTで検
知される信号もまたこねに比例して脈動する。し
たがつていま仮に基準レベルV₊を電源電圧の最
大値に合せて設定し固定したとすると、電源電圧
が低くなつたとき検知電圧Ｖ_CTもまた低下し基準
レベルV₊との差は極端に大きくなる。その結果
この電圧低下時には比較回路COM₂の出力は、数
ＫHzと極端な低周波信号となり、可聴音ノイズを
発生し商品価値の低下を招く。かかる現象の発生
を防ぐため、本実施例では上述の如く基準レベル
V₊を電源電圧に比例して変化させることにより
発振周波数の安定化を実現している。さて、比較回路COM₂において、信号端子へ
の入力信号Ｖ_CTが上昇して基準レベルV₊に等し
くなると、その出力はＨ→Ｌに反転し、ナンドゲ
ートNAND₁の出力をＨにリセツトする。これに
よりトランジスタ３９，４０はオフに変り、トラ
ンジスタ４１はオン、トランジスタ４３オフ、さ
らにトランジスタ４２はオンとなつてGCS１２
のゲートには逆バイアス−Ｖ_Bが加わり、GCS１
２はオフとなる。いまこのGCS１２の導通期間
をT₁とする。次にGCS１２のターン・オフにより誘導コイ
ル１１に蓄積された電磁エネルギーにより共振コ
ンデンサ１４への充電が開始され上記電磁エネル
ギーの放電が終了すると今度は共振コンデンサ１
４の放電が始まる。この共振コンデンサ１４への
充放電期間をT₂とする。共振コンデンサ１４の
放電が終了すると、この放電により誘導コイル１
１に蓄積された前回と逆方向の電磁エネルギーが
フライホイールダイオード１３を通つて放電す
る。かかるフライホイールダイオード１３の導通
期間をT₃とする。なおこのT₃期間中は、GCS１
２のアノード・カソード間にはフライホイールダ
イオード１３の順方向オン電圧値分の逆バイアス
電圧Ｖ_Cが加わつているため、たとえそのゲート
に正の電気信号が加わつたとしてもこれは導通し
ない。他方電圧Ｖ_Cは、ゲート信号発生回路２３へ加
えられる。すなわち、電圧Ｖ_Cは、ダイオード４６を介し
てトランジスタ４７のベースに加わり、T₃期間
中これをオフとする。したがつてトランジスタ４
７のコレクタ電圧は、T₃期間中Ｈレベルとなり
その立上り信号は、次段のコンデンサ４８、抵抗
４９を通つてＨレベルパルスに整形された後、ナ
ンドゲートNAND₅に入力する。このときナンド
ゲートNAND₅の他の入力はＨレベルにあるから
その出力としてＬレベルパルスが得られ次段のナ
ンドゲートNAND₃へ入力する。このナンドゲー
トNAND₃においてみ他の入力はＨレベルとなつ
ているから、出力としてＨレベルパルスが得られ
さらに次のナンドゲートNAND₄に加わる。この
ナンドゲートNAND₄の他の入力はともにＨレベ
ルにあるからその出力としてＬレベルパルスが得
られ、フリツプフロツプ１７のナンドゲート
NAND₂に加わる。これによりフリツプフロツプ
１７はリセツトされナンドゲートNAND₁の出力
がＬレベルに変る。このＬレベル信号により再び
トランジスタ３９，４０がオン、トランジスタ４
１がオフ、トランジスタ４３がオン、さらにトラ
ンジスタ４２がオフに変つてGCS１２のゲート
に順バイアス電圧＋Ｖ_Bが加わる。かかる動作は
T₃期間の初期になされ、この期間中この状態が
保持される。それ故フライホイールダイオード１３を介して
誘導コイル１１の電磁エネルギーの放出が終了
し、電圧Ｖ_Cが正に変ると同時にGCS１２は導通
し、再び負荷電流ｉ_LがこのGCS１２を通つて流
れ、自制発振の次のサイクルが始まる。このよう
にして起動パルスにより発振開始後は、負荷の状
態に応じて約20〜40KHzの周波数で自制発振が実
行される。このような自制発振状態では、ナンド
ゲートNAND₁の出力は、発振周波数に対応して
“Ｈ”“Ｌ”を繰返すが、このＬレベル信号は、ダ
イオード５０および抵抗５１を介して比較回路
COM₁の信号端子を低レベルにクランプする。それ故、比較回路COM₁出力もまたＨレベルに
クランプされることとなり起動パルスは発生しな
い。 (2) 負荷検知動作（第４図）誘導加熱調理器にあつては負荷が不適性な場合
これをそのまま加熱するとインバータに過大電流
が流れてGCS１２を波壊したり、或はナイフ、
フオーク等の小物負荷を加熱し、それと知らずに
これに触れて火傷を負つたり、さらに無負荷の状
態で加熱するとインバータに過大電圧が発生し、
GCS１２を破壊したり或は電力を無駄に消費し
てしまうという問題が発生する。それ故これら不
適性な負荷がトツププレート１上に置かれた場
合、或は無負荷の場合は、インバータ１５の駆動
を止め、加熱動作を停止する必要があり、本実施
例では、かかる負荷検知を下記の如き負荷検知回
路２６で行なつている。この回路について第４図Ａを用いてまず適性負
荷検知動作から説明する。トツププレート１上に
鉄鍋、ステンレス鍋等の適性負荷が載置されてい
る場合、電圧Ｖ_Cが負となつているT₃期間にあつ
てはゲート信号発生回路２３のトランジスタ４７
はオフ状態となつており、そのコレクタ電圧Ｖ_CE
はＨレベルにある。このＨレベル信号は、負荷検
知回路２６内の抵抗５２、コンデンサ５３よりな
る積分回路に入力され、さらにこの積分出力は比
較回路COM₄の信号端子へ信号V_-として加えら
れる。一方比較回路COM₄の基準端子には電圧
Ｖ_CCを抵抗５４，５５，５６にて分圧して得た基
準レベルV₊が印加されている。したがつてコン
デンサ５３は期間T₃にて充電され、期間T₁，T₂
にて放電され、この充電々圧が比較回路COM₄に
て基準レベルV₊と比較されることになる。ここ
で適性負荷の場合自制発振の一周期Ｔ（＝T₁＋
T₂＋T₃）に対応する期間T₃の割合は比較的小さ
く、そのためコンデンサ５３で積分された電気量
も比較的小さい値となりその電圧レベルは低レベ
ルで略一定に保たれる。それ故この電圧は基準電
圧V₊に達することはなく比較回路COM₄の出力は
Ｈレベルに保持される。したがつてナンドゲート
NAND₅を開放状態とし、ゲート信号発生回路２
３による自制発振駆動を可能にしている。次に過大負荷若しくは小物負荷をトツププレー
ト１上に置いた場合、および無負荷とした場合の
動作を第４図Ｂについて説明する。このような負
荷状態にあつては、フライホイールダイオード１
３の導通期間T₃の発振周期Ｔに占める割合は増
大する。すなわちコンデンサ５３は適性負荷時に
比べて充電時間が増加し、放電時間が減少するこ
とにより、コンデンサ５３の充電々圧は徐々に上
昇していき、終りには基準レベルV₊に等しくな
る。この時点で比較回路COM₄の出力は、Ｌレベ
ルパルスを出力し、ナンドゲートNAND₅を閉鎖
する。それ故、ナンドゲートNAND₃，NAND₄もまた
閉鎖されフリツプフロツプ１７へのセツト入力は
阻止され、同時に比較回路COM₂の出力によりリ
セツトされナンドゲートNAND₁の出力はＨレベ
ルに固定される。かかるフリツプフロツプ１７の
リセツトによりインバータ１５は発振を停止す
る。このようにして不適性負荷状態では加熱動作
が停止する。この不適性負荷検知状態にあつては、ナンドゲ
ートNAND₁の出力はＨレベルに固定されるから
起動信号発生回路２５の禁止が解かれ時間γ（約
0.4秒）後に起動パルスを発生する。このの起動
パルスはインバータ１５に発振用トリガー信号と
して与えられインバータ１５は再起動するが、不
適性負荷状態が続いていれば負荷検知回路２６に
て前述の如く不適性を判別してインバータ１５の
動作を停止させる。このような不適性負荷状態が
解除されるまで起動と停止の繰り返し動作が行な
われる。なお不適性負荷状態ではインバータ１５
が起動されてから負荷検知回路２６により停止す
るまでの時間は数ｍ秒であり、これは起動信号周
期γに比較して十分短かく、負荷が加熱されるこ
とはない。しかる後この不適性負荷を適性負荷と
置きかえると正常な自制発振に復帰する。次表は各種負荷における期間の割合T₃／Ｔお
よびコンデンサ５３の充電々圧V_-の値を示す。

【表】この表より明らかなように鉄、ステンレスを主
体とする適性負荷ではT₃／Ｔの値は約0.2〜0.3ま
での範囲にあり、他方アルミ板よりなる不適性負
荷或は無負荷状態では0.3以上となつている。この差はコンデンサ５３の充電々圧V_-にも現
われており、適性負荷では2.0V以下、不適性負
荷では2.0V以上となつている。それ故比較回路
COM₄の基準レベルV₊を2.0Vに設定すれば適性負
荷と不適性負荷の判別を行なうことができる。なお小物負荷については表示していないが、表
中に示すアルミ板と鉄・ステンレス製鍋の値の略
中間となり、これは2.0V以上となり不適性負荷
と判断される。なお不適性負荷が判別されてイン
バータ１５の発振が停止するとトランジスタ４７
はオン状態に保持されコンデンサ５３の充電々圧
はこのトランジスタ４７を通つて放電する。それ
故比較回路COM₄の出力は、Ｌレベルとなつた後
一定時間経過後再びＨレベルに戻る。 (3) アラーム発生動作さて、不適性負荷が検知されるとインバータ１
５の発振駆動が停止するが、一方本実施例にあつ
ては、比較回路COM₄の出力が次段のアラーム発
生回路２７に加えられてこれを駆動し不適性鍋が
置かれたことおよびこれにより加熱動作を停止し
たことを使用者に知らせる構成がとられている。すなわち比較回路COM₄からＬレベルパルスが
発せられるとこの信号はインバータ５７にて反転
され抵抗５８、コンデンサ５９よりなる積分回路
を経て比較回路COM₅の信号端子へ入力する。
しかしてこのパルス信号が電圧Ｖ_CCを抵抗６０，
６１で分圧して得た基準レベルV₊より大きけれ
ば比較回路COM₅よりＬレベル信号が出力され次
段のブザー６２を駆動してパルス音を発する。負
荷検知動作は、起動パルスの発生ごとになされる
から比較回路COM₅の出力は、0.4秒間隔でＬレ
ベルとなり、これに同期してパルス音が発せられ
ることになる。このパルス音の発生期間は、0.4
秒より短かい期間例えば0.1秒間に設定すれば0.4
秒周期の間欠アラーム音を発することができ使用
者の注意を喚気することができる。 (4) 出力調節動作（第６図）出力調節は、出力制御回路２８に組込まれた可
変抵抗器６３を操作することにより行なわれる。
本実施例における制御回路２８は、約10秒の周期
内で、インバータ１５の発振及び停止の割合を変
えるものである。すなわち比較回路COM₆の基準
端子に電源電圧Ｖ_CCを抵抗６４，６５にて分圧
して得た基準レベル信号V₊を、信号端子に抵
抗６６、コンデンサ６７よりなる積分回路出力を
与え、その時定数を約10秒に設定する。比較回路
COM₆の出力は、ダイオード６８および抵抗６
９、コンデンサ７０よりなる積分回路を介して次
段の比較回路COM₇の信号端子へ入力される。
この比較回路COM₇の基準レベル端子には、可
変抵抗器６３および抵抗７１にて電源電圧Ｖ_CCを
分圧して得た基準レベル信号V₊が与えられ、か
つこの基準レベルV₊は可変抵抗器６３の操作す
なわちスライド摘み３（第１図）の摺動により任
意の値に設定される。このようにして設定された
基準レベルV₊を端子への入力信号が越えたと
き比較回路COM₇の出力は、Ｌレベルに反転しナ
ンドゲートNAND₄の出力をＨレベルに変える。
これによりフリツプフロツプ１７を反転し、イン
バータ１５の発振を停止する。すなわち、比較回
路COM₇の出力がＨレベルにある期間のみインバ
ータ１５は発振することとなる。尚第６図Ａは可
変抵抗器６３の抵抗値を最小、すなわち出力最小
とした場合を、また同図Ｂは可変抵抗器６３の抵
抗値を最大、すなわち出力最大とした場合を示
し、出力最小時は、10秒間のうち1.7秒間加熱
し、他方出力最大としたときは信号電圧は、基準
レベルに達することなく、比較回路COM₇出力は
常にＨレベルに保持される。これにより最大出力
時においては、休止期間をおくことなくインバー
タ１５が発振し続ける。叙上の如くして出力を約
200〜1200Wの範囲で任意に調節することが可能
となり、調理を最も適切な出力（火力）で行なう
ことができる。 (5) 保護回路動作（第７図）本実施例では、GCS１２に流れる電流をカレ
ントトランスCTにて検知しその値が一定値以上
とならないよう制約されるが、特に起動時或は動
作中であつても負荷電流の立上りの大きさやタイ
ミングによりカレントトランスCTを巻回したフ
エライト磁石の磁化状態が変化し、負荷電流に比
例した検知電流が得られない場合が発生する。かかる現象が生じた場合、ゲート信号発生回路
２３がはたらかず、GCS１２の導通時間が異常
に長くなりこれに過剰電流が流れて破壊するとい
う事故が発生する。このような事故からGCS１
２を守るため保護回路２５が設けられている。こ
の保護回路２５は、仮にカレントトランスCTに
より正しい電流検知がなされずGCS１２に電流
が流れ続けたとしてもGCS１２導通後一定時間
経過したときは無条件にこれをオフするものであ
る。すなわち起動信号発生回路２４が動作して比
較回路COM₁出力がＬレベルに変るとこの信号は
抵抗７２ダイオード７３を経て比較回路COM₃の
基準端子に加えられ、かつこの基準端子に
は、電源電圧Ｖ_CCを抵抗７４，７５にて分圧され
た基準レベル電圧V₊が与えられる。一方起動パ
ルスによりフリツプフロツプ１７のナンドゲート
NAND₁の出力はＬレベルとなるから、トランジ
スタ７６はオフ状態となりコンデンサ７７の充
電々圧は上昇する。すなわち、抵抗７８およびコ
ンデンサ７７よりなる積分回路の出力がその信号
端子に与えられる比較回路COM₃は、積分回路
出力が基準レベル電圧V₊に達したときＬレベル
出力を発し、フリツプフロツプ１７をリセツト
し、ナンドゲートNAND₁の出力はＨレベルに変
る。それ故インバータ駆動回路１６はGCS１２
をオフにすべく動作しその後ナンドゲート
NAND₁のＨレベル出力は、トランジスタ７６を
再びオンに反転し、コンデンサ７７の充電々圧を
放電するから、比較回路COM₃の出力は直ちにＨ
レベルに復帰する。この保護回路２５の出力端お
よびゲート信号発生回路２３の出力端は、オア接
続されてナンドゲートNAND₁に与えられるから
ゲート信号発生回路２３からの出力がなくとも、
保護回路２５の動作により、GCS１２はオフさ
れることとなる。また保護回路２５は、起動信号発生回路２４が
作動すると起動時には低入力で動作し、その後正
規の入力で動作するよう構成されている。すなわ
ち比較回路COM₃の基準レベルV₊は低レベルＶ₊₍
_Ｌ）および高レベルＶ_+(H)の２値をとり、レベルＶ
_+(H)は起動信号発生回路２４が停止していると
き、またレベルＶ_+(L)は起動信号発生回路２４が
作動しているとき対応し、これは比較回路COM₁
の出力を抵抗７２およびダイオード７３を介して
比較回路COM₃の基準端子に加えることにより
達成される。すなわち上述したようにカレントト
ランスCTが電流を検知せず、ゲート信号発生回
路２３が動作しなかつた場合、保護回路２５から
発せられるパルスによりインバータ１５は発振駆
動されるが、このとき負荷が銅鍋等の不適性負荷
があるとGCS１２に過剰電流が流れ、破壊され
る危惧がある。一方無負荷の場合、GCS１２に
過大電圧が加わり同様に破壊される危惧がある。それ故電源投入直後は、保護回路２５出力パル
スの周波数を例えば35KHz程度と高くし、負荷へ
の入力を下げGCS１２へ流れる電流及びこれに
加わる電圧を減少低下させGCS１２の保護をは
かつている。一方この低入力時に同時に負荷検知
回路２６にて負荷の適不適が判断され、不適性負
荷であれば直ちにインバータ発振は停止する。こ
の場合起動から停止までの期間は数ｍ秒であるの
に対し、起動信号発生期間は20ｍ秒程度に設定さ
れているから上記発振停止時期は保護回路２５に
よる高周波発振期間内に十分納めることができ
る。それ故負荷検知動作が低周波発振期間にまで
延びて不適性負荷時過大電流を流すという危惧は
ない。また保護回路２５は発振周波数の最小限を定
め、発振周波数が可聴領域にまで低下するのを防
止するはたらきをする。例えば本実施例にあつて
はインバータ１５の発振は、無負荷状態から起動
した場合、発振周波数が最低すなわち10数ＫHzの
可聴周波数となり騒音発生の原因となるが、叙上
の如く保護回路２５にて高周波数にて発振開始す
ることによりかかる騒音発生を防ぐことが可能と
なる。以上本考案に係る誘導加熱調理器全体の構成お
よび動作について詳述したが、本考案の特に重要
な点は、負荷検知回路がはたらき不適性負荷が判
別されたとき、報知が為されるとともに、インバ
ータ発振の停止に応じて、報知が停止されるアラ
ーム発生回路を設け、不適性負荷判別をアラーム
音にて報知する構成とした点にある。すなわち本
考案にあつては適性負荷の場合インバータ発振起
動後この発振は継続され、他方不適正負荷の場合
は「発振開始→不適正負荷検知→発振停止→発振
開始→不適正負荷検知→……」と云う周期的な動
作が行なわれ、これに応じてアラーム発生回路が
間欠的に動作される。従つて、アラーム発生回路
を間欠動作させるに専用の発振回路が不要で回路
構成が簡単になり、調理器の小型化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案誘導加熱調理器の実施例斜視
図、第２図は同実施例回路図、第３図ないし第７
図は同実施例の動作を説明するための信号波形図
である。１５……インバータ、１６……インバータ駆動
回路、２３……ゲート信号発生回路、２４……起
動信号発生回路、２５……保護回路、２６……負
荷検知回路、２７……アラーム発生回路、２８…
…出力制御回路。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

一旦発振が開始されると、自身で発振を継続す
る自励式インバータを有し、このインバータ内の
誘導加熱コイルから交番磁束を発生させる誘導加
熱調理器において、インバータ発振状態を検出し
て誘導加熱コイル上の負荷の適、不適を検知する
負荷検知回路と、この負荷検知回路で不適正負荷
が検知されたときインバータ発振を停止させる停
止手段、インバータの発振停止状態を検出してか
ら所定の再起動時間後にインバータに発振起動を
掛ける起動信号発生回路と、上記負荷検知回路で
の不適正負荷検知によりアラーム動作を開始する
とともに、上記起動信号発生回路での再起動時間
より短い所定時間後にアラーム動作を停止するア
ラーム発生回路と、から成る誘導加熱調理器。