JPS6046798B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流とし、
或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に変換し、この
直流電源によりインバータ回路を、約２０〜４０ＫＨｚ
程度の高周波数にて発振させこれにより発生する高周波
交番電流をワークコイルに加えて磁界を発生させこの磁
界をワークコイルに近接して配置した鉄系金属よりなる
調理鍋に加えてこれを誘導加熱するものである。

この種誘導加熱調理器は、鍋の材質に応じて入力電圧が
異なり、通常鉄鍋を使用したとき適性な入力電圧が得ら
れるよう設計されている。

それ故例えば特殊なステンレス鋼等負荷が重いものを用
いると、その抵抗が小さいために過大な電流が流れ、ブ
レーカを遮断したり或は回路素子を破壊するという問題
が生じる。本発明はこのような過負荷による過大電流の
発生成は、偶発的な突入電流の発生を検知して出力を低
下させ上述のような問題を解決したものである。

また周波数制御によつて出力調節を行なう方式の誘導加
熱調理器にあつては、出力「強」の状態で電源を投入す
ると、トッププレート上に小物負荷が載置されている場
合にも発振が開始され加熱動作してしまうことかある。

本発明はかかる点に鑑み電源投入直後は、出力［強」の
状態に設定されていても、その出力を低下させ、小物負
荷検知回路が動作する構成としたものてある。以下本発
明実施例を図を参照して説明する。

第１図において１は商用交流電源、Ｓ，ぃは電源スイッ
チ、２は４個のダイオード（図示せず）をブリッジ接続
してなる整流回路、ＣＨはチョークコイル、ＣＯはチョ
ークコイルＣＨを介して整流回路２に接続されたコンデ
ンサで、商用交流周波数（５０／６０Ｈｚ）に対しては
インピーダンスが高くかつ高周波に対してはインピーダ
ンスが低い１０μＦ程度の小容量の高周波バイパスコン
デンサが使用される。したがつてコンデンサＣ。とチョ
ークコイルＣＨの接続点には、０〜１４０Ｖ間で振動す
る脈流信号■Ｃ１（第３図）が得られる。Ｌは一端側を
チョークコイルＣＨを介して整流回路２の正極側に接続
されたワークコイル、ＧＴＲはスイッチング素子例えば
スイッチングトランジスタで、コレクタをワークコイル
Ｌ接端に、エミッタを整流回路２の負極側に、またベー
スを後述する駆動回路３に接続されている。このスイッ
チングトランジスタＧＴＲとしては本実施例で使用する
大容量のジヤイアントトランジスタ或はゲート●ターン
オフ・サイリスタＧＴＯ等が使用できる。また上記ワー
クコイルＬは渦巻状に巻回されており、これに近接して
セラミック板等の絶縁性トッププレート４が配置されさ
らにこのトッププレート４上には鉄系金属よりなる調理
鍋５が載置される。したがつてワークコイルＬにて発生
する高周波交番磁界はトッププレート４を透過して鍋５
に加えらｌれる。Ｃ１はスイッチングトランジスタＧＴ
Ｒと並列に接続された共振コンデンサ、Ｄ１はスイッチ
ングトランジスタＧＴＲと逆並列に接続されたダイオー
ドである。これらの各部分によりインバータ回路が構成
される。ＣＴはワークコイルＬとダイオードＤ１間の線
路に巻かれたカレントトランスで、出力端子Ｘに入力電
圧に比例した電圧Ｘを出力する。６は制御電源で、電源
スイッチＳｐｗを介して交流電源１が供給され、それぞ
れ所定の値をもつ直流電圧■ＣＯ２，ＶＤＤおよび脈流
信号ＶＣＣ３を出力する。

ここで直流電圧ＶＯ。２は、約２４Ｖであり、駆動回路
３の駆動用電源として利用される。

また直流電圧■ＤＤは制御電源６内の定電圧回路７によ
り約１３Ｖの値をもつ安定な直流電圧とされ、後述する
各回路の駆動用電源として利用される。さらに脈流信号
ＶｃＣ３は０〜４０Ｖの振幅幅をもち、起動回路８に加
えられる。起動回路８は駆動電源として電圧■ＤＤを、
また信号として脈流信号ＶＣＯ３を入力してインバータ
回路を起動する起動信号を出力するものてある。

該回路８について説明すると、ＶＲｌは一端を電源■Ｄ
Ｏに他端をコンデンサＣ２の一端に接続された可変抵抗
、Ｑ１は電源■ＤＤがアノードにまた可変抵抗ＶＲｌ、
コンデンサＣ２接続点電位がゲートに加えられるＳＣＲ
で、そのカソードは接地されている。Ｒｌ，Ｃ３はＳＣ
ＲＱｌのアノード・カソード間に並列に介挿された抵抗
およびコンデンサで、電源投入時に生じる可能性のある
突入電流等ノイズを吸収するものである。ＮＡＮＤｌは
ＳＣＲＱｌのアノード電位が抵抗Ｒ２を介して得られる
信号Ａが一端に加えられるナンドゲートで、ゲート開放
時信号Ａがこのゲートの閾値電圧Ｖｔｈ以上となつたと
き導通する。Ｑ２はナンドゲートＮＡＮＤｌの出力がコ
ンデンサＣ４、抵抗Ｒ３を経てそのベースに加えられる
トランジスタでそのコレクタ抵抗Ｒ４を介して電源■Ｃ
．Ｏに、またエミッタはは抵抗Ｒ５を介して接地されて
いる。Ｃ５はトランジスタＱ２のコレクタ側に接続され
たコンデンサで、その出力としてパルス信号Ｂを得る。
ＩＮＶｌはトランジスタＱ２のコレクタに接続されコレ
クタ電位を反転するインバータ、Ｄ２はインバータＩＮ
Ｖｌ出力端に設けられた逆流防止用ダイオードで起動パ
ルスＣを出力する。出力信号ＤはトランジスタＱ２のコ
レクタより出力される信号で、信号Ｂと略同一波形であ
る。９は出力制御回路で、９はカレントトランスＣＴの
端子Ｘからの信号Ｘが抵抗Ｒ７を介してそのベースに加
えられるトランジスタで、そのコレクタは抵抗Ｒ８を介
して電源■。

ｏにまたインバータＩＮＶ２の入力端に接続されそのエ
ミッタは接地されている。Ｄ３はトランジスタＱ３のベ
ース・エミッタ間に接続され入力信号Ｘを半波整流する
ダイオード、ＩＮＶ３は上記インバータＩＮＶ２の出力
か抵抗Ｒ９，ＲｌＯを介して加えられるインバータで、
その入力端は起動回路８のダイオードＤ２のカソードに
接続され起動信号Ｃが加えられる。Ｃ６は抵抗Ｒ９，Ｒ
ｌＯ間接続点（以後Ｙ点という）アース間に設けられた
コンデンサ、ＩＮ■４はインバータＩＮＶ３の出力が入
力されるインバータで、上記インバータＩＮＶ３ととも
にシユミツト回路を構成している。Ｒｌｌは、インバー
タＩＮ■３の入力端とインバータＩＮＶ４の出力端との
間に介挿された抵抗でインバータのスイッチング速度を
速くするものである。Ｃ７，Ｒｌ。，Ｄ４はコンデンサ
、抵抗およびダイオードでインバータＩＮＶ４の出力端
とアースとの間に接続されている。上記コンデンサＣ７
、抵抗Ｒｌ２接続点（以後ＺＯという）電位は抵抗Ｒｌ
３を介してインバータＩＮ■，に入力され、さらにこの
インバータＩＮＶ５の出力は他のインバータＩＮ■６に
加えられる。これら２個のインバータＩＮＶ５，ＩＮＶ
６はシユミツト回路を構成している。Ｒｌ４はへ■５の
入力端とインバータＩＮＶ６の出力端の間に介挿された
抵抗である。インバータ１ＮＶ６の出力は、抵抗Ｒｌ５
を介して駆動回路３へ加えられる。なおこの駆動回路３
は上記インバータＩＮＶ６からの出力信号をトランジス
タ或はトランス（図示せず）にて増幅し、これをスイッ
チングトランジスタＧＴＲのベースに加えられるもので
、この起動信号が正信号のときスイッチングトランジス
タＧＴＲをターンオンし、他方負信号のときターンオフ
するより構成されている。かかる増幅回路よりなる駆動
回路３は、上述の如く周知の回路構成で実現できるから
その詳細は省略する。１０は出力遅延回路で、Ｃ７は一
端に電源■ＤＤが加えられるコンデンサ、Ｑ４はこのコ
ンデンサＣ７の他端に抵抗Ｒｌ６を介してそのベースが
接続されるトランジスタで、このトランジスタＱ４のコ
レクタは抵抗Ｒｌ７を介して抵拍只，３のＺＯ点に、ま
たエミッタは接地されている。

Ｄ５はトランジスタＱ４のベース・エミッタ間に接続さ
れたダイオードでコンデンサＣ７の充電電荷を放電する
ものてある。この出力遅延回路１０の意義及び動作につ
いては後述する。１１は過負荷検知回路で、鍋５の材料
の違いによる過大人力や、偶発的な突入電流の発生によ
る電気部品の破損から装置を保護するものである。

図中１ＮＶ７はカレントトランスＣＴ出力端の信号Ｘを
抵抗Ｒｌ８を介して入力するインバータＦＦｌは２個の
ナンドゲートＮＡＮＤ２，ＮＡＮＤ３よりなるフリップ
フロップでインバータＩＮＶ７の出力はナンドゲートＮ
ＡＮＤ２の一人力に加えられ、また他方のナンドゲート
ＮＡＮＤ３の一人力には起動回路８のトランジスタＱ２
のコレクタ電位信号Ｄが加えられリセットされる。ｑは
フリップフロップＦＦｌのナンドゲートＮＡＮＤ２の出
力が抵抗Ｒｌ９を介してそのベースに入力されるトラン
ジスタで、コレクタは抵抗Ｒ２Ｏを介して抵萌Ｂｌ３の
ＺＯ点にまたエミッタは抵抗Ｒ２ｌを介して接地されて
いる。Ｒ２２，Ｄ９ｊはインバータＩＮＶ７の入力端と
アースとの間に並列に介挿された抵抗およびダイオード
で、カレントトランスＣＴ出力信号ｘを抵抗Ｒｌ８とと
もに分圧し半波整流するものである。１２は無負荷検知
回路でトッププレート４上に・載置されていた鍋５を取
り去つたときこれを検知するものてある。

ナンドゲートＮ，ＡＮＤ４の一人力端には抵拍只．の出
力端より信号Ａが、また他の入力端には抵抗Ｒ２３，Ｒ
２４を介して分圧されたカレントトランスＣＴの検知出
力信号Ｘが入力されノる。この信号ｘの分圧信号は同時
にカウンタＣＮＴのクロック入力端ＣＫに接続されてい
る。小，は抵抗Ｒ２４と並列接続されたツェナーダイオ
ードでナンドゲートＮＡＮＤ４を保護するものてある。
１３はトッププレート４上に鍋５を載置したときこれを
検知する負荷検知回路で、上記カウンタＣＮＴを有して
いる。

このカウンタＣＮＴは１＠の出力端子をもちクロックパ
ルスを計数してそれぞれ対応出力端子より信号を発する
いわゆるジヨンソンカウンタとして知られるものである
。本実施例ては上記出力端子のうち第６出力端子Ｑ６す
なわち６発のクロックパルスが計数されたとき信号を出
力する端子が使用される。それ故このカウンタＣＮＴは
信号Ｘのパルスのうち一定値以上の値をもつパルスを計
数し、このパルス数が６個になつたとき出力Ｑ６を発生
する。この数値［６」は負荷の存在と、無負荷若しくは
小物負荷の存在の判定基準となるもので６個以上のとき
負荷なしと判定され、また５個以下のとき負荷ありと判
定される。なお上記カウンタＣＮＴの端子ＣＬは、クリ
ア信号入力端子で、起動回路８から信号Ａが加えられて
、交流信号の半周期ごとにクリアされる。ＦＦ２はナン
ドゲートＮＡＮＤ５，ＮＡＮＤ６よりなるフリップフロ
ップで、ナンドゲートＮＡＮＤ５の一人力端には、起動
回路８より信号Ｂが加えられ、またナンドゲートＮＡＮ
Ｄ６の一人力端にはカウンタＣＮＴの出力信号がインバ
ータＩＮＶ８を介して加えられる。ナンドゲートＮＡＮ
Ｄ７はＳＣＲＱｌからの信号ＡおよびナンドゲートＮＡ
ＮＤ５の出力信号１を２入力とし出力Ｊを得る。ＦＦ３
は、ナンドゲートＮ．ＡＮＤ８，ＮＡＮＤ９よりなるフ
リップフロップで、上記ナンドゲートＮＡＮＤ４の出力
信号ＫをナンドゲートＮＡＮＤ８の一人力端に、またナ
ンドゲートＮ．ＡＮＤ７の出力信号ＪをナンドゲートＮ
ＡＮＤ９の一．入力端にそれぞれ入力し、ナンドゲート
ＮＡＮＤ９の出力より信号Ｌを得る。この信号Ｌは、逆
流防止用ダイオードＤ７を介してインバータＩＮＶ３の
入力側Ｙ点に入力される。Ｒ２５，Ｄ６はナンドゲート
ＮＡＮＤ５の出力端とナンドゲートＮＡＮＤ７の入力端
．間に介挿された抵抗およびダイオードで、ナンドゲー
トＮＡＮＤ４出力ＫがＬレベルとなつたとき、ナンドゲ
ートＮＡＮＤ９の入力側をＬレベルとし、フリップフロ
ップＦＦ３の２入力がともにＬレベルになるのを防ぐも
のである。１４は前述の無負荷検知回路１２および負荷
検知回路１３の機能を停止する動作解除回路て、ナンド
ゲートＮＡＮＤ９の一人力端とアースとの間に常開スイ
ッチＳ。

および抵抗Ｒ２６を介挿してなる。このスイッチＳ。の
操作によりフリップフロップＦＦ３の出力は、Ｈ（ハイ
）レベルに固定され加熱動作は負荷の有無に関係なく実
行される。この動作解除回路１４は、小物負荷と同程度
の負荷をもつ小型の調理鍋を加熱したい場合等に利用さ
れる。１５は温度・出力調節回路で、出カー定状態で調
理鍋の加熱温度を制御する温度調節機能と、出力を所定
の範囲（本実施例では約５００Ｗないし約ノ１３５０Ｗ
の範囲）て調節できる出力調節機能とを有している。

本例では温度調節は、６０℃〜１００℃までの低温領域
と、１６０℃〜２００℃まての高温領域に分割している
が、これは一温度領域のみでも、また３以上の温度領域
とすることもてきる。かかる・温度調節機能は、天ぷら
料理等最適調理温度を有するものに利用して有効てある
。他方出力調節機能は、その出力を５００Ｗから１３５
０Ｗの範囲で切換えることにより、調理鍋へのエネルギ
ー供給量すなわち他の調理器でいえば火力に相当するも
のを゛調節するものであり、料理途中て出力を変えた方
がよい場合、例えば最初出力を「強」とし、後出力を「
弱」とする方がよい場合等に利用される。また湯を沸か
したい場合は出力「強」とすれは最も早く沸かすことが
てきる。なお温度調節或は出力調節の表示は後述する出
力表示回路にてなされ、温度調節機能がはたらいている
場合、設定温度に達するまては発光ダイオードＬＥＤｌ
〜ＬＥＤ５が点灯しており、設定温度に達すると消灯す
る。これにより設定温度に達したかどうか判る。また出
力調節機能がはたらいている場合は、出力に応じて所望
の発光ダイオードＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５が点灯することと
なる。図にもどつて構成の説明を続けると、ｎは電源■
。

ｏとアース間にコンデンサＣ９とともに介挿された感熱
素子で例えば負特性サーミスタが使用される。Ｓ１〜Ｓ
４は３接点切換スイッチで端子１，２，３上をスライド
接片が移動するものであり、各スイッチはともに連動す
るよう構成されている。ここでスイッチＳｌ，Ｓ２は、
温度調節用であつて加熱温度領域の切換えに、スイッチ
Ｓ３は温度調節から出力調節への切換えに、またスイッ
チＳ４は基準レベルの設定に使用される。ここでスイッ
チＳ１の端子１，２はそれぞれ抵抗Ｒ２７，Ｒ２８を介
して電源ＶＣ，Ｄに接続され端子３は抵抗Ｒ３２を介し
て接地される。スイッチＳ１の共通端子Ｃはサーミスタ
ｎの一端および差動増幅器０ｐの負電位入力端Ｏに接続
されている。スイッチＳ２の端子１，２はそれぞれ抵抗
Ｒ２９，Ｒ（＞を介して差動増幅器卯の負電位入力端Ｏ
およびサーミスタＴｈの一端に接続されまた端子３は空
位にある。このスイッチＳ２の共通端子０は可変抵抗Ｖ
Ｒ２を介して接地されるとともに、スイッチＳ３の端子
３に接続されている。スイッチＳ３の端子１，２は共通
の抵抗Ｒ３ｌを介して接地され、共通端子Ｃは抵抗Ｒ２
Ｏを介してＺＯ点に接続されている。スイッチＳ４の端
子１は抵抗Ｒ３３を介して接地され、端子２，３はとも
に空位にあり、また共通端子Ｃは抵抗Ｒ３４を介して差
動増幅器０ｐの正電位入力端に接続される。この正電位
入力端１には、直流電圧ＶＤＤが抵抗Ｒ３５，Ｒ３６に
より分圧されて基準電圧として入力される。また抵抗Ｒ
３６にはコンデンサＣｌＯが並列に介挿される。０ｐは
上述の差動増幅器で、正電位入力端１に入力する信号か
負電位入力端θに入力する信号より大きいとき、Ｈレベ
ル信号を出力し、逆に負電位入力信号が正電位入力信号
より大きいときＬレベル信号を出力する。

この差動増幅器卯の出力は、ナンドゲートＮＡＮＤｌの
一人力端に加えられる。ここで上記各スイッチＳ１〜Ｓ
４の具体的構成について第２図に基いて説明しておく。
１８は調理器操作面、１６はこの操作面１８に設けられ
た切換摘みて、この切換摘み１６を上方より下方へ３段
階（図中矢印で示す）に切換えることにより上２段て温
度調節、下段で出力調節が可能となる。

すなわち、上段にはスイッチＳ１〜Ｓ４の端子１が、中
段には端子２が、さらに下段には端子３がそれぞれ設定
される。そしていまの場合端子１設定状態は６０′Ｃな
いし１００゜Ｃの低温加熱領域、端子２設定状態は１６
０゜Ｃないし２００℃の高温加熱領域、端子３設定状態
は出力調節領域に設定されている。ＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５
は出力表示をなす発光ダイオードである。

例えばいま端子１設定状態にあるとすると、差動増幅器
卯の正電位入力端１に加わる基準電位は、スイッチＳ４
の端子１に連なる抵抗Ｒ３３の並列挿入により低いレベ
ルになる。他方負電位入力端Ｏに加わる比較電圧は、抵
抗Ｒ２７，Ｒ２９、サーミスタＴｈおよび可変抵抗■Ｒ
２によつて決まりかつ温度上昇によりサーミスタＴｈの
抵抗値は低下することから、比較電圧が基準電圧に達し
差動増幅器０ｐの出力をＬレベルに変えてしまう。それ
故、低温加熱領域での温度調節が可能となる。他方端子
２に切換えた場合は、スイッチＳ４の端子２は空位にあ
るから、前述の抵抗Ｒ３３の並列介挿は遮断され、差動
増幅器０ｐの正電位入力端子１の基準電位を変える。そ
れ故抵抗Ｒ２８，Ｒ３Ｏｌサーミスタｎおよび可変抵抗
■Ｒ２で決まる比較電圧により低温領域と同様に動作し
高温領域ての加熱が可能となる。このようにして設定さ
れた各温度領域においてさらに任意の温度に設定すると
きはスライド摘み１７が使用される。このスライド摘み
１７は可変抵抗ＶＲ２を制御するもので、リニアな温度
制御が可能となる。端子３設定状態は、出力調節を可能
とするもので、その詳細は後述するが、上記同様可変抵
抗■Ｒ２の制御により可変調節てきるものである。ここ
で温度調節用スイッチＳ１および出力調節用スイッチＳ
３には、その機能上次のような条件が付される。

まずスイッチＳ１の端子１，２間の切換えに際しては切
換切片が一旦端子１から離れた後に端子２に接触する構
成がとられなければならない。なぜなら、仮にこの端子
１，２間切換時に両方が接続状態になつたとすると、各
端子１，２に連結された抵抗Ｒ２７，Ｒ２８が並列に接
続されることとなりサーミスタＴｈとの合成抵抗が瞬間
的に減少し、したがつて差動増幅器０ｐの負電位入力信
号が上昇して基準電圧を越えその出力をＬレベルに変え
加熱動作を停止してしまうからである。か゛かるスイッ
チとしては周知の非短絡型（ＮＯｎ一ＳｈＯｒｔｉｎｇ
）スイッチが使用される。次にスイッチＳ３の端子１，
２，３の切換えに際しては、切換時−３端子にともに接
触する期間が存在する短絡型（ＳｈＯｒｔｊｎｇ）スイ
ッチが使用され−ねばならない。これは例えば端子２か
ら３へ切換えられるとき、遮断状態が生じると、この間
の抵抗値が無限大となり、コンデンサＣ７とにより決ま
る時定数がトランジスタＧＴＲの定格以上となり、これ
を破壊する惧れがあるからてある。１９は出力表示回路
で、カレントトランスＣＴの出力信号Ｘが、ダイオード
Ｄ８を介して整流され、さらにコンデンサＣｌｌにて平
滑されて入力される。

ＺＤ２はこの直流変換されたカレントトランスＣＴ信号
が加えられるツェナーダイオードで上記信号がそのツェ
ナー電圧以上となつたとき導通する。ＬＥＤｌは上記ツ
ェナーダイオードＺＤ２のカソードに抵抗Ｒ３７を介し
て連結された発光ダイオード、ＬＥＤ２，ＬＥＤ３，Ｌ
ＥＤ４，ＬＥＤ５はそれぞれ抵抗Ｒ３８，Ｒ３９，Ｒ４
Ｏ，Ｒ４ｌおよびツェナーダイオードＺＤ３，ＺＤ４，
ＺＤ５，ＺＤ６を介して上記ツェナーダイオードＺＤ２
のカソード側にそれぞれ並列に接続された発光ダイオー
ドである。ここでツェナーダイオードＺＤ３〜ＺＤ６お
よび抵抗Ｒ３８〜Ｒ４ｌのツェナー電圧および抵抗値は
図中右方向へいくほど値を大きくしてある。これにより
例えばカレントトランスＣＴ出力電圧信号ｘが上昇すれ
ば、図中左端の発光ダイオードＬＥＤｌから順次右方向
へ点灯していき、その出力のレベルを表示する。これら
発光ダイオードＬＥＤｌ〜ＬＥＤ５は操作面１８上に配
置される。次にこのような構成の誘導加熱調理器の動作
を説明する。

（１）正常な加熱動作がなされる場合 トッププレート４上に、適正な負荷をもつ鍋５が載置さ
れる。

また温度出力調節回路１５は、切換摘み１６によりスイ
ッチＳ１〜Ｓ４が端子１に設定されているとする。なお
この設定状態では６０〜１００るＣまでの低温加熱領域
にあり、かつスライド摘み１７によりさらに任意の温度
例えば８０ドＣに決定されることは既述の通りである。
かかる状態でいま第３図に示す期間Ｔ。において電源ス
イッチＳ，ｗをオンしたとすると、制御電源６から脈流
電源■。Ｃ３が出力し起動回路８に加えられる。その電
圧ＶＣＣ３の０Ｖから始．まる期間Ｔ１においてＯ■か
ら所定の時間ｔ１後にＳＣＲＱｌがターンオンとなる。
なお上記時間ｔ１は、可変抵抗ＶＲｌとコンデンサＣ２
の時定数により決定され約１７Ｔ１．ｓｅｃである。か
かるＳＣＲＱｌのアノード・カソード間電圧信号Ａを第
３図に示．す。このＳＣＲＱｌの導通は、脈流電源ＶＯ
。３が０Ｖから立上つた後ち時間後から、再び０Ｖに近
づいた時点Ｔ２まで続く。

このようなＳＣＲＱｌのターン・オン・オフが脈流電源
ＶＣＯ３の周期に応じて繰返される。この電源■Ｃｃ３
の周期は商用交流信号の１１２であり１０ＴｒＬｓｅｃ
（５０Ｈｚの場合）である。上記ＳＣＲＱｌが導通する
とナンドゲートＮＡＮＤｌの一人力端はＨレベルからＬ
レベルに変る。このときナンドゲートＮ．ＡＮＤｌの他
方の入力はＨレベルにあるからナンドゲートＮＡＮＤｌ
の出力はＬレベルからＨレベルに変る。

上記ナンドゲートＮＡＮＤｌの他の入力については既述
した如く温度・出力調節回路１５の差動増幅器ルの出力
信号が加えられ、加熱初期状態ではサーミスタＴｈは常
温にあるからその出力はＨレベルとなつている。さてＨ
レベルに変つたナンドゲートＮＡＮＤｌの出力信号はコ
ンデンサＣ４および抵抗Ｒ３を経てトランジスタＱ２に
加わり、これを上記コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３の時定数
で決まる期間導通し、トランジスタＱ２のコレクタには
信号Ｄが得られる。

この信号ＤはインバータＩＮＶｌにて反転され起動信号
Ｃとなり、出力制御回路９内のインバータＩＮＶ３に加
えられる。この起動信号ＣによりインバータＩＮＶ３の
入力はＨレベルとなりしたがつて次段のインバータＩＮ
Ｖ４の出力ＥはＨレベルに変る。なお信号Ｅから信号Ｇ
までの波形は２０〜４０ＫＨｚの高周波発振となり、第
３図に示す波形に比して時間スケールが格段に小さいの
で、第４図として別に図示する。さて信号Ｅはコンデン
サＣ７およびＺ。点接地間の合成抵抗の時定数により決
まる時間立下りその出力すなわちインバータＩＮＶ５の
入力信号は波形Ｆに示す如く立上り時より漸次減少する
パルスとなる。この信号ＦがインバータＩＮ■５の閾値
電圧■Ｔｈ以上のときインバータＩＮ■６の出力ＧはＨ
レベルとなる。この信号Ｇは抵抗Ｒｌ５を介して駆動回
路３に加えられここで増幅されてスイッチングトランジ
スタＧＴＲをターンオンする。このトランジスタＧＴＲ
の導通によりワークコイルＬに負荷電流１しが流れ始め
、この電流１ＬはカレントトランスＣＴにて検知され、
その出力端Ｘに負荷への入力電圧に比例した電圧信号Ｘ
が得られる。この信号Ｘが一定値まで上昇するとこの信
号はトランジスタＯをターンオンし、インバータへ■２
の入力をＬレベルに変える。したがつてインバータＩＮ
Ｖ２の出力はＨレベルとなり次段のインバータＩＮＶ３
へ加えられる。ここでコンデンサＣ６とインバータ１Ｎ
Ｖ３，ＩＮＶ４は遅延回路を形成しているため、インバ
ータＩＮ■４の出力はインバータＩＮ■３の入力に対し
て僅かな時間遅れて発生する。なお上記遅延回路の意義
については後述する。上記インバータＩＮＶ４の出力が
ＴレベルとなるとインバータＩＮＶ５の入力はＨレベル
、インバータ１ＮＶ６の出力もまたＨレベルとなる。ま
たコンデンサＣ７とＺＯ点一接地間合成抵抗により決ま
る時定数によつてコンデンサＣ７の充電時間が決まり充
電が終了するとＺＯ点一接地間電圧は低下する。この電
圧がインバータＩＮＶ５の閾値電圧Ｖｔｈより低くなる
とインバータＩＮ■６出力ＧはＬレベルに変り、駆動回
路３を停止してスイッチングトランジスタＧＴＲをター
ンオフする。いまこの期間を第４図にＴａで示す。その
後前記期間ＴａにてワークコイルＬに充電されたエネル
ギーの放電が始まり（期間Ｔｂ）、このエネルギーは共
振コンデンサＣ１に充電される。コンデンサＣ１への充
電が終了すると続く期間ＴＣ＆壬てコンデンサＣ１の充
電々荷はコンデンサＣ１から、ワークコイルＬ１コンデ
ンサＣ。を通つて再びコンデンサＣ１に至る経路を通つ
て放電され、同時にワークコイルＬに充電される。続い
てワークコイルＬに充電された電荷の−放電がワークコ
イルＬ１コンデンサＣ。、ダイオードＤ１、ワークコイ
ルＬよりなる経路を通つてなされる（期間Ｔｄ）。かく
して起動信号Ｃによる振動の１サイクルが終了する。そ
の後電流１Ｌがゼロから正方向に立上つたとき出力する
カレントトランスＣＴの信号ＸがトランジスタＱ３に加
えられこれをターンオンとする。これによりインバータ
ＩＮＶ３の入力はＬレベル、出力はＨレベルに変る。一
方このときフリップフロップ下Ｆ３のナンドゲートＮＡ
ＮＤ９の出力がＬレベルにあるとすると、このＬレベル
信号により抵抗ＲｌＯへの入力はＬレベルにホールドさ
れている。

したがつてインバータ１Ｎ■２の出力が上述の如くＨレ
ベルとなつても、次段のインバータＩＮＶ３の入力はＬ
レベルのまま変化せす、したがつて駆動回路３への信号
は出力されずトランジスタＧＴＲはオフ状態を保持する
。それ故上記期間Ｔｄ以後はワークコイルＬおよび共振
コンデンサＣ１により減衰振動が生じる。これを第４図
および第５図の期ＩｌｌｊＴｌに示す。この減衰振動は
トッププレート４上に正常な鍋５が載置されていること
から急速に衰える。この減衰振動は、カレントトランス
ＣＴにて検知されその出力信号Ｘは抵抗Ｒ２３，Ｒ２４
にて分圧されてナンドゲートＮＡＮＤ４へ加えられると
同時にカウンタＣＮＴのクロック端子ＣＫへ入力される
。ここで上記信号ｘに含まれる閾値電圧Ｖｔｈ以上のパ
ルスのみが計数されるが、今の場合このパルス数は２発
程度である。よつて出力Ｑ６はＬレベルのままでありイ
ンバータＩＮＶ８の出力Ｈは［Ｉレベルのままで変化し
ない。なおフリップフロップＦＦ２のナンドゲートＮＡ
ＮＤ５の入力にはトランジスタＱ２のコレクタからコン
デンサＣ５を経て得られるパルス信号Ｂが、期間Ｔ１の
初期にて印加されるためナンドゲートＮＡＮＤ５の出力
信号１はＨレベルにある。続く期１７１１ＴＩ′２にお
いて起動パルスＣが発生すると、この起動信号Ｃは前述
の如く出力制御回路９を経て駆動回路３に加えられ、さ
らにトランジスタＧＴＲがターンオンとなつて発振が開
始される。

一方起動パルスＣの発生に伴いこの間ナンドゲートＮＡ
ＮＤ７の出力ＪはＬレベルに変り、この信号Ｊは、次段
のナンドゲートＮＡＮＤ９に入力してこのフリップフロ
ップＦＦ３を反転してナンドゲートＮＡＮＤ９出力Ｌを
Ｈレベルに変える。したがつて上記起動パルスＣにてー
サイクルの発振が終了し、負荷電流１Ｌがゼロから立上
つたとき、カレントトランスＣＴ端子Ｘに信号Ｘが現わ
れると、この信号ＸによりトランジスタＱ３がターンオ
ンされ、インバータＩＮＶ２の入力をＬレベルとする。
これによりインバータＩＮＶ２の出力はＨレベル、さら
にインバータへ■３，ＩＮ■４およびＩＮＶ５，ＩＮ■
６を経て出力されたＨレベル信号Ｇは駆動回路３に加わ
りスイッチングトランジスタＧＴＲを導通し、負荷電流
１Ｌが流れ始める。かかる場合ナンドゲートＮ，ＡＮＤ
９の出力ＬはＨレベルにあるから、インバータＩＮＶ３
の入力側はＨレベルにホールドされており、カレントト
ランスＣＴからの信号ｘがここで遮断されることはない
。このようにして自励発振が継続されこの発振は脈流電
源■。。１が下降し０Ｖ付近になり増幅率が低下してト
ランジスタＧＴＲがオフとなる時点Ｔ２まて続く。

この状態を第４図および第５図の期間Ｔ２，Ｔ３に示す
。かかる発振は交流周波数の半周期ごとに繰返され各周
期内ては約２０〜４０ＫＨｚの高周波発振が実行され、
ワークコイルＬには２０〜４０ＫＨｚの高周波交番電流
が流れる。これによりワークコイルＬに近接配置された
鍋５に高周波交番磁界が印加されることとなり誘導加熱
が実施される。このようにして加熱が開始されるとトッ
ププレート４裏面に設けられたサーミスタＴｈにより鍋
５の温度が検知されスライド摘み１７の調整により予め
決められた温度８０℃に達すると差動増幅器０ｐの負電
位入力端Ｏ入力信号が正電位入力端４入力信号より大き
くなる。それ故差動増幅器０ｐの出力はＨレベルからＬ
レベルへ変り、起動回路８内のナンドゲートＮＡＮＤｌ
を閉じ、起動パルスＣ（７）？生を停止する。これによ
り出力制御回路９への起動パルス送出はなくなるからイ
ンバータ回路は発振を停止し加熱動作は中止される。そ
の後鍋５の温度が下り、サーミスタＴｈの抵抗値が上昇
すると、差動増幅器卯の負電位信号入力端θ信号は下降
し再び正電位信号入力端１信号より小さくなり、差動増
幅器０ｐの出力はＨレベルに変つてナンドゲートＮＡＮ
Ｄｌを開き再び起動パルスＣの送出を開始し、インバー
タ発振を開始し、加熱動作を再関する。このようにして
鍋５の加熱温度は設定温度８０゜Ｃに保たれる。次に前
述した遅延回路の意義について説明する。この遅延回路
はコンデンサＣ６、インバータ１ＮＶ３，ＩＮ■４にて
構成されインバータＩＮＶ４の出力ＥをインバータＩＮ
Ｖ３入力に対し僅かな時間（約２μＳｅｃ）だけ遅らせ
るものである。通常周波数制御により出力調節を行なう
場合、共振周波数を例えは低周波数側（出力強）て調節
．すると、周波数が高くなつたとき（出力弱）回路上の
抵抗分Ｒ（＝２πＦＯ［．十±）力吠き
２πＦＯＣくなりコンデンサＣ１の充電容量
が小さくなつて早く放電が終了する。

それ故スイツチングトラン．ジスタＧＴＲのコレクタ●
エミッタ間電圧が０Ｖに下らないうちにトランジスタＧ
ＴＲがオン状態となり、発熱さらには破損の原因となる
。第６図波形Ｍは共振周波数を低周波数側て調整しかつ
低周波数領域すなわち出力大の場合の動作状態を示・し
、負荷電流１ＬおよびスイッチングトランジスタＧＴＲ
のコレクタ・エミッタ間電圧■。Ｅは正常な関係にある
ことを示す。他方同図波形Ｎは上述の如く低周波数側で
調整しかつ高周波領域すなわち出力小の状態で動作させ
た場合を示しスイッチングトランジスタＧＴＲのコレク
タ●エミッタ間電圧■ＣＥが０Ｖに下らないうちにトラ
ンジスタＧＴＲが導通していることが判る。これを防止
するためにインバータＩＮＶ４の出力Ｅを僅か遅らせて
スイッチングトランジスタＧＴＲのオン時間を僅か遅ら
せ、コレクタ・エミッタ間電圧■ＣＥが完全に０Ｖにな
つた後にトランジスタＧＴＲがターンオンされるのであ
る。ノ 次に出力制御動作について説明する。

出力制御を行なうときは、温度・出力調節回路１５のス
イッチＳ１〜Ｓ４を端子３へ切換え、さらに可変抵抗Ｖ
Ｒ２を調節する。かくすれば、ＺＯ点接地間合成抵抗（
この合成抵抗は、可変抵抗ＶＲ２）、抵抗コＲｌ２，Ｒ
２Ｏより構成される）が変化し、コンデンサＣ７との時
定数が変化し、インバータＩＮＶ５の入力信号Ｆが立上
り時から閾値電圧Ｖｔｈまで低下する時Ｗａを変えるこ
とができる。したがつてスイッチングトランジスタＧＴ
Ｒの導通時間を変える″ことができることとなり、この
変化に応じてワークコイルＬに充電される電磁エネルギ
ーの量が変えられる。すなわちこの時間Ｔａを短かく設
定すると、ワークコイルＬへ供給される電磁エネルギー
は小さくなり出力は低下する。このとき発振周波数は上
昇する。他方上記時間Ｔａを長く設定すると、ワークコ
イルＬへ供給される電磁エネルギーは大きくなり出力は
増大する。このとき発振周波数は低下する。この出力レ
ベルは出力表示回路１９により表示される。すなわち、
出力が徐々に上昇していくと、カレントトランスＣＴの
出力信号ｘもこれに比例して上昇する。この電圧信号Ｘ
は交流信号であるからダイオードＤ８およびコンデンサ
Ｃｌｌにより整流、平滑され、次段のツェナーダイオー
ドＺＤ２に印加される。上記整流平滑された信号がツェ
ナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧以上になるとこの
ツェナーダイオード小．を通して、まず抵抗Ｒ３７およ
び発光ダイオードＬＥＤｌに電流が流れこの発光ダイオ
ードＬＥＤｌを点灯する。さらに出力電圧が上昇すると
、次段のツェナーダイオード２１）３のツェナー電圧を
越え、抵抗Ｒ３８発光ダイオードＬＥＤ２に通電され、
この２番目の発光ダイオードＬＥＤ２が点灯する。斯様
にして出力上昇に伴い３番目の発光ダイオードＬＥＤ３
、４番目の発光ダイオードＬＥＤ４と点灯していき、最
大出力「強」の状態では全部の発光ダイオードＬＥＤｌ
，ＬＥＤ２・・・・・・ＬＥＤ５が点灯する。温度・出
力調節回路１５は出力制御状態にあつてはスイッチＳ１
〜Ｓ４が端子３に設定されているため、差動増幅器卯の
負電位入力端子はスイッチＳ１、抵抗Ｒ３。を介して接
地されている。それ故差動増幅器０ｐの出力は常にＨレ
ベルとなり、このままでは加熱温度は無制限に上昇する
と考えられる。しかしながら、この状態で鍋５が加熱さ
れサーミスタｎの温度が上昇していくと、その抵抗値は
低下し、サーミスタＴｈ、スイッチＳ１、抵抗Ｒ３。に
て分割されるスイッチＳ１の共通端子０点の電圧は上昇
する。したがつてこの電圧が差動増幅器０ｐの正電位入
力端４側への入力信号より大きくなると、この差動増幅
器０ｐ出力はＬレベルに変り、ナンドゲートＮＡＮＤｌ
を閉鎖するから、起動パルスＣの発生は停止し、インバ
ータ発振は停止される。それ故無制限に加熱温度が上昇
することはなく、抵抗Ｒ３２を適当に選ぶことにより加
熱上限温度を適当に設定しておけは、安全装置としての
役割をもたせることができる。（２）過負荷鍋が置かれ
た場合 一般に誘導加熱調理器にあつては、負荷となる鍋は鉄系
の磁性体鍋等その材種および大きさが制限されるが、実
際の使用に際しては、加熱に不適な鍋をトッププレート
４上に置くこともある。

例えばＳＵＳ３Ｏ４と表示される１８−８ステンレス（
クロム１８％、ニッケル８％を含む）製鍋を加熱した場
合、その抵抗が小さいため過大な電流が流れる。この過
大電流によりブレーカが遮断されたり或は回路素子を破
壊するという危険が生じる。本発明にあつては、このよ
うな不適当な負荷加熱による過大電流の発生成はその他
の偶発的な原因による突入電流の発生を検知して、装置
の安全化が図られている。すなわちいまワークコイルＬ
に正常な負荷電流以上の過大電流が流れたとすると、こ
の過大電流はカレントトランスＣＴ両端の電圧ｘに変換
され、この電圧ｘは、過負荷検知回路１１内の分圧抵抗
Ｒｌ８，Ｒ２２にて分圧され、抵抗Ｒ２２に加わる電圧
がインバータＩＮ■７に入力される。通常はこの分圧電
圧がインバータＩＮＶ７の閾値を越えることはないが、
過大電流発生時にあつては、カレントトランスＣＴ検知
電圧Ｘはこれに比例して上昇するから、インバータＩＮ
Ｖ７の閾値電圧以上となる。これにより、インバータＩ
ＮＶ７出力は、Ｌレベルに変りフリップフロップＦＦｌ
のナンドゲートＮＡＮＤ２の出力はＬレベルからＨレベ
ルにかわる。これ故このＨレベル信号はトランジスタ９
を導通し、ＺＯ点接地間合成抵抗に新たに抵抗Ｒ２ｌが
並列に加わることとなり、その合成抵抗値は下降する。
これによりこの合成抵抗とコンデンサＣ７の時定数は小
さくなり、スイッチングトランジスタＧＴＲの導通時間
Ｔａは短かくなり、出力は減少する。第７図はカレント
トランスＣＴ両端間電圧Ｘの波形を示し交流周波数信号
に２０〜４０ＫＨｚの交番電圧信号が含まれた波形とな
る。ここで波形Ｘは、上記過負荷検知回路１１を付加し
ない場合波形Ｘ″は、過負荷検知回路１１を動作させた
場合をそれぞれ示し、期間Ｔで示す商用交流周波数の半
周期内において、約２０〜４０ＫＨｚの周波数で発振を
繰返している。波形Ｘ″に示す時刻Ｔａにて過負荷検知
回路１１が動作し、発振周波数を上昇して出力を低下さ
せると、電圧Ｘ″は急低下することが判る。これにより
負荷への入力電流が過大になることを防止でき、各回路
素子の保護が図れる。特にこの電圧Ｘ″とスイッチング
トランジスタＧＴＲのコレクタ●エミッタ間電圧ＶｃＯ
は比例関係にあるから、このトランジスタＧＴＲの保護
が図れることは有意義である。

なおフリップフロップＦＦｌのナンドゲートＮＡＮＤ３
の入力端には、起動回路６のトランジスタＱ２のコレク
タ電位信号Ｄが入力されるから、交流周波数信号半波の
初期（第７図波形Ｘ″の時刻Ｔｂ）にてこのフリップフ
ロップ下Ｆ１はリセットされ、トランジスタＱ５はオフ
状態となる。

したがつてその後再び過負荷検知回路１１は停止して、
通常の発振駆動がなされ、なお鍋５が過負荷鍋であれば
、カレントトランスＣＴにて過大電流が検知され、前述
と同様に過負荷検知回路１１がはたらいて出力を低下さ
せる。かかる動作が交流周波数の半波ごとになされ、鍋
が取り換えられ適正な負荷に変ると、その後は過負荷検
知回路１１は動作せず正常な加熱動作が続けられる。３
）加熱動作中に鍋がトッププレート上から取り去られた
場合トッププレート４上に適正な鍋５が置かれ加熱動作
が実行中にあるとき、鍋５を取り去ると、インバータの
発振はそのまま続けられ、電力が無駄に消費されること
となる。

それ故このような事態が生じたとき、インバータの発振
を停止してやることが望ましい。本実施例はかかる処置
を施したものである。すなわち加熱動作中に鍋５が取り
去られるとインバータを構成するワークコイルＬと共振
コンデンサＣ１の共振による減衰振動が長くなり商用周
波数信号の半波のＯ■付近でも発振が持続することとな
る。これを第５図波形Ｘに示す。図中Ｐ１は正常な負荷
が載つている場合、Ｐ２は無負荷状態におけるそれぞれ
の発振状態を示し、負荷があるときは発振は停止してお
り、負荷がなくなると発振が持続する。これらの差は、
無負荷検知回路１２によつて検知される。その動作を第
４図および第５図に基いて説明すると、期間Ｔｌにおい
て鍋５を取り去ると、波形ｘのＰ２点に示す如くインバ
ータの発振は持続している。

それ故、続く期間Ｔｉ＋１にてナンドゲートＮＡＮＤ４
の出力Ｋは信号Ａがこのゲートの閾値電圧■Ｔｈ以上と
なる期間に上記発振々動が通過しＬレベルに変る。この
Ｌレベル信号によりフリップフロップＦＦ３は反転しナ
ンドゲートＮＡＮＤ９の出力ＬはＬレベルに変る。この
信号Ｌ（７）ＬレベルはＹ点に加えられてインバータＩ
ＮＶ３入力をＬレベルに保持するから、トランジスタＯ
およびインバータＩＮＶ２を介して加えられる自励発振
信号Ｘは、ここで遮断さ．れ自励発振は行なわれない。
したがつて期間Ｔｉ＋１においては最初の起動パルスの
みによる減衰振動が生じることになる。この減衰振動は
負荷がないことから比較的大きく、カウンタＣＮＴへ入
力するパルスは３発以上となる。力．ウンタＣＮＴは入
力パルスが６発に達すると出力Ｑ６にＨレベル信号を発
し、この信号はインバータＩＮＶ８にて反転されて信号
Ｈとなり、ナンドゲートＮＡＮＤ６に入力される。これ
によりナンドゲートＮＡＮＤ５の出力信号１は６発のパ
ル・スが発せられる期間のみＨレベルとなる。一方ナン
ドゲートＮＡＮＤ７の入力には上記信号１と、信号Ａが
加えられるからその出力波形はＪに示す如くＨレベルを
保つたままであり、次段のナンドゲートＮＡＮＤ９の出
力Ｌは変化しない。それ故自励発振は行なわれず加熱動
作は実行されない。このようにして鍋５をトッププレー
ト４上から取り去つた場合には自動的に発振が停止し、
加熱動作がなされなくなるのである。次にこのような状
態にある装置に適性な鍋５を置いた場合について説明す
る。

第５図に示す期間Ｔｊにおいて鍋５が置かれると、続く
期間Ｔｊ＋１ではなお起動パルスＣによる減衰振動のみ
が生じる。しかしながら、この減衰振動は鍋の存在によ
り小さくなるから、カウンタＣＮＴで計数されるパルス
数は２発程度にすぎない。それ故カウンタＣＮＴからは
Ｈレベル信号は出力されずナンドゲートＮＡＮＤ５の出
力１は信号ＢによつてＨレベルに変つた状態で保持され
る。そして続く期間Ｔｇ＋２の初期においてパルス信号
Ａが発生するとナンドゲートＮＡＮＤ７の出力ＪはＬレ
ベルに変りフリップフロップＦＦ３を反転させナンドゲ
ートＮＡＮＤ９の出力ＬをＨレベルに変える。これによ
り出力制御回路９の自励発振禁止は解除され、正常な発
振動作が実行される。さて調理器が加熱動作状態にあり
、かつトッププレート４上に置かれた物体が例えばナイ
フ、フォーク等の不適性な小物負荷である場合、これを
検知して加熱動作を停止することが必要である。

本発明では、これを上述した負荷検知回路１３により達
成している。すなわち上記小物負荷が載置された状態で
は、減衰振動により生じて一定値以上のパルスは６発以
上となるから、既述の如き鍋を取り去つた場合と同様の
動作て発振動作は停止する。それ故電源をオンとした状
態で、トッププレート４上に上記小物負荷を置いたとし
ても、これが加熱されることはなく、したがつて加熱さ
れたナイフ等に誤まつて触れて火傷を負う危険もない。
次に出力遅延回路１０について説明する。

電源スイッチＳｐｗをオンとしたとき、フリップフロッ
プＦＦ３のナンドゲートＮＡＮＤ９の出力Ｌは、Ｈレベ
ル若しくはＬレベルの何れかにある。信号ＬがＨレベル
にある場合、インバータは発振状態から始まり適性負荷
であれば正常に発振し、また無負荷若しくは小物負荷で
あれば無負荷検知回路１２が動作してナンドゲートＮＡ
ＮＤ８の入力にＬレベル信号が加わりそれ故ナンドゲー
トＮＡＮＤ９の出力はＬレベルに変り、インバータの発
振を禁止する。他方ナンドゲートＮＡＮＤ９出力信号Ｌ
がＬレベルにある場合、無負荷若しくは小物負荷を検知
したときと同様の状態から始まり、適性負荷が置かれて
いれは負荷検知回路１３が動作してナンドゲートＮＡＮ
Ｄ９のＬレベル信号が入力し、その出力はＨレベルとな
りインバータは発振を開始する。ところが出力を周波数
制御によつて行なう本発明実施例にあつては、出力を「
強」の位置に設定した場合、小物負荷を置くと商用交流
周波数信号の０Ｖ付近で発振が生じず、恰かも適性負荷
が置かれたかの如き状態になることが確認された。それ
故この状態では、発振は停止せず、小物負荷が加熱され
てしまう危険が生じる。上記出力遅延回路１０はかかる
問題を解決したものである。すなわち本実施例調理器で
は、共振周波数を出力「強」のときに合わせているので
、ワークコイルＬ１負荷による容量および共振コンデン
サＣ１の抵抗分は出力「強」のとき最も少なく、他方出
力「弱」のとき最大となる。すなわち出力「強」のとき
負荷は重く、出力「弱」のとき負荷は最も軽くなるので
ある。そして負荷が軽くなると無負荷時の発振状態と同
様に交流周波数信号の０Ｖ付近にて発振が持続すること
となりこの発振動作を無負荷検知回路１２にて検知すれ
ば小物負荷の判別が可能である。次にその動作を説明す
る。

いま電源スイッチＳｐｗをオンとするとコンデンサＣ７
と抵抗Ｒｌ６およびトランジスタＯのベース●エミッタ
間抵抗の時定数によりコンデンサＣ７が充電され、トラ
ンジスタＱ４のベース・エミッタ間に所定値以上の電圧
が加わるため初期の一定時間（約１ｓｅｃ）のみトラン
ジスタＱ４は導通状態となる。このトランジスタ９の導
通によりＺＯ点一接地間抵抗に抵抗Ｒｌ６が新たに並列
に接続されることとなりこの間の合成抵抗は減少する。
すなわちインバータの発振周波数は上昇し、出力は「弱
」の状態となるのである。この出力「弱」の状態では交
流周波数信号の０■付近で発振が持続するから、出力「
強」のとき検知されなかつた小物負荷は確実に検知され
ることとなる。以上の説明から明らかなように本発明誘
導加熱調理器は、過負荷検知手段を設け、過大電流が流
れ易いステンレス鋼を用いたとき、この過大電流を検知
して出力を低下させたものであるから、爾後過大電流の
発生は防止され入力電流は常に一定レベル以下に制限す
ることができる。

これにより、過大電流に起因するブレーカの遮断や、電
気部品の破壊は防止される。特にインバータを構成する
スイッチング素子の保護が可能となり、調理器の信頼性
、高寿命化に寄与する効果は大きい。さらに本発明によ
れば、出力が「強」の位置に設定された状態で電源を投
入した場合であつても一旦出力を下げ小物負荷検知回路
が作動する状態とし、小物負荷であれば確実にこれを検
知することができる構成としたから、出力「強」の状態
で誤まつて小物負荷を加熱する惧れはない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例回路図、第２図
は同実施例調理器の斜視図、第３図ないし第７図は同実
施例動作を説明するための信号波形図である。 ３・・・・・・駆動回路、８・・・・・・起動回路、９
・・・・・・出力制御回路、１０・・・・・・出力遅延
回路、１１・・・・・・過負荷検知回路、１２・・・・
・・無負荷検知回路、１３・・負荷検知回路、１５・・
・・・・温度・出力調節回路、１９・・・・・・出力表
示回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 脈流電源と、該脈流電源間に接続されワークコイル
   および発振駆動用スイッチング素子を含むインバータと
   、上記脈流電源と同一周期の起動信号を発生する起動手
   段と、この起動信号が入力され任意の時間幅をもつ駆動
   信号を上記スイッチング素子に加えこれを導通する出力
   制御手段と、上記ワークコイルに近接配置された負荷へ
   の入力を検知する入力検知手段と、該入力検知手段から
   の信号により上記出力制御手段を駆動し上記インバータ
   を自励発振させる誘導加熱調理器であつて、上記入力検
   知手段からの信号を入力し、該信号が一定レベル以上と
   なつたとき作動し、上記出力制御手段より出力される自
   励発振信号の周波数を増加させる過負荷検知手段を備え
   たことを特徴とする誘導加熱調理器。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の誘導加熱調理器におい
   て、出力制御手段は駆動信号の時間幅を決定する時定数
   回路を含み、かつ過負荷検知手段は上記時定数回路の時
   定数を低下させる手段を含むことを特徴とする誘導加熱
   調理器。 ３ 脈流電源と、該脈流電源間に接続されたワークコイ
   ルおよび発振駆動用スイッチング素子を含むインバータ
   と、上記脈流電源と同一周期の起動信号を発生する起動
   手段と、上記起動信号が入力され任意の時間幅をもつ駆
   動信号を上記スイッチング素子に加えこれを導通する出
   力制御手段と、上記ワークコイルに近接配置された負荷
   への入力を検知する入力検知手段と、該入力検知手段か
   らの信号により上記出力制御手段を駆動し上記インバー
   タを自励発振させる誘導加熱調理器であつて、電源投入
   直後に一定時間のみ作動し、上記出力制御手段より出力
   される自励発振信号の周波数を増加させる出力遅延手段
   を備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。 ４ 特許請求の範囲第３項記載の誘導加熱調理器におい
   て、出力制御手段は駆動信号の時間幅を決定する時定数
   回路を含み、かつ出力遅延手段は上記時定数回路の時定
   数を低下させる手段を含むことを特徴とする誘導加熱調
   理器。