JPS6051796B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流とし、
或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に交換し、この
直流電源によりインバータ回路を、約２０〜４０ＫＨｚ
程度の高周波数にて発振させこれにより発生する高周波
交番電流をワークコイルに加えて磁界を発生させこの磁
界をワークコイルに近接した配置した鉄系金属よりなる
調理鍋に加えてこれを誘導加熱するものである。

この種誘導加熱調理器は炎による加熱ではないため外
観からは加熱動作中であるかどうかの判断ができず、調
理鍋を鍋載置台であるトッププレート上に置かない状態
で加熱してしまつたり、或は加熱動作中であることに気
づかず、ナイフ、フオーク等の鉄系金属よりなる小物負
荷をトッププレート上に置いて加熱してしまうという問
題が生じる。

これは前者の場合電気部品の破損を招来するという危惧
があるばかりでなく電力消費の無駄であり、また後者の
場合使用者が加熱されたナイフ等に触れて火傷を負うと
いう危険があり安全上好ましくない。

従来このような問題に対処して、トッププレートの下面
に磁石を配置して鍋載置をこの磁石にて検知する装置が
提案されているが、かかる装置は磁石を吸引しない特殊
なステンレス鍋には適用できないという不利がある。本
発明はこのような実情に鑑みてなされたもので、磁石を
吸引しないステンレス鍋を含む適性な負荷が載置されて
いないとき、若しくはナイフ、フォーク等不適性な小物
負荷がトッププレート上に載置されているときは、これ
を検知して加熱動作を停止し、装置内記の回路部品の保
護及び調理の安全化を図つたものである。

以下本発明実施例を図を参照して説明する。

第１図において１は、商用交流電源、（ＳＰＷ）は電源
スイッチ、２は４個のダイオード（図示せず）をブリッ
ジ接続してなる整流回路、ＣＨはチョークコイル、ＣＯ
は、チョークコイルＣＨを介して整流回路２に接続され
たコンデンサで、商用交流周波数（５０１６０Ｈｚ）に
対してはインピーダンスが高くかつ高周波に対してはイ
ンピーダンスが低い１０μＦ程度の小容量の高周波バイ
パスコンデンサが使用される。したがつてコンデンサＣ
。とチョークコイルＣＨの接続点には、０〜１４０■間
て振動する脈流信号ＶＣＣｌ（第３図）が得られる。Ｌ
は一端側をチョークコイルＣＨを介して整流回路２の正
極側に接続されたワークコイル、ＧＴＲはスイッチング
素子例えばスイッチングトランジスタで、コレクタをワ
ークコイルＬ他端に、エミッタを整流回路２の負極側に
、またベースを後述する駆動回路３に接続されている。
このスイッチングトランジスタＧＴＲとしては本実施例
で使用する大容量のジヤイアントトランジスタ或はゲー
ト・ターンオフ・サイリスタＧＴＯ等が使用できる。ま
た上記ワークコイルＬは渦巻状に巻回されており、これ
に近接してセラミック板等の絶縁性トッププレート４が
配置されさらにこのトッププレート４上には鉄系金属よ
りなる調理鍋５が載置される。したがつてワークコイル
Ｌにて発生する高周波交番磁界はトッププレート４を透
過して鍋５に加えられる。Ｃ１はスイッチングトランジ
スタＧＴＲと並列に接続された共振コンデンサ、Ｄ１は
スイッチングトランジスタＧＴＲと逆並列に接続された
ダイオードである。これらの各部分によりインバータ回
路が構成される。ＣＴはワークコイルＬとダイオードＤ
１間の線路に巻かれたカレントトランスで、出力端子ｘ
に入力電圧に比例した電圧Ｘを出力する。６は制御電源
で、電源スイッチＳＰＷを介して交流電源１が供給され
、それぞれ所定の値をもつ直流電圧■ＣＣ２■０Ｄおよ
び脈流信号■。

。３を出力する。

ここで直流電圧■。。２は、約２４Ｖであり、駆動回路
３の駆動用電源とて利用される。

また直流電圧■ＤＤは、制御電源６内の定電圧回路７に
より約１３Ｖの値もつ安定な直流電圧とされ、後述する
各回路の駆動用電源として利用される。さらに脈流信号
■。３は、０〜４０Ｖの振幅幅をもち、起動回路８に加
えられる。

起動回路８は、駆動電源として電圧■。Ｄを、また信号
として脈流信号Ｖ。Ｏ３を入力してインバータ回路を起
動する起動信号を出力するものてある。該回路８につい
て説明すると、ＶＲｌは、一端を電源Ｖ。

Ｄに他端をコンデンサＣ２の一端に接続された可変抵抗
、Ｑ１は、電源ＶＤＤがアノードにまた可変抵拍只，、
コンデンサＣ２接続点電位がゲートに加えられるＳＣＲ
で、そのカソードは接地されている。Ｒｌ，Ｃ３はＳＣ
Ｒ，Ｑｌのアノード・カソ゛−ド間に並列に介挿された
抵抗およびコンデンサで、電源投入時に生じる可能性の
ある突入電流等ノイズを吸収するものである。ＮＡＮＤ
ｌはＳＣＲ，Ｑｌのアノード電位が抵抗Ｒ２を介して得
られる信号Ａが一端に加えられるナンドゲートで、ゲー
ト開放時信号Ａがこのゲートの閾値電圧Ｖｔｈ以上とな
つたとき導通する。Ｑ２はナンドゲートＮＡＮＤｌの出
力がコンデンサＣ４、抵抗Ｒ３を経てそのベースに加え
られるトランジスタでそのコレクタは抵抗Ｒ４を介して
電源■。Ｄに、またエミッタは抵抗”Ｒ５を介して接地
されている。ｑは、トランジスタＱ２のコレクタ側に接
続されたコンデンサで、その出力としてパルス信号Ｂを
得る。ＩＮＶｌｒまトランジスタＱ２のコレクタに接続
され、コレクタ電位を反転するインバータ、Ｄ２はイン
バータＩＮＶｌ出力端に設けられた逆流防止用ダイオー
ドで起動パルスＣを出力する。

出力信号ＤはトランジスタＱ２のコレクタより出力され
る信号で、信号Ｂと略同一波形である。９は出力制御回
路でＱ３はカレントトランスＣＴの端子Ｘからの信号ｘ
が抵抗Ｒ７を介してそのベースに加えられるトランジス
タで、そのコレクタは抵抗Ｒ８を介して電源■。

ｏにまたインバータ１ＮＶ２の入力端に接続され、その
エミッタは接地されている。Ｄ３は、トランジスタＱ３
のベース・エミッタ間に接続され入力信号ｘを半波整流
するダイオード、ＩＮＶ３は、上記インバータＩＮＶ２
の出力が抵拍只。，ＲｌＯを介して加えられるインバー
タで、その入力端は、起動回路８のダイオードＤ２のカ
ソードに接続され起動信号Ｃが加えられる。Ｃ６は抵抗
只。，ＲｌＯ間接続点（以後Ｙ点という）アース間に設
けられたコンデンサ、囚■４は、インバータＩＮ■３の
出力が入力されるインバータで、上記インバータＩＮＶ
３とともにシユミツト回路を構成している。Ｒｌｌは、
インバータＩＮＶ３の入力端とインバータＩＮＶ４の出
力端との間に介挿された抵抗インバータのスイッチング
速度を速くするものである。Ｃ７，Ｒｌ２，Ｄ４はコン
デンサ、抵抗、およびダイオードで、インバータＩＮＶ
４の出力端とアースとの間に接続されている。上記コン
デンサＣ７、抵抗Ｒｌ２接続点（ＺＯという）電位は抵
抗Ｒｌ３を介してインバータＩＮ■５に入力され、さら
にこのインバータＩＮ■５に入力され、さらにこのイン
バータＩＮＶ５の出力は他のインバータＩＮＶ６に加え
られる。これら２個のインバータＩＮＶ５，ＩＮＶ６は
シユミツト回路を構成ている。Ｒｌ４はＩＮＶ５の入力
端とインバータＩＮＶ６の出力端の間に介挿された抵抗
である。インバータＩＮＶ６の出力は、抵抗Ｒｌ５を介
して駆動回路３へ加えられる。なお、この駆動回路３は
、上記インバータＩＮＶ６からの出力信号をトランジス
タ或はトランス（図示せず）にて増幅し、これをスイッ
チングトランジスタＧＴＲのベースに加えられるもので
、この起動信号が正信号のときスイッチングトランジス
タＧＴＲをターンオフし他方負信号のときターンオフす
るよう構成されている。かかる増幅回路よりなる駆動回
路３は、上述の如く周知の回路構成で実現できるからそ
の詳細は省略する。１０は出力遅延回路で、Ｃ７は一端
に電源■ＤＤが加えられるコンデンサ、Ｑ４はこのコン
デンサＣ７の他端に抵抗Ｒｌ６を介してそのベースが接
続されるトランジスタで、このトランジスタＱ４のコレ
クタは、抵抗Ｒｌ７を介して抵抗Ｒｌ３の４点に、また
エミッタは接地されている。

Ｄ５はトランジスタＱ４のベース・エミッタ間に接続さ
れたダイオードでコンデンサＣ７の充電電荷を放電する
ものである。この出力遅延回路１０の意義及び動作につ
いては後述する。１１は、過負荷検知回路で、鍋５の材
料の違いによる過大人力や、偶発的な突入電流の発生に
よる電気部品の破損から装置を保護するものてある。

図中１ＮＶ７はカレントトランスＣＴ出力端の信号Ｘを
抵抗Ｒｌ８を介して入力するインバータ、ＦＦｌは２個
のナンドゲートＮＡＮＤ２，ＮＡＮＤ３ょりなるフリッ
プフロップでインバータＩＮ■７の出力はナンドゲート
ＮＡＮＤ２の一人力に加えられ、また他方のナンドゲー
トＮＡＮＤ３の一人力には起動回路８のトランジスタＱ
２のコレクタ電位信号Ｄが加えられリセットされる。

ｑはフリップフロップＦＦｌのナンドゲートＮＡＮＤ２
の出力が抵抗Ｒｌ９を介してそのベースに入力されるト
ランジスタで、コレクタは抵抗Ｒ２Ｏを介て抵抗Ｒｌ３
のＺ。点に、またエミッタは抵抗Ｒ２ｌを介して接地さ
れている。Ｒ２２，Ｄ９はインバータＩＮ■７の入力端
とアースとの間に並列に介挿された抵抗およびダイオー
ドで、カレントトランスＣＴ出力信号Ｘを抵抗Ｒｌ８と
ともに分圧し、半波整流するものてある。１２は無負荷
検知回路でトッププレート４上に載置されていた鍋５を
取り去つたときこれを検知するものてある。

ナンドゲートＮＡＮＤ４の一人力端には抵拍只。の出力
端より信号Ａが、また他の入力端には抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４を介して分圧されたカレントトランスＣＴの検知出力
信号Ｘが入力される。この信号ｘの分圧信号は同時にカ
ウンタＣＮＴのクロック入力端ＣＫに接続される。ＺＤ
ｌは抵抗Ｒ２４と並列接続されたツェナーダイオードで
ナンドゲートＮＡＮＤ４を保護するものである。１３は
トッププレート４上に鍋５を載置したときこれを検知す
る負荷検知回路で、上記カウンタＣＮＴを有している。

このカウンタＣＮＴは１Ｃ＠の出力端子をもちクロック
パルスを計数しそれぞれ対応出力端子より信号を発する
いわゆるジヨンソンカウンタとして知られるものである
。本実施例では、上記出力端子のうち第６出力端子Ｑ６
すなわち６発のクロックパルスが計数されたとき信号を
出力する端子が使用される。

それ故このカウンタＣＮＴは、信号ｘのパルスのうち一
定値以上の値をもつパルスを計数し、このパルス数が６
個になつたとき出力Ｑ６を発生する。この数値Ｒ６Ｊは
負荷の存在と、無負荷若しくは小物負荷の存在の判定基
準となるもので６個以上のとき負荷なしと判定され、ま
た５個以下のとき負荷ありと判定される。なお上記カウ
ンタＣＮＴの端子ＣＬは、クリア信号入力端子で、起動
回路８から信号Ａが加えられて、交流信号の半周期ごと
にクリアされる。ＦＦ２はナンドゲートＮＡＮＤ５，Ｎ
ＡＮＤ６よりなるフリップフロップで、ナンドゲートＮ
ＡＮＤ５の一人力端には、起動回路８より信号Ｂが加え
られ、またナンドゲートＮ，ＡＮＤ６の一人力端にはカ
ウンタＣＮＴの出力信号がインバータＩＮＶ８を介して
加えられる。

ナンドゲートＮＡＮＤ７はＳＣＲ，Ｑｌからの信号Ａお
よびナンドゲートＮＡＮＤ５の出力信号１を２入力とし
出力Ｊを得る。ＦＦ３は、ナンドゲートＮＡＮＤ８，Ｎ
ＡＮＤ９よりなるフリップフロップで、上記ナンドゲー
トＮＡＮＤ４の出力信号ＫをナンドゲートＮＡＮＤ３の
一人力端に、またナンドゲートＮＡＮＤ７の出力信号Ｊ
をナンドゲートＮＡＮＤ９の一人力端にそれぞれ入力し
、ナンドゲートＮＡＮＤ９の出力より信号Ｌを得る。こ
の信号Ｌは、逆流防用ダイオードＤ７を介してインバー
タＩＮＶ３の入力側Ｙ点に入力される。Ｒ２５，Ｄ６は
ナンドゲートＮＡＮＤ５の出力端とナンドゲートＮＡＮ
Ｄ７の入力端間に介挿された抵抗およびダイオードで、
ナンドゲートＮＡＮＤ４出力ＫがＬレベルとなつたとき
、ナンドゲートＮ．ＡＮＤ９の入力側をＬレベルとし、
フリップフロップＦＦ３の２入力がともにＬレベルにな
るので防ぐものである。１４は、前述の無負荷検知回路
１２および負荷検知回路１３の機能を停止する動作解除
回路で、ナンドゲートＮＡＮＤ９の一人力端とアースと
の間に常開スイッチＳ。

および抵抗Ｒ２６を介挿してなる。このスイッチＳ。

の操作によりフリップフロップＦＦ３の出力は、Ｈ（ハ
イ）レベルに固定され加熱動作は、負荷の有無に関係な
く実行される。この動作解除回路１４は、小物負荷と同
程度の負荷をもつ小型の調理鍋を加熱しない場合等に利
用される。１５は温度出力調節回路で、出カー定状態で
調理鍋の加熱温度を制御する温度調節機能と、出力を、
所定の範囲（本実施例では約５００Ｗないし約１３５０
Ｗの範囲）で調節できる出力調節機能とを有している。

本例では温度調節は、６０℃〜１００℃までの低温領域
と、１６０℃〜２００℃までの高温領域に分割してなる
が、これは一温度領域のみでも、また３以上の温度領域
とすることもできる。かかる温度調節機能は、天ぷら料
理等最適調理温度を有するものに利用して有効である。
他方出力調節機能は、その出力を５００Ｗから１３５０
Ｗの範囲で切換えることにより、調理鍋へのエネルギー
供給量すなわち他の調理器でいえば火力に相当するもの
を調節するものであり、料理途中で出力を変えた方がよ
い場合、例えば最初出力を１強ョとし、後出力を１弱ョ
とする方がよい場合等に利用される。また湯を沸けした
い場合は出力１強ョとすれば最も早く沸かすことができ
る。なお温度調節或は出力調節の表示は後述する出力表
示回路にてなされ、温度調節機能がはたらいている場合
、設定温度に達するまでは発光ダイオードＬＥＤｌ〜Ｌ
ＥＤ５が点灯しており、設定温度に達すると消灯する。
これによにり設定温度に達したかどうかが判る。また出
力調節機能がはたらいている場合は、出力に応じて所望
の発光ダイオードＬＥＤｌ〜ＬＥ［）５が点灯すること
となる。図にもどつて構成の説明を続けると、ｎは電源
■ＤＤとアース間にコンデンサＣ９とともに介挿され感
熱素子で例えば負特性サーミスタが使用される。

Ｓ１〜Ｓ４は３接点切換スイッチ端子１，２，３上をス
ライド接片が移動するものであり、各ス・インチはとも
に連動するように構成されている。ここでスイッチＳｌ
，Ｓ２は、温度調節用であつて加熱温度領域の切換えに
、スイッチＳ３は温度調節から出力調節への切換えに、
またスイッチＳ４は基準レベルの設定に使用される。こ
こでスイッチＳ１）の端子１，２はそれぞれ抵抗Ｒ２７
，Ｒ２８を介して電源ＶＤＤに接続され端子３は抵抗Ｒ
３。を介して接地される。スイッチＳ１の共通端子４は
サーミスタｎの一端および差動増幅器０Ｐの負電位入力
端ｏに接続されている。スイッチＳ２の端子１，２はそ
れそれ抵Ｔ７！ＬＲ２９，Ｒ３Ｏを介して差動増幅器０
Ｐの負電位入力端ＯおよびサーミスタＴｈの一端に接続
された端子３は空位にある。このスイッチＳ２の共通端
子６は可変抵抗ＶＲ２を介して接地されるとともに、ス
イッチＳ３の端子３に接続されている。スイッチＳ３の
端子１，２は共通の抵抗Ｒ３ｌを介して接地され、共通
端子６は、抵抗Ｒ９を介してＺ。点に接続されている。
スイッチＳ４の端子１は抵抗Ｒ３３を介して接地され、
端子２，３はともに空位にあり、また共通端子Ｄは抵抗
Ｒ３４を介して差動増幅器０Ｐの正電位入力端に接続さ
れる。この正電位入力端１には、直流電圧■。

ｏが抵抗Ｒ３５，Ｒ３６により分圧されて基準電圧とし
て入力される。また抵抗Ｒ３６にはコンデンサＣｌＯが
並列に介挿される。０Ｐは上述の差動増幅器で、正電位
入力端４に入力する信号が負電位入力端○に入力する信
号より大きいとき、Ｈレベル信号を出力し、逆に負電位
入力信号が正電位入力信号より大きいときＬレベル信号
を出力する。

この差動増幅器０Ｐの出力は、ナンドゲートＮＡＮＤｌ
の一人力端に加えられる。ここで上記各スイッチＳ１〜
Ｓ４の具体的構成について第２図に基いて説明しておく
。１８は、調理器操作面、１６はこの操作面１８に設け
られた切換摘みで、この切換摘み１６を上方より下方へ
３段階（図中矢印で示す）に切換えることにより上２段
で温度調節、下段で出力調節が可能となる。

すなわち、上段には、スイッチＳ１〜Ｓ４の端子１が、
中段には端子２が、さらに下段には端子３がそれぞれ設
定される。そしていまの場合端子１設定状態は６０゜Ｃ
ないし１００℃の低温加熱領域、端子２設定状態は１６
０℃ないし２００℃の高温加熱領域、端子３設定状態は
出力調節領域に設定されている。ＬＥＤ，〜ＬＥＤ５は
出力表示をなす発光ダイオードである。

例えばいま端子１設定状態にあるとすると、差動増幅器
０Ｐの正電位入力端４に加わる基準電位は、スイッチＳ
４の端子１に連なる抵抗Ｒ３３の並列挿入により低いレ
ベルにある。他方負電位入力端ｅに加わる比較電圧は、
抵抗Ｒ２７，Ｒ２９、サーミスタｎおよび可変抵抗ＶＲ
２によつて決まりかつ温度上昇によりサーミスタＴｈの
抵抗値は低下することから、比較電圧が基準電圧に達し
差動増幅器０Ｐの出力をＬレベルに変えてしまう。

それ故低温加熱領域での温度調節が可能となる。他方端
子２に切換えた場合は、スイッチＳ４の端子２は空位に
あるから、前述の抵抗Ｒ３３の並列介挿は遮断され、差
動増幅器０Ｐの正電位入力端子１の基準電位を変える。
それ故抵抗Ｒ２８，Ｒ３Ｏｌサーミスタｎおよび可変抵
抗ＶＲ２で決める比較電圧により低温領域と同様に動作
し高温領域での加熱が可能となる。このようにして設定
された各温度領域において、さらに任意の温度に設定す
るときはスライド摘み１７が使用される。このスライド
摘み１７は可変抵抗ＶＲ２を抑制するもので、リニアな
温度制御が可能となる。端子３設定状態は、出力調節を
可能とするもので、その詳細は後述するが、上記同様可
変抵抗ＶＲ２の制御により可変調節できるものである。
ここで温度調節用スイッチＳ１および出力調節用スイッ
チＳ３には、その機能上次のような条件が付される。

先ずスイッチＳ１の端子１，２間の切換えに際しては切
換切片が一旦端子１から離れた後に端子２に接触する構
成がとられなければならない。なぜなら仮にこの１，２
端子間切換時に両方が接続状態になつたとすると、各端
子１，２に連結された抵抗Ｒ２７，Ｒ２８が並列に接続
されることなりサーミスタｎとの合成抵抗が瞬時的に減
少し、したがつて差動増幅器０Ｐの負電位入力信号が上
昇して基準電圧を越えその出力をＬレベルに変え加熱動
作を停止してしまうからである。かるスイッチとしては
周知の非短絡型（ＮＯｎ−ＳｈＯｒｔｉｎｇ）スイッチ
が使用される。次にスイッチＳ３の端子１，２，３の切
換えに際しては、切換時３端子にともに接触する期間が
存在する短絡型（ＳｈＯｒｔｌｎｇ）スイッチが使用さ
れねばならない。これは例えば端子２から３へ切換えら
れるとき、遮断状態が生じると、この間の抵抗値が無限
大となり、コンデンサＣ７とにより決める時定数がトラ
ンジスタＧＴＲの定格以上となり、これを破壊する惧れ
があるからである。１９は、出力表示回路で、カレント
トランスＣＴの出力信号ｘが、ダイオードＤ８を介して
整流され、さらにコンデンサＣｌｌにて平滑されて入力
される。

ＺＤ２はこの直流変換されたカレントトランスＣＴ信号
が加えられるツェナーダイオードで上記信号がそのツェ
ナー電圧以上となつたとき導通する。ＬＥＤｌは上記ツ
ェナーダイオードＺＤ２のカソードに抵抗Ｒ３７を介し
て連結された発光ダイオート、ＬＥＤ２，ＬＥＤ３，Ｌ
ＥＤ４，ＬＥＤ５はそれぞれ抵抗Ｒ３８９Ｒ３９９Ｒ４
Ｏ９Ｒ４ｌおよびツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４，
ＺＤ５，ＺＤ６を介して上記ツェナーダイオードＺＤ２
のカソード側にそれぞれ並列に接続された発光ダイオー
ドである。ここでツェナーダイオードＺＤ３〜ＺＤ６お
よび抵抗Ｒ３８〜Ｒ４ｌのツェナー電圧および抵抗値は
図中右方向へいくほど値を大きくしてある。これにより
、例えばカレントトランスＣＴ出力電圧信号Ｘが上昇す
れば、図中左端の発光ダイオードＬＥＤｌから順次右方
向へ点灯していき、その出力レベルを表示する。これら
、発光ダイオードＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５は操作面１８上に
配置される。次にこのような構成の誘導加熱調理器の動
作を説明する。

（１）正常な加熱動作がなされる場合。

トッププレート４上に、適正な負荷をもつ鍋５が載置さ
れる。

また温度出力調節回路１５は、切換摘み１６によりスイ
ッチＳ１〜Ｓ４が端子１に設定されているとする。なお
、この設定状態では、６０〜１０００Ｃまでの低温加熱
領域にありかつスライド摘み１７によりさらに任意の温
度例えば８０℃に決定されることは既述の通りである。
かかる状態でいま第３図に示す期間Ｔ。において電源ス
イッチＳＰＷをオンしたとすると、制御電源６から脈流
電源■．Ｙｃ３が出力し起動回路８に加えられる。この
電圧■。。３の０Ｖから始まる期間Ｔ１において０Ｖか
ら所定の時間ｔ１後にＳＣＲ，Ｑｌがターンオンとなる
。

なお上記時間ちは、可変抵抗ＶＲｌとコンデンサＣ２の
時定数により決定され約１ｍｓｅｃである。かかるＳＣ
Ｒ，Ｑｌのアノード・カソード間電圧信号Ａを第３図に
示す。このＳＣＲ，Ｑｌの導通は、脈流電源■。

Ｃ３が０Ｖから立上つた後ち時間後から、再び０Ｖに近
づいた時点拶まで続く。このようなＳＣＲ，Ｑｌのター
ン・オン・オフが脈流電源■。。３の周期に応じて繰返
される。

この電源ＶＣＣ３の周期は商用交流信号の１１２であり
１０ｒＴ１ｓｅｃ（５０Ｈｚの場合）である。上記ＳＣ
Ｒ，Ｑｌが導通するとナンドゲートＮＡＮＤｌの一人力
端はＨレベルからＬレベルに変わる。このときナンドゲ
ートＮＡＮＤｌの他方の入力はＨレベルにあるからナン
ドゲートＮ．ＡＮＤｌの出力はＬレベルからＨレベルに
変る。上記ナンドゲートＮＡＮＤｌの他の入力について
は既述した如く温度出力調節回路１５の差動増幅器０Ｐ
の出力信号が加えられ、加熱初期状態ではサーミスタｎ
は常温にあるからその出力はＨレベルとなつている。さ
てＨレベルに変つたナンドゲートＮＡＮＤｌの出力信号
はコンデンサＣ４および抵抗Ｒ３を経てトランジスタＱ
２に加わり、これを上記コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３の時
定数で決まる期間導通し、トランジスタＱ２のコレクタ
には信号Ｄが得られる。この信号ＤはインバータＩＮＶ
ｌにて反転され起動信号Ｃとなり、出力制御回路９内の
インバータＩＮＶ３に加えられる。この起動信号Ｃによ
りインバータＩＮ■３の入力はＨレベルとなりしたがつ
て次段のインバータＩＮＶ４の出力ＥはＨレベルに変る
。

なお、信号Ｅから信号Ｇまでの波形は２０〜４０Ｋ圧の
高周波発振となり、第３図に示す波形に比して時間スケ
ーールが格段に小さいので、第４図として別に図示する
。さて信号ＥはコンデンサＣ７およびＺ。

点接地間の合成抵抗の時定数により決まる時間立下り、
その出力すなわちインバータＩＮ■５の入力信号は波形
Ｆに示す如く立上り時より漸次減少するパルスとなる。
この信号Ｆがインバータへ■５の閾値電圧Ｖｔｈ以上の
ときインバータＩＮＶ６の出力ＧはＨレベルとなる。こ
の信号Ｇは抵抗Ｒｌ５を介して駆動回路３に加えられた
ここで増幅されてスイッチングトランジスタＧＴＲをタ
ーンオンする。このトランジスタＧＴＲのの導通により
ワークコイルＬに負荷電流１しが流れ始め、この電流１
ＬはカレントトランスＣＴにて検知され、その出力端Ｘ
に、負荷への入力電圧に比例した電圧信号Ｘが得られる
。この信号Ｘが一定値まで上昇するとこの号は、トラン
ジスタＱ３をターンオンし、インバータ１ＮＶ２の入力
をＬレベルに変える。したがつてインバータＩＮ■２の
出力はＨレベルをなり次段のインバータＩＮＶ３へ加え
られる。ここでコンデンサＣ６とインバータＩＮＶ３，
ＩＮＶ４は遅延回路を形成していため、インバータ囚■
４の出力はインバータ１ＮＶ３の入力に対して僅かな時
間遅れて発生する。なお上記遅延回路の意義については
後述する。上記インバータＩＮＶ４の出力がＨレベルと
なるとインバータＩＮＶ５の入力はＨレベル、インバー
タＩＮＶ６の出力もまたＨレベルとなる。またコンデン
サＣ７と４点一接地間合成抵抗により決まる時定数によ
つてコンデンサＣ７の充電時間が決まり充電が終了する
と４点一接地間電圧は低下する。この電圧がインバータ
ＩＮＶ５の閾値電圧Ｖｔｈより低くなるとインバータＩ
ＮＶ６出力ＧはＬレベルに変り、駆動回路３を停止して
スイッチングトランジスタＧＴＲをターンオフする。い
まこの期間を４図にＴａで示す。その後前記期間Ｔａに
てワークコイルＬに充電されたエネルギーの放電が始ま
り（期間Ｔ１））、このエネルギーは共振コンデンサＣ
１に充電される。コンデンサＣ１への充電が終了すると
続く期間ＴｃにてコンデンサＣ１の充電々荷はコンデン
サＣ１から、ワークコイルＬ１コンデンサＣ。を通つて
再びコンデンサＣ１に至る経路を通つて放電され、同時
にワークコイルＬに充電れる。続いてワークコイルＬに
充電された電荷の放電がワークコイルＬ１コンデンサＣ
。、ダイオードＤ１、ワークコイルＬよりなる経路を通
つてなされる。（期間Ｔｄ）。かくして起動信号Ｃによ
る振動の１サイクルが終了する。

その後電流１Ｌがゼロから正方向に立上つたとき出力す
るカレントトランスＣＴの信号Ｘが、トランジスタＱ３
に加えられこれをターンオンとする。これによりインバ
ータＩＮＶ２の入力はＬレベル、出力はＨレベルに変る
。一方このときフリップフロップＦＦ３のナンドゲート
ＮＡＮＤ９の出力がＬレベルにあるとすると、このＬレ
ベル信号により抵植只，。

への入力はＬレベルにホールドされている。したがつて
インバータ１ＮＶ２の出力が上述の如くＨレベルとなつ
ても、次段のインバータＩＮＶ３の入力はＬレベルのま
ま変化せず、したがつて駆動回路３への信号は出力され
ずトランジスタＧＴＲはオフ状態を保持する６それ故、
上記期間Ｔｄ以後はワークコイルＬおよび共振コンデン
サＣ１により減衰振動が生じる。これを第４図および第
５図の期間Ｔ１に示す。この減衰振動は、トッププレー
ト４上に正常な鍋５が載置されていることから、急速に
衰える。この減衰振動は、カレントトランスＣＴにて検
知されその出力信号Ｘは抵抗Ｒ２３，Ｒ２４にて分圧さ
れてナンドゲートＮＡＮＤ４へ加えられると同時にカウ
ンタＣＮＴのクロック端子ＣＫへ入力される。ここで上
記信号ｘに含まれる閾値電圧Ｖｔｈ以上のパルスのみが
計数されるが、今の場合このパルス数は２発程度である
。よつて出力Ｑ６はＬレベルのままでありインバータＩ
ＮＶ８の出力ＨはＨレベルのまま変化しない。なおフリ
ップフロップＦＦ２のナンドゲートＮＡＮＤ５の入力に
はトランジスタＱ２のコレクタからコンデンサＣ５を経
て得られるパルス信号Ｂが、期間Ｔ１の初期にて印加さ
れるためナンドゲートＮＡＮＤ５の出力号１はＨレベル
にある。続く期間匡。

において起動パルスＣが発生すると、この起動信号Ｃは
前述の如く出力制御回路９を経て駆動回路３に加えられ
、さらにトランジスタＧＴＲがターンオンとなつて発振
が開始される。一方起動パルスＣの発生に伴いこの間ナ
ンドゲートＮＡＮＤ７の出力ＪはＬレベルに変り、この
信号Ｊは、次段のナンドゲートＮＡＮＤ９に入力してこ
のフリップフロップ下Ｆ３を反転してナンドゲートＮＡ
ＮＤ９出力ＬをＨレベルに変える。したがつて上記起パ
ルスＣにてーサイクルの発振が終了し、負荷電流１Ｌが
ゼロから立上つたとき、カレントトランスＣＴ端子Ｘに
信号Ｘが現われると、この号ｘによりトランジスタＱ３
がターンオンされ、インバータＩＮＶ２の入力をＬレベ
ルとする。これによりインバータＩＮ■２の出力はＨレ
ベル、さらにインバータＩＮＶ３，ＩＮ■４および囚■
５，ＩＮ■６を経て出力されたＨレベル信号Ｇは駆動回
路３に加わりスイッチングトランジスタＧＴＲを導通し
、負荷電流１Ｌが流れ始める。かかる場合ナンドゲート
ＮＡＮＤ９の出力ＬはＨレベルにあるから、インバータ
ＩＮＶ３の入力側は、Ｈレベルにホールドされており、
カレントトランスＣＴからの信号ｘがここで遮断される
ことはない。このようにして自制発振が継続されてこの
発振は脈流電源■ＣＣｌが下降し０Ｖ付近になり増幅率
が低下してトランジスタＧＴＲがオフとなる時点ちまで
続く、この状態を第４図および第５図の期間Ｔ２，Ｔ３
に示す。かかる発振は、交流周波数の半周期ごに繰返さ
れ各周期内では約２０〜４０ＫＨｚの高周波発振が実行
されワークコイルＬには２０〜４０ＫＨｚの高周波交番
電流が流れる。これによりワークコイルＬに近接配置さ
れた鍋５に高周波交番磁界が印加されることとなり誘導
加熱が実施される。このようにして加熱が開始されると
、トッププレート４裏面に設けられたサーミスタＴｈに
より鍋５の温度が検知されスライド摘み１７の調整によ
り予め決められた温度８０℃に達すると差動増幅器０Ｐ
の負電位入力端θ入力信号が正電位入力端１入力信号よ
り大きくなる。それ故差動増幅器０Ｐの出力はＨレベル
からＬレベルに変り、起動回路８内のナンドゲートＮＡ
ＮＤｌを閉じ、起動パルスＣの発生を停止する。これに
より出力制御回路９への起動パルス送出はなくなるから
インバータ回路は発振を停止し加熱動作は中止される。
その後鍋５の温度が下り、サーミスタＴｈの抵抗値が上
昇すると、差動増幅器０Ｐの負電位入力端Ｏ信号は下降
し、再ひ正電位入力端１信号より小さくなり、差動増幅
器０Ｐの出力はＨレベルに変つてナンドゲートＮＡＮＤ
ｌを開き再び起動パルスＣの送出を開始し、インバータ
発振を開始し、加熱動作を再関する。このようにして鍋
５の加熱温度は設定温度８０℃に保たれる。次に前述し
た遅延回路の意義について説明する。

この遅延回路は、コンデンサＣ６、インバータＩＮＶ３
，ＩＮＶ４にて構成されたインバータＩＮＶ４の出力Ｅ
をインバータＩＮＶ３入力に対し僅かな時間（約２μＳ
ｅｃ）だけ遅らせるものである。

通常周波数制御により出力調節を行なう場合、共振周波
数を例えは低周波数側（出力強）で調節すると、周波数
が高くなつたき（出力弱）回路上の抵抗分Ｒ（＝２Ｔｆ
０Ｌ＋±）力状きくなりコンデンサ ２πＦＯＣＣ
ｌの充電容量が小さくなつて早く放電が終了する。

それ故スイッチングトランジスタＧＴＲのコレクタ・エ
ミッタ間電圧が０Ｖに下らないうちにトランジスタＧＴ
Ｒがオン状態となり、発熱さらには破損の原因となる。
第６図波形Ｍは共振周波数を低周波数側で調整しかつ低
周波数領域すなわち出力大の場合の動作状態を示し、負
荷電流１ＬおよびスイッチングトランジスタＧＴＲのコ
レクタ●エミッタ間電圧■。

。は正常な関係にあることを示す。他方同図波形Ｎは上
述の如く低周波数側で調整しかつ高周波領域すなわち出
力小の状態で動作させた場合を示しスイッチングトラン
ジスタＧＴＲのコレクタ●エミッタ間電圧■。５が０Ｖ
に下らないうちにトランジスタＧＴＲが導通しているこ
とが判る。

これを防止するためにインバータＩＮＶ４の出力Ｅを僅
か遅らせてスイッチングトランジスタＧＴＲのオン時間
を僅か遅らせ、コレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが完全
に０Ｖになつた後にトランジスタＧＴＲがターンオンさ
れるのである。

次に出力制御動作について説明する。出力制御を行なう
きは、温度、出力調節回路１５のスイッチＳ１〜Ｓ４を
端子３へ切換え、さらに可変抵抗ＶＲ２を調節する。か
くすれば、ＺＯ点接地間合成抵抗（この合成抵抗は、可
変抵抗ＶＲ２、抵抗Ｒｌ。，Ｒ２Ｏより構成される）が
変化し、コンデンサＣ７との時定数が変化し、インバー
タＩＮＶ５の入力信号Ｆが立上り時から閾値電圧Ｖｔｈ
まで低下する時間Ｔａを変えるとができる。したがつて
スイッチングトランジスタＧＴＲの導通時間を変えるこ
とができることとなり、この変化に応じてワークコイル
Ｌに充電される電磁エネルギーの量が変えられる。すな
わちこの時ト匡ａを短かく設定する。ワークコイルＬへ
供給される電磁エネルギーは小さくなり出力は低下する
。このとき発振周波数は上昇する。他方上記時間Ｔａを
長く設定すると、ワークコイルＬへ供給される電磁エネ
ルギーは大きくなり出力は増大する。このき発振周波数
は低下する。この出力レベルは、出力表示回路１９によ
り表示され。すなわち、出力が徐々に上昇していくと、
カレントトランスＣＴの出力信号Ｘもこれに比例して上
昇する。この電圧信号Ｘは交流信号であるから、ダイオ
ードＤ８およびコンデンサＣ１により整流、平滑され、
次段のツェナーダイオードＺＤ２に印加される。上記整
流平滑された信号がツェナーダイオードＺＤ２のツェナ
ー電圧以上になると、このツェナーダイオード２１）２
を通して、まず・抵抗Ｒ３７および発光ダイオードＬＥ
Ｄｌに電流が流れこの発光ダイオードＬＥＤｌを点灯す
る。さらに出力電圧が上昇すると、次段のツェナーダイ
オードＺＤ３のツェナー電圧を越え、抵抗Ｒ３８発光ダ
イオードＬＥＤ２に通電され、この２番目の発光ダイオ
ードＬＥＤ２が点灯する。斯様にして、出力上昇に伴い
３番目の発光ダイオードＬＥＤ３、４番目の発光ダイオ
ードＬＥＤ，、と点灯していき、最大出力１強ョの状態
では、全部の発光ダイオードＬＥＤｌ，ＬＥＤ２・・・
・・・ＬＥＤ５が点灯する。温度、出力調節回路１５は
出力制御状態にあつては、スイッチＳ１〜Ｓ，が端子３
に設定されているため、差動増幅器０Ｐの負電位入力端
子はスイッチＳ１、抵抗Ｒ３２を介して接地されている
。それ故、差動増幅器０Ｐの出力は常にＨレベルとなり
、このままでは加熱温度は無制限に上昇すると考えられ
る。しかしながら、この状態で鍋５が加熱されサーミス
タＴｈの温度が上昇していくと、その抵抗値は低下し、
サーミスタＴｈｌスイッチＳ１、抵抗Ｒ３２にて分割さ
れるスイッチＳ１の共通端子６点の電は上昇する。した
がつてこの電圧か、差動増幅器０Ｐの正電位入力端１側
への入力信号より大きくなると、この差動増幅器０Ｐ出
力はＬレベルに変り、ナンドゲートＮＡＮＤｌを閉鎖す
るら、起動パルスＣの発生は停止し、インバータ発振は
停止される。それ故、無制限に加熱温度が上昇するとは
なく、抵抗Ｒ３。を適当に選ぶとにより加熱上限温度を
適当に設定しておけば、安定装置としての役割をもたせ
ることができる。（２）過負荷鍋が置かれた場合、一般
に誘導加熱調理器にあつては、負荷となる鍋は、鉄系の
磁性体鍋等その材種および大きさが制限されるが、実際
の使用に際しては、加熱に不適な鍋をトッププレート４
上に置くこともある。

例えばＳＵＳ３Ｏ４と表示される１８−８ステンレス（
クロム１８％、ニッケル８％を含む）製鍋を加熱た場合
、その抵抗が小さいため、過大な電流が流れる。この過
大電流によりブレーカが遮断されたり或は回路素子を破
壊するという危険が生じる。本発明にあつては、このよ
うな不適当な負荷加熱による過大電流の発生成はその他
の偶発的な原因による突入電流の発生を検知して装置の
安全化が図られている。すなわち、いまワークコイルＬ
に正常な負荷電流以上の過大電流が流れたとすると、こ
の過大電流はカレントトランスＣＴ両端の電圧ｘに変換
され、この電圧ｘは、過負荷検知回路１１内の分圧抵抗
Ｒｌ８，Ｒ２２にて分圧され、抵抗Ｒ２２に加わる電圧
がインバータＩＮＶ７に入力される。通常は、この分圧
電圧が、インバータＩＮＶ７の閾値を越えることはない
が、過大電流発生時にあつては、カレントトランスＣＴ
検知電圧ｘは、これに比例して上昇するから、インバー
タＩＮＶ７の閾値電圧以上となる。これにより、インバ
ータＩＮＶ７出力は、Ｌレベルに変り、フリップフロッ
プＦＦｌのナンドゲートＮＡＮＤ２の出力はＬレベルか
らＨレベルにかわる。これ故このＨレベル信号はトラン
ジスタＱ５を導通し、４点接地間合成抵抗に新たに抵抗
Ｒ２ｌが並例に加わることとなり、その合成抵抗値は下
降する。これにより、この合成抵抗コンデンサＣ７の時
定数は小さくなり、スイッチングトランジスタＧＴＲの
導通時間Ｔａは短かくなり、出力は減小する。第７図は
、カレントトランスＣＴ両端間電圧ｘの波形を示し交流
周波数信号に２０〜４０ＫＨｚの交番電圧信号が含まれ
た波形となる。ここで波形ｘは、上記過負荷検知回路１
１を付加しない場合、波形Ｘ″は、過負荷検知回路１１
を動作させた場合をそれぞれ示し、期間Ｔで示す商用交
流周波数の半周期内において約２０〜４０ＫＨｚの周波
数で発振を繰返している。波形Ｘ″に示す時尊ａにて、
過負荷検知回路１１が動作し、発振周波数を上昇して出
力を低下させると、電圧Ｘ″は急低下することが判る。
これにより負荷への入力電流が過大になることを防止で
き、各回路素子の保護が図れる。

特にこの電圧Ｘ″とスイッチングトランジスタＧＴＲの
コレクタ・エミッタ間電圧■ＣＯは比例関係にあるら、
このトランジスタＧＴＲの保護が図れることは有意義で
ある。なおフリップフロップ下Ｆ１のナンドゲートＮＡ
ＮＤ３の入力端には、起動回路８のトランジスタＱ２の
コンデンサ電位信号Ｄが入力されるから、交流周波数信
号半波の初期（第７図波ル尽″の時亥１１ｔｂ）にてこ
のフリップフロップＦＦｌリセットされ、トランジスタ
Ｑ５はオフ状態となる。したがつて、その後再び過負荷
検知回路１１は停止して、通常の発振駆動がなされ、な
お鍋５が過負荷鍋であれば、カレントトランスＣＴにて
過大電電流が検知れ、前述と同様に過負荷検知回路１１
がはたらいて、出力を低下させる。かかる゛動作が交流
周波数の半波ごとになされ、鍋が取り換えられ適正な負
荷に変ると、その後は、過負荷検知回路１１は動作せず
正常な加熱動作が続けられる。（３）加熱動作中に鍋が
トッププレート上から取り去られた場合、トッププレー
ト４上に適正な鍋５が置かれ加熱動作が実行中にあると
き、鍋５を取り去ると、インバータの発振はそのまま続
けられ、電力が無駄な消費されることとなる。

それ故このような事態・が生じたとき、インバータの発
振を停止してやることが望ましい。本実施例は、かかる
処置を施したものである。すなわち、加熱動作中に鍋５
が取り去られるとインバータを構成するワークコイルＬ
と共振コンデンサＣ１の共振による減衰振動が長くなり
、商用周波数信号の半波の偵付近でも発振が持続するこ
ととなる。これを第５図波形ｘに示す。図中Ｐ１は正常
な負荷が載つている場合、Ｐ２は無負荷状態におけるそ
れぞれの発振状態を示し、負荷があるときは発振は停止
しており負荷がなくなると発振が持続する、これらの差
は無負荷検知回路１２にて検知される。その動作を第４
図および第５図に基いて説明すると、期間Ｔ１において
鍋５取り去ると、波形Ｘ（７）Ｐ２点に示す如く、イン
バータの発振は持続しいてる。それ故、続く期間Ｔｉ＋
１にてナンドゲートＮＡＮＤ４の出力Ｋは信号Ａが、こ
のゲートの閾値電圧■ｈ以上となる期間に上記発振振動
が通過し、Ｌレベルに変る。このＬレベル信号によりフ
リップフロップ下Ｆ３は反転しナンドゲートＮＡＮＤ９
の出力ＬはＬレベルに変る。この信号ＬＯＬレベルは、
Ｙ点に加えられてインバータＩＮ■３入力をＬレベルに
保持するから、トランジスタＱ３およびインバータＩＮ
Ｖ２を介して加えられる自励発振信号ｘは、ここで遮断
され自励発振は行なわれない。したがつて期間Ｔ１＋１
においては最初の起動パルスのみによる減衰振動が生じ
ることになる。この減衰振動は、負荷がないことから比
較的大きく、カウンタＣＮＴへ入力するパルスは６発以
上となる。カウンタＣＮＴは、入力パルスが６発に達す
ると出力Ｑ６にＨレベル信号を発し、この信号はインバ
ータＩＮＶ８にて反転されて信号Ｈとなり、ナンドゲー
トＮＡＮＤ６に入力される。これによりナンドゲートＮ
ＡＮＤ５の出力信号１は６発のパルスが発せられる期間
のみＨレベルとなる。一方ナンドゲートＮＡＮＤ７の入
力には、上記信号１と、信号Ａが加えられるから、その
出力波形はＪに示す如くＨレベルを保つたままであり、
次段のナンドゲートＮＡＮＤ９の出力Ｌは変化しない。
それ故自励発振は行なわれず加熱動作は実行されない。
このよう−にして鍋５をトッププレート４上から取り去
つた場合には自動的に発振が停止し、加熱動作がなされ
なくなるのである。次にこのような状態にある装置に適
性な５を置いた場合について説明する。

第５図に示す期間−Ｔｊにおいて鍋５が置かれると、続
く期間Ｔｊ＋１では、なお起動パルスＣによる減衰振動
のみが生じる。しかしながら、この減衰振動は鍋の存在
により小さくなるから、カウンタＣＮＴで計数されるパ
ルス数は２発程度にすぎない。それ故カウンタＣＮＴか
らはＨレベル信号は出力されずナンドゲートＮＡＮＤ５
の出力１は、信号ＢによつてＨレベルに変つた状態で保
持される。そして続く期間Ｔｊ＋２の初期においてパル
ス信号Ａが発生するナンドゲートＮＡＮＤ７の出力Ｊは
Ｌレベルに変りフリップフロップＦＦ３を反転させナン
ドゲートＮＡＮＤ９の出力ＬをＨレベルに変える。これ
により出力制御回路９の自励発振禁止は解除され、正゛
常な発振動作が実行される。さて調理器が加熱動作状態
にあり、かつトッププレート４上に置かれた物体が例え
ばナイフ、フォーク等の不適性な小物負荷てある場合、
これを検知して加熱動作を停止するとが必要てある。

本発明では、これを上述した負荷検知回路１３により達
成している。すなわち上記小物負荷が載置された状態で
は、減衰振動により生じる一定値以上のパルスは、６発
以上となるから、既述の如き鍋を取り去つた場合と同様
の動作て発振動作は停止する。それ故電源をオンとた状
態で、トッププレート４上に上記小物負荷を置いたとし
ても、これが加熱されることはなく、したがつて加熱さ
れたナイフ等に誤つて触れて火傷を負う危険もない。次
に出力遅延回路１０にいて説明する。

電源スイッチＳＰＷをオンしたとき、フリップフロップ
ＦＦ３のナンドゲートＮＡＮＤ９の出力Ｌは、Ｈレベル
若くはＬレベルの何れかにある。信号ＬがＨレベルであ
る場合、インバータは発振状態から始まり、適性負荷で
あれば正常に発振し、また無負荷若しくは小物負荷であ
れば無負荷検知回路１２が動作してナンドゲートＮＡＮ
Ｄ８の入力にＬレベル号が加わりそれ故ナンドゲートＮ
．ＡＮＤ９の出力はＬレベルに変り、インバータの発振
を禁止する。他方ナンドゲートＮＡＮＤ９出力信号Ｌが
Ｌレベルにある場合、無負荷若しくは小物負荷を検知し
たときと同様の状態から始まり、適性負荷が置かれてい
れば負荷検知回路１３が動作してナンドゲートＮＡＮＤ
９にＬレベル信号が入力し、その出力はＨレベルとなり
インバータは発振を開始する。ところが、出力を周波数
制御によつて行なう本発明実施例にあつては、出力を１
強ョの位置に設定した場合、小物負荷を置くと商用交流
周波数信号のＯ■付近で発振が生りず、恰も適性負荷が
置かれたかの如き状態になることが確認された。それ故
この状態では、発振は停止せず、小物負荷が加熱されて
しまう危険が生じる。上記出力遅延回路１０はかかる問
題を解決したものである。すなわち本実施例調理器では
、共振周波数を出力１強ョのときに合わせているので、
ワークコイルＬ１負荷による容量および共振コンデンサ
Ｃ１の抵抗分は出力０強ョのとき最も少なく、他方出力
１弱ョのとき最大となる。すなわち出力１強ョのとき負
荷は重く、出力１弱ョのとき負荷は最も軽くなるのであ
る。そして負荷が軽くなると無負荷時の発振状態と同様
に交流周波数信号の０Ｖ付近にて発振が持続することと
なりこの発振動作を無負荷検知回路１２にて検知すれば
小物負荷の判別が可能である。次にその動作を説明する
。

いま電源スイッチＳＰＷをオンとするコンデンサＣ７と
抵拍只，６およびトランジスタαのベース・エミッタ間
抵抗の時定数によりコンデンサＣ７が充電され、トラン
ジスタＱ４のベース・エミッタ間に所定値以上の電圧が
加わるため初期の一定時間（約１ｓｅｃ）のみトランジ
スタＱ４は導通状態となる。このトランジスタＱ４の導
通により４点一接地間抵抗に抵抗Ｒｌ６が新たに並列に
接続されることとなりこの間の合成抵抗は減少する。す
なわちインバータの発振周波数は上昇し、出力は１弱ョ
の状態となるのである。この出力１弱ョの状態では、交
流周波数信号の０Ｖ付近て発振が持続するから、出力１
強ョのとき検知されなかつた小物負荷は確実に検知され
ることとなる。本発明誘導加熱調理器は、上述したよう
に鍋加熱状態においてこの鍋を取り去つた場合、無負荷
検知回路が動作して直ちにインバータの発振を止め加熱
動作を停止するものであるから、電力の無駄な消費は防
止される。

またこの無負荷検知回路が動作した後は、商用交流周波
数の半周期ごとに負荷状態がチェックされるから、適性
鍋が置かれると自動的にもとの正常加熱に戻り効率の良
い調理器が実現できる。さらに無負荷検知がなされた後
、トッププレート上に載置された物体がナイフ・フォー
ク等の不適性な小物負荷であつた場合、負荷検知回路が
この小物負荷を検知し、インバータの発振を停止状態に
保持するから、これらの小物が加熱される惧れはなく、
したがつて加熱されたナイフ等に触つて火傷を負うとい
う危険もなく調理器としての安全性を向上させることが
できる。この小物負荷検知は無負荷検知と同様商用交流
周波数の半周期ごとに定期的になされるから、これを取
り去り適性鍋が置かれた場合直ちに加熱動作に移ること
となり、この間外部からのスイッチ操作は一切不要であ
り操作が簡単という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例回路図、第２図
は同実施例調理器の斜視図、第３図ないし第７図は同実
施例動作を説明するための信号波形図てある。 ３・・・・・・駆動回路、８・・・・・・起動回路、９
・・・・・・出力制御回路、１０・・・・・・出力遅延
回路、１１・・・・・・過負荷検知回路、１２・・・・
・・無負荷検知回路、１３・・負荷検知回路、１５・・
・温度出力調節回路、１９・・・・・出力表示回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一定周期ごとに起動信号を与えて間欠的に高周波自
   励発振を生ぜしめ、該発振電流をワークコイルに供給し
   て高周波交番磁界を発生させ、該コイルに近接配置した
   鉄系金属よりなる調理鍋を誘導加熱する誘導加熱調理器
   において、上記起動信号出力直前に上記自励発振の有無
   を判定する判定手段、該判定手段により発振有と判定さ
   れたとき、上記自励発振を防止する停止手段を備えたこ
   とを特徴とする誘導加熱調理器。 ２ 一定周期ごとに起動信号を与えて間欠的に高周波自
   励発振を生ぜしめ、該発振電流をワークコイルに供給し
   て高周波交番磁界を発生させ、該コイルに近接配置した
   鉄系金属よりなる調理鍋を誘導加熱する誘導加熱調理器
   において、上記起動信号出力直前に上記自励発振の有無
   を判定する判定手段、該判定手段により発振有と判定さ
   れたとき上記自励発振を停止する停止手段、上記自励発
   振停止により上記起動信号にて発生する減衰振動の一定
   電圧値以上のパルス数を計数する計数手段を備え、上記
   停止手段は上記計数手段にて計数された上記パルス数が
   予め決められた値より大きいとき上記自励発振を停止す
   る機能を有してなることを特徴とする誘導加熱調理器。 ３ 上記停止手段を上記計数手段及び判定手段の動作に
   対し無関係とする外部スイッチ手段を備え、該スイッチ
   手段の操作により停止手段の動作を禁止したことを特徴
   とする特許請求の範囲第２項記載の誘導加熱調理器。