JPS6262430B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流
とし、或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に
変換し、この直流電源によりインバータ回路を約
20〜40KHz程度の高周波数にて発振させこれによ
り発生する高周波交番電流をワークコイルに加え
て磁界を発生させこの磁界をワークコイルに近接
して配置した鉄系金属よりなる調理鍋に加えてこ
れを誘導加熱するものである。

一般に家庭用電気機器にあつては、最大電流容
量は、約15A程度に制限されているため、これ以
上の電流を電気機器に通電することは、事実上で
きず、誘導加熱調理器においても、通電々流が上
記制限電流を越えないよう保護回路を設ける場合
が多い。かかる保護回路は、入力電流が制限電流
に達すると負荷に供給される電力を低下させ過大
電流通電を阻止するものであるが、手動摘みを操
作して出力調節を行ない、出力を上昇させた場
合、途中で上記保護回路がはたらいて、摘みの位
置は出力最状状態にあるのに実際には出力が低下
している場合が発生する。このような事態は、全
ての負荷に起こるわけではなく、鉄鍋では最大出
力時であつても制限電流には達せず、他方18−８
ステンレス製鍋では、保護回路がはたらく場合が
ある。それ故、正確な出力を知ろうとすれば、保
護回路が動作する調理器を憶えておかなければな
らず、きわめて使い勝手の悪い調理器となつてし
まう。また出力表示装置を備えた場合であつて
も、出力増加途中で、保護回路が動作すれば、出
力が低下したことを知ることができるが、一般の
使用者には、なぜ出力が低下したのかわからず、
不安感を与える原因ともなりやすい。

本発明は、このような事情を考慮してなされた
ものであり、電源投入直後或は、一定時間のみ強
制的に出力「強」とし、保護回路がはたらく鍋に
あつては、予め電力レベルを低下させた状態で、
出力調節可能とし、保護回路がはたらかない鍋に
あつては、そのままの状態から出力調節を可能と
するものである。

以下本発明実施例を図を参照して説明する。第
１図において１は商用交流電源、Ｓ_PWは電源スイ
ツチ、２は４個のダイオード（図示せず）をブリ
ツジ接続してなる整流回路、CHはチヨークコイ
ル、Ｃ_OはチヨークコイルCHを介して整流回路２
に接続されたコンデンサで、商用交流周波数
（50／60Hz）に対してはインピーダンスが高くか
つ高周波に対してはインピーダンスが低い10μＦ
程度の小容量の高周波バイパスコンデンサが使用
される。したがつてコンデンサC₀とチヨークコ
イルCHの接続点には、０〜140V間で振動する脈
流信号Ｖ_CC1（第３図）が得られる。Ｌは一端側
をチヨークコイルCHを介して整流回路２の正極
側に接続されたワークコイル、GTRはスイツチ
ング素子例えばスイツチングトランジスタで、コ
レクタをワークコイルＬ他端に、エミツタを整流
回路２の負極側に、またベースを後述する駆動回
路３に接続されている。このスイツチングトラン
ジスタGTRとしては本実施例で使用する大容量
のジヤイアントトランジスタ或はゲート・ターン
オフ・サイリスタGTO等が使用できる。また上
記ワークコイルＬは渦巻状に巻回されており、こ
れに近接してセラミツク板等の絶縁性トツププレ
ート４が配置されさらにこのトツププレート４上
には鉄系金属よりなる調理鍋５が載置される。し
たがつてワークコイルＬにて発生する高周波交番
磁界はトツププレート４を透過して鍋５に加えら
れる。C₁はスイツチングトランジスタGTRと並
列に接続された共振コンデンサ、D₁はスイツチ
ングトランジスタGTRと逆並列に接続されたダ
イオードである。これらの各部分によりインバー
タ回路が構成される。CTはワークコイルＬとダ
イオードD₁間の線路に巻かれたカレントトラン
スで、出力端子Ｘに入力電圧に比例した電圧ｘを
出力する。６は制御電源で、電源スイツチＳ_PWを
介して交流電源１が供給され、それぞれ所定の値
をもつ直流電圧Ｖ_CC2、Ｖ_DDおよび脈流信号Ｖ_CC3
を出力する。ここで直流電圧Ｖ_CC2は、約24Vで
あり、駆動回路３の駆動用電源として利用され
る。また直流電圧Ｖ_DDは制御電源６内の定電圧回
路７により約13Vの値をもつ安定な直流電圧とさ
れ、後述する各回路の駆動用電源として利用され
る。さらに脈流信号Ｖ_CC3は０〜40Vの振幅幅を
もち、起動回路８に加えられる。

起動回路８は駆動電源として電圧Ｖ_DDを、また
信号として脈流信号Ｖ_CC3を入力してインバータ
回路を起動する起動信号を出力するものである。
該回路８について説明すると、VR₁は一端を電源
Ｖ_DDに他端をコンデンサC₂の一端に接続された
可変抵抗、Q₁は電源Ｖ_DDがアノードにまた可変
抵抗VR₁、コンデンサC₂接続点電位がゲートに加
えられるSCRで、そのカソードは接地されてい
る。R₁，C₃はSCR，Q₁のアノード・カソード間
に並列に介挿された抵抗およびコンデンサで、電
源投入時に生じる可能性のある突入電流等ノイズ
を吸収するものである。NAND₁はSCR，Q₁のア
ノード電位が抵抗R₂を介して得られる信号Ａが
一端に加えられるナンドゲートで、ゲート開放時
信号Ａがこのゲートの閾値電圧Vth以上となつた
とき導通する。Q₂はナンドゲートNAND₁の出力
がコンデンサC₄、抵抗R₃を経てそのベースに加
えられるトランジスタでそのコレクタは抵抗R₄
を介して電源Ｖ_DDに、またエミツタは抵抗R₅を
介して接続されている。C₅はトランジスタQ₂の
コレクタ側に接続されたコンデンサで、その出力
としてパルス信号Ｂを得る。INV₁はトランジス
タQ₂のコレクタに接続されコレクタ電位を反転
するインバータ、D₂はインバータINV₁出力端に
設けられた逆流防止用ダイオードで起動パルスＣ
を出力する。

９は出力制御回路で、Q₃はカレントトランジ
スCTの端子Ｘからの信号ｘが抵抗R₇を介してそ
のベースに加えられるトランジスタで、そのコレ
クタは抵抗R₈を介して電源Ｖ_DDにまたインバー
タINV₂の入力端に接続されそのエミツタは接地
されている。D₃はトランジスタQ₃のベース・エ
ミツタ間に接続され入力信号Ｘを半波整流するダ
イオード、INV₃は上記インバータINV₂の出力か
抵抗R₉，R₁₀を介して加えられるインバータで、
その入力端は起動回路８のダイオードD₂のカソ
ードに接続され起動信号Ｃが加えられる。C₆は
抵抗R₉，R₁₀間接続点（以後Ｙ点という）アース
間に設けられたコンデンサ、INV₄はインバータ
INV₃の出力が入力されるインバータで、上記イ
ンバータINV₃とともにシユミツト回路を構成し
ている。R₁₁は、インバータINV₃の入力端とイン
バータINV₄の出力端との間に介挿された抵抗で
インバータのスイツチング速度を速くするもので
ある。C₇，R₁₂，D₄はコンデンサ、抵抗およびダ
イオードでインバータINV₄の出力端とアースと
の間に接続されている。上記コンデンサC₇、抵
抗R₁₂接続点（以後Zo点という）電位は抵抗R₁₃を
介してインバータINV₅に入力され、さらにこの
インバータINV₅の出力は他のインバータINV₆に
加えられる。これら２個のインバータINV₅，
INV₆はシユミツト回路を構成している。R₁₄は
INV₅の入力端とインバータINV₆の出力端の間に
介挿された抵抗である。インバータINV₆の出力
は、抵抗R₁₅を介して駆動回路３へ加えられる。
なおこの駆動回路３は上記インバータINV₆から
の出力信号をトランジスタ或はトランス（図示せ
ず）にて増幅し、これをスイツチングトランジス
タGTRのベースに加えられるもので、この起動
信号が正信号のときスイツチングトランジスタ
GTRをターンオンし、他方負信号のときターン
オフするよう構成されている。かかる増幅回路よ
りなる駆動回路３は、上述の如く周知の回路構成
で実現できるからその詳細は省略する。

１０はフリツプフロツプ固定回路で、C₇は一
端に電源Ｖ_DDが加えられるコンデンサ、Q₄はこ
のコンデンサC₇の他端に抵抗R₁₆を介してそのベ
ースが接続されるトランジスタで、このトランジ
スタQ₄のコレクタは抵抗R₁₇を介してフリツプフ
ロツプFF₃を構成するナンドゲートNAND₈の入
力に接続され、またエミツタは接地されている。
D₅はトランジスタQ₄のベース・エミツタ間に接
続されたダイオードでコンデンサC₇の充電電荷
を放電するものである。このフリツプフロツプ固
定回路１０は電源投入時フリツプフロツプFF₃の
ナンドゲートNAND₈の出力を、Ｈレベルに固定
するはたらきをなす。

１１は、保護回路で、支流入力電流が制限電
流、例えば一般家庭であれば15Aに達したとき負
荷への供給電力を低下させて入力電流を制限電流
以下にするはたらきをなす。またこの保護回路１
１は鍋５の材料の違いによる過大入力や、偶発的
な突入電流の発生による電気部品の破損から装置
を保護するはたらきもなす。図中INV₇は、交流
電源１より供給される電流を検出するカレント・
トランスCT₂出力端の電流信号を差動増幅器OP₁
を介して入力するインバータで、その入力信号レ
ベルは、抵抗R₃₇および可変抵抗R₃₈により調節さ
れる。FF₁は２個のナンドゲートNAND₂，
NAND₃よりなるフリツプフロツプでインバータ
INV₇の出力はナンドゲートNAND₂の一入力に加
えられ、また他方のナンドゲートNAND₃の一入
力にはフリツプフロツプFF₃のナンドゲート
NAND₉出力が加えられリセツトされる。Q₅はフ
リツプフロツプFF₁のナンドゲートNAND₂の出
力が抵抗R₁₉を介してそのベースに入力されるト
ランジスタで、コレクタは抵抗R₂₀を介してトラ
ンジスタQ₆のコレクタにまたエミツタは抵抗R₂₁
を介して接地されている。R₂₂，D₉はインバータ
INV₇の入力端とアースとの間に並列に介挿され
た抵抗およびダイオードで、カレントトランス
CT₁出力信号Ｘを抵抗R₁₈とともに分圧し半波整
流するものである。

１２は無負過検知回路でトツププレート４上に
載置されていた鍋５を取り去つたときこれを検知
するものである。ナンドゲートNAND₄の一入力
端には抵抗R₅の出力端より信号Ａが、また他の
入力端には抵抗R₂₃，R₂₄を介して分圧されたカレ
ントトランスCT₁の検知出力信号Ｘが入力され
る。この信号Ｘの分圧信号は同時にカウンタ
CNTのクロツク入力端CKに接続されている。
ZD₁は抵抗R₂₄と並列接続されたツエナーダイオ
ードでナンドゲートNAND₄を保護するものであ
る。

１３はトツププレート４上に鍋５を載置したと
きこれを検知する負荷検知回路で、上記カウンタ
CNTを有している。このカウンタCNTは10個の
出力端子をもちクロツクパルスを計数してそれぞ
れ対応出力端子より信号を発するいわゆるジヨン
ソンカウンタとして知られるものである。本実施
例では上記出力端子のうち第６出力端子q₆すなわ
ち６発のクロツクパルスが件数されたとき信号を
出力する端子が使用される。それ故このカウンタ
CNTは信号Ｘのパルスのうち一定値以上の値を
もつパルスを計数し、このパルス数が６個になつ
たとき出力q₆を発生する。この数値「６」は負荷
の存在と、無負荷若しくは小物負荷の存在の判定
基熟となるもので６個以上のとき負荷なしと判定
され、また５個以下のとき負荷ありと判定され
る。なお上記カウンタCNTの端子CLは、クリア
信号入力端子で、起動回路８から信号Ａが加えら
れて、光流信号の半周期ごとにクリアされる。
FF₂はナンドゲートNAND₅，NAND₆よりなるフ
リツプフロツプで、ナンドゲートNAND₅の一入
力端には、起動回路８より信号Ｂが加えられ、ま
たナンドゲートNAND₆の一入力端にはカウンタ
CNTの出力信号がインバータINV₈を介して加え
られる。ナンドゲートNAND₇はSCR，Q₁からの
信号ＡおよびナンドゲートNAND₅の出力信号Ｉ
を２入力とし出力Ｊを得る。FF₃は、ナンドゲー
トNAND₈，NAND₉よりなるフリツプフロツプ
で、上記ナンドゲートNAND₄の出力信号Ｋおよ
びフリツプフロツプ固定回路１０の出力をナンド
ゲートNAND₈の一入力端に、またナンドゲート
NAND₇の出力信号ＪをナンドゲートNAND₉の一
入力端にそれぞれ入力し、ナンドゲートNAND₉
の出力より信号Ｌを得る。この信号Ｌは、逆流防
止用ダイオードD₇を介してインバータINV₃の入
力側Ｙ点に入力される。R₂₅，D₆はナンドゲート
NAND₅の出力端とナンドゲートNAND₇の入力端
間に介挿された抵抗およびダイオードで、ナンド
ゲートNAND₄出力ＫがＬレベルとなつたとき、
ナンドゲートNAND₉の入力側をＬレベルとし、
フリツプフロツプFF₃の２入力がともにＬレベル
になるのを防ぐものである。

１４は前述の無負荷検知回路１２および負荷検
知回路１３の機能を停止する動作解除回路で、ナ
ンドゲートNAND₉の一入力端とアースとの間に
常開スイツチS₀および抵抗R₂₆を介挿してなる。
このスイツチS₀の操作によりフリツプフロツプ
FF₃の出力は、Ｈ（ハイ）レベルに固定され加熱
動作は負荷の有無に関係なく実行される。この動
作解除回路１４は、小物負荷と同程度の負荷をも
つ小型の調理鍋を加熱したい場合等に利用され
る。

１５は温度・出力調節回路で、出力一定状態で
調理鍋の加熱温度を制御する温度調節機能と、出
力を所定の範囲（本実施例では約500Wないし約
1350Wの範囲）で調節できる出力調節機能とを有
している。本例では温度調節は、60℃〜100℃ま
での低温領域と、160℃〜200℃までの高温領域に
分割しているが、これは一温度領域のみでも、ま
た３以上の温度領域とすることもできる。かかる
温度調節機能は、天ぷら料理等最適調理温度を有
するものに利用して有効である。他方出力調節機
能は、その出力を500Wから1350Wの範囲で切換
えることにより、調理鍋へのエネルギー供給量す
なわち他の調理器でいえば火力に相当するものを
調節するものであり、料理途中で出力を変えた方
がよい場合、例えば最初出力を「強」とし、後出
力を「弱」とする方がよい場合等に利用される。
また湯を沸かしたい場合等に利用される。また湯
を沸かしたい場合は出力「強」とすれば最も早く
沸かすことができる。なお温度調節或は出力調節
の表示は後述する出力表示回路にてなされ、温度
調節機能がはたらいている場合、設定温度に達す
るまでは発光ダイオードLED₁〜LED₅が点灯して
おり、設定温度に達すると消灯する。これにより
設定温度に達したかどうか判る。また出力調節機
能がはたらいている場合は、出力に応じて所望の
発光ダイオードLED₁〜LED₅が点灯することとな
る。

図にもどつて構成の説明を続けると、Thは電
源Ｖ_DDとアース間にコンデンサC₉とともに介挿
された感熱素子で例えば負特性サーミスタが使用
される。S₁〜S₄は３接点切換スイツチで端子
上をスライド接片が移動するものであり、各ス
イツチはともに連動するよう構成されている。こ
こでスイツチS₁，S₂は、温度調節用であつて加熱
温度領域の切換えに、スイツチS₃は温度調整から
出力調節への切換えに、またスイツチS₄は基準レ
ベルの設定に使用される。ここでスイツチS₁の端
子はそれぞれ抵抗R₂₇，R₂₈を介して電源Ｖ_DD
に接続され端子は抵抗R₃₂を介して接地され
る。スイツチS₁の共通端子はサーミスタThの
一端および差動増幅器op₂の負電位入力端に接
続されている。スイツチS₂の端子、はそれぞ
れ抵抗R₂₉，R₃₀を介して差動増幅器op₂の負電位
入力端およびサーミスタThの一端に接続され
また端子は空位にある。このスイツチS₂の共通
端子は可変抵抗VR₂を介して接地されるととも
に、スイツチS₃の端子に接続されている。スイ
ツチS₃の端子は共通の抵抗R₃₁を介して接地
され、共通端子は抵抗R₂₀を介してZo点に接続
されている。スイツチS₄の端子は抵抗R₃₃を介
して接地され、端子はともに空位にあり、ま
た共通端子は抵抗R₃₄を介して差動増幅器op₂の
正電位入力端に接続される。この正電位入力端
には、直流電圧Ｖ_DDが抵抗R₃₅，R₃₆により分圧さ
れて基準電圧として入力される。また抵抗R₃₆に
はコンデンサC₁₀が並列に介挿される。op₂は上述
の差動増幅器で、正電位入力端に入力する信号
が負電位入力端に入力する信号より大きいと
き、Ｈレベル信号を出力し、逆に負電位入力信号
が正電位入力信号より大きいときＬレベル信号を
出力する。この差動増幅器op₂の出力は、ナンド
ゲートNAND₁の一入力端に加えられる。ここで
上記各スイツチS₁〜S₄の具体的構成について第２
図に基いて説明しておく。１８は調理器操作面、
１６はこの操作面１８に設けられた切換摘みで、
この切換摘み１６を上方より下方へ３段階（図中
矢印で示す）に切換えることにより上２段で温度
調節、下段で出力調節が可能となる。すなわち、
上段にはスイツチS₁〜S₄の端子が、中段には端
子が、さらに下段には端子がそれぞれ設定さ
れる。そしていまの場合端子設定状態は60℃な
いし100℃の低温加熱領域、端子設定状態は160
℃ないし200℃の高温加熱領域、端子設定状態
は出力調節領域に設定されている。LED₁〜LED₅
は出力表示をなす発光ダイオードである。例えば
いま端子設定状態にあるとすると、差動増幅器
op₂の正電位入力端に加わる基準電位は、スイ
ツチS₄の端子に連なる抵抗R₃₃の並列挿入によ
り低いレベルになる。他方負電位入力端に加わ
る比較電圧は、抵抗R₂₇，R₂₉、サーミスタThお
よび可変抵抗VR₂によつて決まりかつ温度上昇に
よりサーミスタThの抵抗値は低下することか
ら、比較電圧が基準電圧に達し差動増幅器op₂の
出力をＬレベル変えてしまう。それ故、低温加熱
領域での温度調節が可能となる。他方端子に切
換えた場合は、スイツチS₄の端子は空位にある
から、前述の抵抗R₃₃の並列介挿は遮断され、差
動増幅器op₂の正電位入力端子の基準電位を変
える。それ故R₂₈，R₃₀、サーミスタThおよび可
変抵抗VR₂で決まる比較電圧により低温領域と同
様に動作し、高温領域での加熱が可能となる。こ
のようにして設定された各温度領域においてさら
に任意の温度に設定するときはスライド摘み１７
が使用される。このスライド摘み１７は可変抵抗
VR₂を制御するもので、リニアな温度制御が可能
となる。端子設定状態は、出力調節を可能とす
るもので、その詳細は後述するが、上記同様可変
抵抗VR₂の制御により可変調節できるものであ
る。

ここで温度調節用スイツチS₁および出力調節用
スイツチS₃には、その機能上次のような条件が付
される。まずスイツチS₁の端子間の切換えに
際しては切換切片が一旦端子から離れた後に端
子に接触する構成がとられなければならない。
なぜなら仮にこの端子間切換時に両方が接続
状態になつたとすると、各端子に連結された
抵抗R₂₇，R₂₈が並列に接続されることとなりサー
ミスタThとの合成抵抗が瞬間的に減少し、した
がつて差動増幅器op₂の負電位入力信号が上昇し
て基準電圧を越えその出力をＬレベルに変え加熱
動作を停止してしまうからである。かかるスイツ
チとしては周知の非短絡型（non−shorting）ス
イツチが使用される。

次にスイツチS₃の端子の切換えに際して
は、切換時３端子にともに接触する期間が存在す
る短絡型（shortig）スイツチが使用されねばな
らない。これは例えば端子からへ切換えられ
るとき、遮断状態が生じると、この間の抵抗値が
無限大となり、コンデンサC₇とにより決まる時
定数がトランジスタGTRの定格以上となり、こ
れを破壊する惧れがあるからである。

１９は出力表示回路で、カレントトランスCT₁
の出力信号Ｘが、ダイオードD₈を介して整流さ
れ、さらにコンデンサC₁₁にて平滑されて入力さ
れる。ZD₂はこの直流変換されたカレントトラン
スCT₁信号が加えられるツエナーダイオードで上
記信号がそのツエナー電圧以上となつたとき導通
する。LED₁は上記ツエナーダイオードZD₂のカ
ソードに抵抗R₃₇を介して連結された発光ダイオ
ード、LED₂，LED₃，LED₄，LED₅はそれぞれ抵
抗R₃₈，R₃₉，R₄₀，R₄₁およびツエナーダイオード
ZD₃，ZD₄，ZD₅，ZD₆を介して上記ツエナーダイ
オードZD₂のカソード側にそれぞれ並列に接続さ
れた発光ダイオードである。ここでツエナーダイ
オードZD₃〜ZD₆および抵抗R₃₈〜R₄₁のツエナー
電圧および抵抗値は図中右方向へいくほど値を大
きくしてある。これにより例えばカレントトラン
スCT出力電圧信号ｘが上昇すれば、図中左端の
発光ダイオードLED₁から順次右方向へ点灯して
いき、その出力のレベルを表示する。これら発光
ダイオードLED₁〜LED₅は操作面１８上に配置さ
れる。

次にこのような構成の誘導加熱調理器の動作を
説明する。

(1) 正常な加熱動作がなされる場合 トツププレート４上に、適正な負荷をもつ鍋
５が載置される。また温度出力調節回路１５
は、切換摘み１６によりスイツチS₁〜S₄が端子
に設定されているとする。なおこの設定状態
では60〜100℃までの低温加熱領域にあり、か
つスライド摘み１７によりさらに任意の温度例
えば80℃に決定されることは既述の通りであ
る。かかる状態でいま第３図に示す期間Toに
おいて電源イツチＳ_PWをオンしたとすると、制
御電源６から脈流電源Ｖ_CC3が出力し起動回路
８に加えられる。その電圧Ｖ_CC3のOVから始ま
る期間T₁においてOVから所定の時間t₁後に
SCR，Q₁がターンオフとなる。なお上記時間t₁
は、可変抵抗VR₁とコンデンサC₂の時定数によ
り決定され約１ｍsecである。かかるSCR，Q₁
のアノード・カソード間電圧信号Ａを第３図に
示す。このSCR，Q₁の導通は、脈流電源Ｖ_CC3
がOVから立上つた後t₁時間後から、再びOVに
近づいた時点t₂まで続く。このようなSCR，Q₁
のターン・オン・フオフが脈流電源Ｖ_CC3の周
期に応じて繰返される。この電源Ｖ_CC3の周期
は商用交流信号の1/2であり、10ｍsec（50Hzの
場合）である。上記SCR，Q₁が導電するとナ
ンドゲートNAND₁の一入力端はＨレベルから
Ｌレベルに変る。このときナンドゲート
NAND₁の他方の入力はＨレベルにあるからナ
ンドゲートNAND₁の出力はＬレベルからＨレ
ベルに変る。上記ナンドゲートNAND₁の他の
入力については既述した如く温度・出力調節回
路１５の差動増幅器op₂の出力信号が加えら
れ、加熱初期状態ではサーミスタThは常温に
あるからその出力はＨレベルとなつている。

さてＨレベルに変つたナンドゲートNAND₁
の出力信号はコンデンサC₄および抵抗R₃を経
てトランジスタQ₂に加わり、これを上記コン
デンサC₄、抵抗R₃の時定数で決まる期間導通
し、トランジスタQ₂のコレクタには信号Ｄが
得られる。この信号ＤはインバータINV₁にて
反転され起動信号Ｃとなり、出力制御回路９内
のインバータINV₃に加えられる。この起動信
号ＣによりインバータINV₃の入力はＨレベル
となりしたがつて次段のインバータINV₄の出
力ＥはＨレベルに変る。なお信号Ｅから信号Ｇ
までの波形は20〜40KHzの高周波発振となり、
第３図に示す波形に比して時間スケールが格段
に小さいので、第４図として別に図示する。

さて信号ＥはコンデンサC₇およびZo点接地
間の合成抵抗の時定数により決まる時間立下り
その出力すなわちインバータINV₅の入力信号
は波形Ｆに示す如く立上り時より漸次減少する
パルスとなる。この信号ＦがインバータINV₅
の閾値電圧Vth以上のときインバータINV₆の出
力ＧはＨレベルとなる。この信号Ｇは抵抗R₁₅
を介して駆動回路３に加えられここで増幅され
てスイツチングトランジスタGTRをターンオ
ンする。このトランジスタGTRの導通により
ワークコイルＬに負荷働流ｉ_Lが流れ始め、こ
の電流ｉ_LはカレントトランスCT₁にて検知さ
れ、その出力端Ｘに負荷への入力電圧に比例し
た電圧信号ｘが得られる。この信号ｘが一定値
まで上昇するとこの信号はトランジスタQ₃を
ターンオンし、インバータINV₂の入力をＬレ
ベルに変える。したがつてインバータINV₂の
出力はＨレベルとなり次段のインバータINV₃
へ加えられる。ここでコンデンサC₆とインバ
ータINV₃，INV₄は遅延回路を形成しているた
め、インバータINV₄の出力はインバータINV₃
の入力に対して僅かな時間遅れて発生する。な
お上記遅延回路の意義については後述する。上
記インバータINV₄の出力がＨレベルとなると
インバータINV₅の入力はＨレベル、インバー
タINV₆の出力もまたＨレベルとなる。またコ
ンデンサC₇とZo点一接地間合成抵抗により決
まる時定数によつてコンデンサC₇の充電時間
が決まり充電が終了するとZo点一接地間電圧
は低下する。この電圧がインバータINV₅の閾
値電圧Vthより低くなるとインバータINV₆出力
ＧはＬレベルに変り、駆動回路３を停止してス
イツチングトランジスタGTRをターンオフす
る。いまこの期間を第４図にTaで示す。その
後前記期間TaにてワークコイルＬに充電され
たエネルギーの放電が始まり（期間Tb）、この
エネルギーは共振コンデンサC₁に充電され
る。コンデンサC₁への充電が終了すると続く
期間TcにてコンデンサC₁の充電々荷はコンデ
ンサC₁から、ワークコイルＬ、コンデンサC₀
を通つて再びコンデンサC₁に至る経路を通つ
て放電され、同時にワークコイルＬに充電され
る。続いてワークコイルＬに充電された電荷の
放電がワークコイルＬ、コンデンサC₀、ダイ
オードD₁、ワークコイルＬよりなる経路を通
つてなされる（期間Td）。かくして起動信号Ｃ
による振動の１サイクルが終了する。その後電
流iLがゼロから正方向に立上つたとき出力する
カレントトランスCT₁の信号ｘがトランジスタ
Q₃に加えられこれをターンオンとする。これ
によりインバータINV₃の入力はＬレベル、出
力はＨレベルに変る。

一方、電源スイツチＳ_PWを投入すると、フリ
ツプフロツプ固定回路１０のコンデンサC₇と
抵抗R₁₆およびトランジスタQ₄のベース・エミ
ツタ間抵抗の時定数によりコンデンサC₇が充
電され、トランジスタQ₄のベース・エミツタ
間に所定値以上の電圧が加わるため初期の一定
時間（約1sec）のみトランジスタQ₄は導通状
態となる。このトランジスタQ₄の導通により
フリツプフロツプFF₃のナンドゲートNAND₈
の入力がＬレベルに固定される。したがつて、
フリツプフロツプFF３のナンドゲートNAND
９の出力はＬレベルとなりこのＬレベル信号に
より抵抗R₁₀への入力はＬレベルにホールドさ
れる。したがつてインバータINV₂の出力が上
述の如くＨレベルとなつても、次段のインバー
タINV₃の入力はＬレベルのまま変化せず、し
たがつて駆動回路３への信号は出力されずトラ
ンジスタGTRはオフ状態を保持する。それ故
上記期間Td以後はワークコイルＬおよび共振
コンデンサC₁により減衰振動が生じる。これ
を第４図および第５図の期間T₁に示す。この
減衰振動はトツププレート４上に正常な鍋５が
載置されていることから急速に衰える。この減
衰振動は、カレントトランスCT₁にて検知され
その出力Ｘは抵抗R₂₃，R₂₄にて分圧されてナン
ドゲートNAND₄へ加えられると同時にカウン
タCNTのクロツク端子CKへ入力される。ここ
で上記信号ｘに含まれる閾値電圧Vth以上のパ
ルスのみが計数されるが、今の場合このパルス
数は２発程度である。よつて出力q₆はＬレベル
のままでありインバータINV₈の出力ＨはＨレ
ベルのまま変化しない。なおフリツプフロツプ
FF₂のナンドゲートNAND₅の入力にはトラン
ジスタQ₂のコレクタからコンデンサC₅を経て
得られるパルス信号Ｂが、期間T₁の初期にて
印加されるためナンドゲートNAND₅の出力信
号ＩはＨレベルにある。

続く期間T₂において起動パルスＣが発生す
ると、この起動信号Ｃは前述の如く出力制御回
路９を経て駆動回路３に加えられ、さらにトラ
ンジスタGTRがターンオンとなつて発振が開
始される。一方起動パルスＣの発生に伴いこの
間ナンドゲートNAND₇の出力ＪはＬレベルに
変り、この信号Ｊは、次段のナンドゲート
NAND₉に入力してこのフリツプフロツプFF₃
を反転してナンドゲートNAND₉出力ＬをＨレ
ベルに変える。したがつて上記起動パルスにて
一サイクルの発振が終了し、負荷電流がiLがゼ
ロから立上つたとき、カレントトランスCT₁端
子Ｘに信号ｘ現われると、この信号ｘによりト
ランジスタQ₃がターンオンされ、インバータ
INV₂の入力をＬレベルとする。これによりイ
ンバータINV₂の出力はＨレベル、さらにイン
バータINV₃，INV₄およびINV₅，INV₆を経て出
力されたＨレベル信号Ｇは駆動回路３に加わり
スイツチングトランジスタGTRを導通し、負
荷電流ｉ_Lが流れ始める。かかる場合ナンドゲ
ートNAND₉の出力ＬはＨレベルにあるから、
インバータINV₃の入力側はＨレベルにホール
ドされており、カレントトランスCT₁からの信
号ｘがここで遮断されることはない。このよう
にして自励発振が継続されこの発振は脈流電源
Ｖ_CC1が下降し0V付近になり、増幅率が低下し
てトランジスタGTRがオフとなる時点t₂まで続
く。この状態を第４図および第５図の期間
T₂，T₃に示す。かかる発振は交流周波数の半
周期ごとに繰返され各周期内では約20〜40KHz
の高周波発振が実行され、ワークコイルＬには
20〜40KHzの高周波交番電流が流れる。これに
よりワークコイルＬに近接配置された鍋５に高
周波交番磁界が印加されることとなり誘導加熱
が実施される。このようにして加熱が開始され
るとトツププレート４裏面に設けられたサーミ
スタThにより鍋５の温度が検知されスライド
摘み１７の調整により予め決められた温度80℃
に達すると差動増幅器op₂の負電位入力端入
力信号が正電位入力端入力信号より大きくな
る。それ故差動増幅器op₂の出力はＨレベルか
らＬレベルへ変り、起動回路８内のナンドゲー
トNAND₁を閉じ、起動パルスＣの発生を停止
する。これにより出力制御回路９への起動パル
ス送出はなくなるからインバータ回路は発振を
停止し加熱動作は中止される。その後鍋５の温
度が下り、サーミスタThの抵抗値が上昇する
と、差動増幅器op₂の負電位信号入力端信号
は下降し再び正電位信号入力端信号より小さ
くなり、差動増幅器op₂の出力はＨレベルに変
つてナンドゲートNAND₁を開き再び起動パル
スＣの送出を開始し、インバータ発振を開始
し、加熱動作を再開する。このようにして鍋５
の加熱温度は設定温度80℃に保たれる。

ここで出力増加回路１６について説明する、
先に電源投入時フリツプフロツプ固定回路１０
の動作によりフリツプフロツプFF₃のナンドゲ
ートNAND₈の入力がＬレベルに固定されると
説明した。すなわち、ナンドゲートNAND₈の
出力は、Ｈレベルとなり、コンデンサC₁₂が抵
抗R₃₉を介して充電され、インバータINV₈の入
力はＨレベルとなる。これにより、インバータ
INV₈の出力はＬレベル、インバータINV₉の出
力はＨレベルとなり、トランジスタQ₆はオ
フ、トランジスタQ₇はオンとなる。トランジ
スタQ₇の導通によりZo点接地間に抵抗R₄₀が追
加され、出力制御回路９の返振周波数は低下、
すなわち出力が増加する。その後期間T₂にお
いて、鍋検知がなされ、フリツプフロツプFF₃
が反転し、ナンドゲートNAND₈の出力がＬレ
ベルに変ると、コンデンサC₁₂の放電期間だけ
インバータINV₈の入力レベルはＨレベルに保
たれる。この保持期間は抵抗R₃₉、コンデンサ
C₁₂の時定数により決定され、約３ないし５秒
間に設定される。これにより電源投入後、数秒
間は最大出力が調理鍋５に供給されることにな
る。かかる時間経過後は、インバータ
（INV₈）の入力は、ＨレベルからＬレベルに変
り、インバータINV₈の出力はＨレベル、イン
バータINV₉の出力はＬレベルとなる。したが
つてトランジスタQ₆がオン、トランジスタQ₇
がオフとなり、トランジスタQ₆の導通によ
り、Zo点接地間に抵抗R₂₀およびスイツチS₃を
介して可変抵抗VR₂が直列接続されることとな
り、この可変抵抗VR₂の調節により、出力制御
が行なわれる。なお上記出力増加回路１６の動
作により、カレント・トランスCT₂に過大電流
が検出され、保護回路１１が動作した場合につ
いては後述する。

次に前述した遅延回路の意義について説明す
る。この遅延回路はコンデンサC₆、インバー
タINV₃，INV₄にて構成されインバータINV₄の
出力ＥをインバータINV₃入力に対し僅かな時
間（約２μsec）だけ遅らせるものである。通
常周波数制御により出力調節を行なう場合、共
振周波数を例えば低周波数側（出力強）で調節
すると、周波数が高くなつたとき（出力弱）回
路上の抵抗分Ｒ（＝２πf₀L＋１／２πｆｏＣ）が大き くなりコンデンサC₁の充電容量が小さくなつて
早く放電が終了する。それ故スイツチングトラン
ジスタGTRのコレクタ・エミツタ間電圧が0Vに
下らないようにトランジスタGTRがオン状態と
なり、発熱さらには破損の原因となる。第６図波
形Ｍは共振周波数を低周波数側で調整しかつ低周
波数領域すなわち出力大の場合の動作状態を示
し、負荷電流ｉ_Lおよびスイツチングトランジス
タGTRのコレクタ・エミツタ間電圧Ｖ_CEは正常
な関係にあることを示す。他方同図波形Ｎは上述
の如く低周波数側で調整しかつ高周波領域すなわ
ち出力小の状態で動作させた場合を示しスイツチ
ングトランジスタGTRのコレクタ・エミツタ間
電圧Ｖ_CEが0Vに下らないうちにトランジスタ
GTRが導通していることが判る。これを防止す
るためにインバータINV₄の出力Ｅを僅か遅らせ
てスイツチングトランジスタCTRのオン時間を
僅か遅らせ、コレクタ・エミツタ間電圧Ｖ_CEが完
全に0Vになつた後にトランジスタGTRがターン
オンされるのである。

次に出力制御動作について説明する。出力制御
を行なうときは、温度・出力調節回路１５のスイ
ツチS₁〜S₄を端子へ切換え、さらに可変抵抗
VR₂を調整する。かくすれば、Zo点接地間合成抵
抗（この合成抵抗は、可変抵抗VR₂、抵抗R₁₂，
R₂₀より構成される）が変化し、コンデンサC₇と
の時定数が変化し、インバータINV₅の入力信号
Ｆが立上り時から閾値電圧Vthまで低下する時間
Taを変えることができる。したがつてスイツチ
ングトランジスタGTRの導通時間を変えること
ができることとなり、この変化に応じてワークコ
イルＬに充電される電磁エネルギーの量が変えら
れる。すなわちこの時間Taを短かく設定する
と、ワークコイルＬへ供給される電磁エネルギー
は小さくなり出力は低下する。このとき発振周波
数は上昇する。他方上記時間Taを長く設定する
と、ワークコイルＬへ供給される電磁エネルギー
は大きくなり出力は増大する。このとき発振周波
数は低下する。この出力レベルは出力表示回路１
９により表示される。すなわち、出力が徐々に上
昇していくと、カレントトランスCT₁の出力信号
ｘもこれに比例して上昇する。この電圧信号ｘは
交流信号であるからダイオードD₈およびコンデ
ンサC₁₁により整流、平滑され、次段のツエナー
ダイオードZD₂に印加される。上記整流平滑され
た信号がツエナーダイオードZD₂のツエナー電圧
以上になるとこのツエナーダイオードZD₂を通し
て、まず抵抗R₃₇および発光ダイオードLED₁に電
流が流れこの発光ダイオードLED₁を点灯する。
さらに出力電圧が上昇すると、次段のツエナーダ
イオードZD₃のツエナー電圧を越え、抵抗R₃₈発
光ダイオードLED₂に通電され、この２番目の発
光ダイオードLED₂が点灯する。斯様にして出力
上昇に伴い３番目の発光ダイオードLED₃、４番
目の発光ダイオードLED₄と点灯していき、最大
出力「強」の状態では全部の発光ダイオード
LED₁，LED₂……LED₅が点灯する。

温度・出力調節回路１５は出力制御状態にあつ
てはスイツチSi〜S₄が端子に設定されているた
め、差動増幅器op₂の負電位入力端子はスイツチ
S₁、抵抗R₃₂を介して接地されている。それ故差
動増幅器op₂の出力は常にＨレベルとなり、この
ままでは加熱温度は無制限に上昇すると考えられ
る。しかしながら、この状態で鍋５が加熱されサ
ーミスタThの温度が上昇していくと、その抵抗
値は低下し、サーミスタTh、スイツチS₁、抵抗
R₃₂にて分割されるスイツチS₁の共通端子点の
電圧は上昇する。したがつてこの電圧が差動増幅
器op₂の正電位入力端側への入力信号より大き
くなると、この差動増幅器op₂出力はＬレベルに
変り、ナンドゲートNAND₁を閉鎖するから起動
パルスＣの発生は停止し、インバータ発振は停止
される。それ故無制限に加熱温度が上昇すること
はなく、抵抗R₃₂を適当に選ぶことにより加熱上
限温度を適当に設定しておけば、安全装置として
の役割をもたせることができる。

(2) 過大電流が検知された場合 一般に誘導加熱調理器にあつては、負荷とな
る鍋は鉄系の磁性体鍋等その材質および大きさ
が制限されるが、実際の使用に際しては、加熱
に不適な鍋をトツププレート４上に置くことも
ある。例えばSUS３０４と表示される18−８ス
テンレス（クロム18％、ニツケル８％を含む）
製鍋を加熱した場合、その抵抗が小さいため制
限電流を越えた過大な電流が流れる。この過大
電流によりプレーカが遮断されたり或は回路素
子を破壊するという危検が生じる。本発明にあ
つては、このような不適当な負荷加熱による過
大電流の発生或はその他の偶発的な原因による
突入電流の発生を検知して、装置の安全化が図
られている。すなわちいまワークコイルＬに正
常な負荷電流以上の過大電流が流れたとする
と、この過大電流はカレントトランスCT₂によ
つて検出され、差動増幅器op₁にて増幅され、
インバータINV₇へ入力する。通常はこの検出
信号がインバータINV₇の閾値を越えることは
ないが、過大電流発生時にあつては、カレント
トランスCT₃検知電圧はこれに比例して上昇す
るから、インバータINV₇の閾値電圧以上とな
る。これにより、インバータINV₇出力は、Ｌ
レベルに変りフリツプフロツプFF₁のナンドゲ
ートNAND₂の出力はＬレレベルからＨレベル
にかわる。これ故このＨレベル信号はトランジ
スタQ₅を導通し、Zo点接地間合成抵抗に新た
に抵抗R₂₁が並列に加わることとなり、その合
成抵抗値は下降する。これによりこの合成抵抗
とコンデンサC₇の時定数は小さくなり、スイ
ツチングトランジスタGTRの導通時間Taは短
かくなり、出力は減少する。第７図はカレント
トランスCT₂両端間電圧Ｖ_CT2の波形を示し交
流周波数信号に20〜40KHzの交番電圧信号が含
まれた波形となる。ここで波形Ｖ_CT2は、上記
保護回路１１を付加しない場合、波形Ｖ_CT2′
は、保護回路１１を動作させた場合をそれぞれ
示し、期間Ｔで示す商用交流周波数の半周期内
において、約20〜40KHzの周波数で発振を繰返
している。波形Ｖ_CT2′に示す時刻taにて過負荷
検知回路１１が動作し、発振周波数を上昇して
出力を低下させると、電圧Ｖ_CT2′は急低下する
ことが判る。これにより負荷への入力電流が過
大になることを防止でき、各回路素子の保護が
図れる。特にこの電圧Ｖ_CT2′とスイツチングト
ランジスタGTRのコレクタ・エミツタ間電圧
Ｖ_CEは比例関係にあるから、このトランジスタ
GTRの保護が図れることは有意義である。な
おフリツプフロツプFF₁のナンドゲート
NAND₃の入力端にはフリツプフロツプFF₃の
ナンドゲートNAND₉出力が入力されるから、
無負荷が検知されたときこのフリツプフロツプ
FF₁はリセツトされ、トランジスタQ₅はオフ状
態となる。したがつてその後再び保護回路１１
は停止して、通常の発振駆動がなされ、なお鍋
５が過負荷鍋であれば、カレントトランスCT₂
にて過大電流が検知され、前述と同様に保護回
路１１がはたらいて出力を低下させる。かかか
る動作が無負荷状態の続く限り行なわれ適正な
負荷に変ると、その後は保護回路１１は動作せ
ず正常な加熱動作が続けられる。

第８図は、保護回路１１が動作した場合にお
ける出力状態を示し、曲線ａは過大負荷による
電力変化状況を、曲線ｂは、正常負荷による電
力変化状況を示す。すなわち、過大負荷の場
合、摘み１７を操作して、出力を増加させてい
くと、制限レベルＡに達したとき保護回路１１
が動作して出力を下げ、再び増加傾向を辿る。
また正常負荷の場合は、制限レベルにまで達し
ないから保護回路１１がはたらくことはない。

本発明にあつては、電源投入時あるいは、無
負荷状態にあつて鍋５が置かれた直後数秒間
は、出力増加回路１１の動作により、出力は無
条件に最大となる。それ故、上記ステンレス鍋
の如き過大負荷にあつては、出力設定位置にか
かわらず、保護回路１１が動作し、電力レベル
は低下し、出力変化状況は、第８図に、一点鎖
線a′で示す如く直線となる。すなわち、出力設
定摘み１７の操作により、出力「弱」から
「強」に変化させたとき、出力はリニヤに増加
することとなる。

(3) 加熱動作中に鍋がトツププレート上から取り
去られた場合 トツププレート４上に適正な鍋５が置かれ加
熱動作が実行中にあるとき、鍋５を取り去る
と、インバータの発振はそのまま続けられ、電
力が無駄に消費されることとなる。それ故この
ような事態が生じたとき、インバータの発振を
停止してやることが望ましい。本実施例はかか
る処置を施したものである。すなわち加熱動作
中に鍋５が取り去られるとインバータを構成す
るワークコイルＬと共振コンデンサC₁の共振
による減衰振動が長くなり商用周波数信号の半
波の0V付近でも発振が持続することとなる。
これを第５図波形ｘに示す図中p₁は正常な負荷
が載つている場合、p₂は無負荷状態におけるそ
れぞれの発振状態を示し、負荷があるときは発
振は停止しており、負荷がなくなると発振が持
続する。これらの差は、無負荷検知回路１２に
よつて検知される。

その動作を第４図および第５図に基いて説明
すると、期間Tiにおいて鍋５を取り去ると、
波形ｘのp₂点に示す如くインバータの発振は持
続している。それ故、続く期間Ti＋１にてナ
ンドゲートNAND₄の出力Ｋは信号Ａがこのゲ
ートの閾値電圧Vth以上となる期間に上記発
振々動が通過しＬレベルに変る。このＬレベル
信号によりフリツプフロツプFF３は反転しナ
ンドゲートNAND₉の出力Ｌはレベルに変る。
この信号ＬのＬレベルはＹ点に加えられてイン
バータINV₃入力をＬレベルに保持するから、
トランジスタQ₃およびインバータINV₂を介し
て加えられる自励発振信号ｘは、ここで遮断さ
れ自励発振は行なわれない。したがつて期間
Ti＋１においては最初の起動パルスのみによ
る減衰振動が生じることになる。この減衰振動
は負荷がないことから比較的大きく、カウンタ
CNTへ入力するパルスは６発以上となる。カ
ウンタCNTは入力パルスが６発に達すると出
力q₆にＨレベル信号を発し、この信号はインバ
ータINV₈にて反転されて信号Ｈとなり、ナン
ドゲートNAND₆に入力される。これによりナ
ンドゲートNAND₅の出力信号Ｉは６発のパル
スが発せられる期間のみＨレベルとなる。一方
ナンドゲートNAND７の入力には上記信号Ｉ
と、信号Ａが加えられるからその出力波形はＪ
に示す如くＨレベルを保つたままであり、次段
のナンドゲートNAND₉の出力Ｌは変化しな
い。それ故自励発振は行なわれず加熱動作は実
行されない。このようにして鍋５をトツププレ
ート４上から取り去つた場合には自動的に発振
が停止し、加熱動作がなされなくなるのであ
る。

次にこのような状態にある装置に適性な鍋５
を置いた場合について説明する。第５図に示す
期間Tjにおいて鍋５が置かれると、続く期間
Tj＋１ではなお起動パルスＣによる減衰振動
のみが生じる。しかしながら、この減衰振動は
鍋の存在により小さくさるから、カウンタ
CNTで計数されるパルス数は２発程度にすぎ
ない。それ故カウンタCNTからはＨレベル信
号は出力されずナンドゲートNAND₅の出力Ｉ
は信号ＢによつてＨレベルに変つた状態で保持
される。そして続く期間Tj＋２の初期におい
てパルス信号Ａが発生するとナンドゲート
NAND₇の出力ＪはＬレベルに変りフリツプフ
ロツプFF₃を反転させナンドゲートNAND₉の
出力ＬをＨレベルに変える。これにより出力制
御回路９の自励発振禁止は解除され、正常な発
振動作が実行される。

さて調理器が加熱動作状態にあり、かつトツ
ププレート４上に置かれた物体が例えばナイ
フ、フオーク等の不適性な小物負荷である場
合、これを検知して加熱動作を停止することが
必要である。本発明では、これを上述した負荷
検知回路１３により達成している。すなわち上
記小物負荷が載置された状態では、減衰振動に
より生じる一定値以上のパルスは６発以上とな
るから、既述の如き鍋を取り去つた場合と同様
の動作で発振動作は停止する。それ故電源をオ
ンとした状態で、トツププレート４上に上記小
物負荷を置いたとしても、これが加熱されるこ
となく、したがつて加熱されたナイフ等に誤ま
つて触れて火傷を負う危険もない。

以上本発明誘導加熱調理器につき詳述したが、
本発明の要旨とするところは、出力増加回路を設
け、電源投入直後、或は無負荷状態にあつて鍋を
載置した直後に数秒間だけ無条件に出力最大と
し、過大負荷であれば、保護回路を動作させて電
力レベルを低下させ、適性負荷であれば、保護回
路は非動作状態のままとする点にある。かかる構
成にすれば、過大負荷加熱時であつても、出力設
定摘みの操作により、出力増加をリニヤに行なう
ことができ、従来装置の如く途中で出力が低下
し、設定摘み位置と実際の出力が異なるという欠
点は解消される。かかる構成は、出力表示装置を
もたない調理器に付与して特に有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例回路
図、第２図は同実施例調理器の斜視図、第３図な
いし第７図は同実施例動作を説明するための信号
波形図、第８図は、出力設定摘み位置と入力電力
の関係を示す曲線図である。 ３……駆動回路、８……起動回路、９……出力
制御回路、１０……出力遅延回路、１１……保護
回路、１２……無負荷検知回路、１３……負荷検
知回路、１５……温度・出力調節回路、１９……
出力表示回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 商用交流電源と、該電源を整流して得られる
   脈流電源と、該脈流電源間に接続されワークコイ
   ルおよび発振駆動用スイツチング素子を含むイン
   バータと、上記脈流電源と同一周期の起動信号を
   発生する起動手段と、上記起動信号が入力され任
   意の時間幅をもつ駆動信号を上記スイツチング素
   子に加え、これを導通する出力制御手段と、上記
   ワークコイルに近接配置された鉄若しくは鉄を含
   む金属よりなる調理鍋への入力を検知する負荷電
   流検知手段と、該入力検知手段からの信号により
   上記出力制御手段を駆動し上記インバータを自励
   発振させる誘導加熱調理器であつて、上記交流電
   源の電流を検知する入力電流検知手段と、該入力
   電流検知手段の出力が所定の値に達したとき、上
   記調理鍋へ供給される電力を減少させ上記入力電
   流の増加を阻止する保護手段と、電源投入直後若
   しくは電源投入状態において調理鍋が載置された
   直後に一定時間のみ作動し、上記出力制御手段よ
   り出力される自励発振信号の周波数を低下させ、
   出力最大の状態とする出力増加手段を備えたこと
   を特徴とする誘導加熱調理器。