JPS6046798B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
- Publication number
- JPS6046798B2 JPS6046798B2 JP8564079A JP8564079A JPS6046798B2 JP S6046798 B2 JPS6046798 B2 JP S6046798B2 JP 8564079 A JP8564079 A JP 8564079A JP 8564079 A JP8564079 A JP 8564079A JP S6046798 B2 JPS6046798 B2 JP S6046798B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- inverter
- input
- induction heating
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導加熱調理器に関する。
誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流とし、
或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に変換し、この
直流電源によりインバータ回路を、約20〜40KHz
程度の高周波数にて発振させこれにより発生する高周波
交番電流をワークコイルに加えて磁界を発生させこの磁
界をワークコイルに近接して配置した鉄系金属よりなる
調理鍋に加えてこれを誘導加熱するものである。
或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に変換し、この
直流電源によりインバータ回路を、約20〜40KHz
程度の高周波数にて発振させこれにより発生する高周波
交番電流をワークコイルに加えて磁界を発生させこの磁
界をワークコイルに近接して配置した鉄系金属よりなる
調理鍋に加えてこれを誘導加熱するものである。
この種誘導加熱調理器は、鍋の材質に応じて入力電圧が
異なり、通常鉄鍋を使用したとき適性な入力電圧が得ら
れるよう設計されている。
異なり、通常鉄鍋を使用したとき適性な入力電圧が得ら
れるよう設計されている。
それ故例えば特殊なステンレス鋼等負荷が重いものを用
いると、その抵抗が小さいために過大な電流が流れ、ブ
レーカを遮断したり或は回路素子を破壊するという問題
が生じる。本発明はこのような過負荷による過大電流の
発生成は、偶発的な突入電流の発生を検知して出力を低
下させ上述のような問題を解決したものである。
いると、その抵抗が小さいために過大な電流が流れ、ブ
レーカを遮断したり或は回路素子を破壊するという問題
が生じる。本発明はこのような過負荷による過大電流の
発生成は、偶発的な突入電流の発生を検知して出力を低
下させ上述のような問題を解決したものである。
また周波数制御によつて出力調節を行なう方式の誘導加
熱調理器にあつては、出力「強」の状態で電源を投入す
ると、トッププレート上に小物負荷が載置されている場
合にも発振が開始され加熱動作してしまうことかある。
熱調理器にあつては、出力「強」の状態で電源を投入す
ると、トッププレート上に小物負荷が載置されている場
合にも発振が開始され加熱動作してしまうことかある。
本発明はかかる点に鑑み電源投入直後は、出力[強」の
状態に設定されていても、その出力を低下させ、小物負
荷検知回路が動作する構成としたものてある。以下本発
明実施例を図を参照して説明する。
状態に設定されていても、その出力を低下させ、小物負
荷検知回路が動作する構成としたものてある。以下本発
明実施例を図を参照して説明する。
第1図において1は商用交流電源、S,ぃは電源スイッ
チ、2は4個のダイオード(図示せず)をブリッジ接続
してなる整流回路、CHはチョークコイル、COはチョ
ークコイルCHを介して整流回路2に接続されたコンデ
ンサで、商用交流周波数(50/60Hz)に対しては
インピーダンスが高くかつ高周波に対してはインピーダ
ンスが低い10μF程度の小容量の高周波バイパスコン
デンサが使用される。したがつてコンデンサC。とチョ
ークコイルCHの接続点には、0〜140V間で振動す
る脈流信号■C1(第3図)が得られる。Lは一端側を
チョークコイルCHを介して整流回路2の正極側に接続
されたワークコイル、GTRはスイッチング素子例えば
スイッチングトランジスタで、コレクタをワークコイル
L接端に、エミッタを整流回路2の負極側に、またベー
スを後述する駆動回路3に接続されている。このスイッ
チングトランジスタGTRとしては本実施例で使用する
大容量のジヤイアントトランジスタ或はゲート●ターン
オフ・サイリスタGTO等が使用できる。また上記ワー
クコイルLは渦巻状に巻回されており、これに近接して
セラミック板等の絶縁性トッププレート4が配置されさ
らにこのトッププレート4上には鉄系金属よりなる調理
鍋5が載置される。したがつてワークコイルLにて発生
する高周波交番磁界はトッププレート4を透過して鍋5
に加えらlれる。C1はスイッチングトランジスタGT
Rと並列に接続された共振コンデンサ、D1はスイッチ
ングトランジスタGTRと逆並列に接続されたダイオー
ドである。これらの各部分によりインバータ回路が構成
される。CTはワークコイルLとダイオードD1間の線
路に巻かれたカレントトランスで、出力端子Xに入力電
圧に比例した電圧Xを出力する。6は制御電源で、電源
スイッチSpwを介して交流電源1が供給され、それぞ
れ所定の値をもつ直流電圧■CO2,VDDおよび脈流
信号VCC3を出力する。
チ、2は4個のダイオード(図示せず)をブリッジ接続
してなる整流回路、CHはチョークコイル、COはチョ
ークコイルCHを介して整流回路2に接続されたコンデ
ンサで、商用交流周波数(50/60Hz)に対しては
インピーダンスが高くかつ高周波に対してはインピーダ
ンスが低い10μF程度の小容量の高周波バイパスコン
デンサが使用される。したがつてコンデンサC。とチョ
ークコイルCHの接続点には、0〜140V間で振動す
る脈流信号■C1(第3図)が得られる。Lは一端側を
チョークコイルCHを介して整流回路2の正極側に接続
されたワークコイル、GTRはスイッチング素子例えば
スイッチングトランジスタで、コレクタをワークコイル
L接端に、エミッタを整流回路2の負極側に、またベー
スを後述する駆動回路3に接続されている。このスイッ
チングトランジスタGTRとしては本実施例で使用する
大容量のジヤイアントトランジスタ或はゲート●ターン
オフ・サイリスタGTO等が使用できる。また上記ワー
クコイルLは渦巻状に巻回されており、これに近接して
セラミック板等の絶縁性トッププレート4が配置されさ
らにこのトッププレート4上には鉄系金属よりなる調理
鍋5が載置される。したがつてワークコイルLにて発生
する高周波交番磁界はトッププレート4を透過して鍋5
に加えらlれる。C1はスイッチングトランジスタGT
Rと並列に接続された共振コンデンサ、D1はスイッチ
ングトランジスタGTRと逆並列に接続されたダイオー
ドである。これらの各部分によりインバータ回路が構成
される。CTはワークコイルLとダイオードD1間の線
路に巻かれたカレントトランスで、出力端子Xに入力電
圧に比例した電圧Xを出力する。6は制御電源で、電源
スイッチSpwを介して交流電源1が供給され、それぞ
れ所定の値をもつ直流電圧■CO2,VDDおよび脈流
信号VCC3を出力する。
ここで直流電圧VO。2は、約24Vであり、駆動回路
3の駆動用電源として利用される。
3の駆動用電源として利用される。
また直流電圧■DDは制御電源6内の定電圧回路7によ
り約13Vの値をもつ安定な直流電圧とされ、後述する
各回路の駆動用電源として利用される。さらに脈流信号
VcC3は0〜40Vの振幅幅をもち、起動回路8に加
えられる。起動回路8は駆動電源として電圧■DDを、
また信号として脈流信号VCO3を入力してインバータ
回路を起動する起動信号を出力するものてある。
り約13Vの値をもつ安定な直流電圧とされ、後述する
各回路の駆動用電源として利用される。さらに脈流信号
VcC3は0〜40Vの振幅幅をもち、起動回路8に加
えられる。起動回路8は駆動電源として電圧■DDを、
また信号として脈流信号VCO3を入力してインバータ
回路を起動する起動信号を出力するものてある。
該回路8について説明すると、VRlは一端を電源■D
Oに他端をコンデンサC2の一端に接続された可変抵抗
、Q1は電源■DDがアノードにまた可変抵抗VRl、
コンデンサC2接続点電位がゲートに加えられるSCR
で、そのカソードは接地されている。Rl,C3はSC
RQlのアノード・カソード間に並列に介挿された抵抗
およびコンデンサで、電源投入時に生じる可能性のある
突入電流等ノイズを吸収するものである。NANDlは
SCRQlのアノード電位が抵抗R2を介して得られる
信号Aが一端に加えられるナンドゲートで、ゲート開放
時信号Aがこのゲートの閾値電圧Vth以上となつたと
き導通する。Q2はナンドゲートNANDlの出力がコ
ンデンサC4、抵抗R3を経てそのベースに加えられる
トランジスタでそのコレクタ抵抗R4を介して電源■C
.Oに、またエミッタはは抵抗R5を介して接地されて
いる。C5はトランジスタQ2のコレクタ側に接続され
たコンデンサで、その出力としてパルス信号Bを得る。
INVlはトランジスタQ2のコレクタに接続されコレ
クタ電位を反転するインバータ、D2はインバータIN
Vl出力端に設けられた逆流防止用ダイオードで起動パ
ルスCを出力する。出力信号DはトランジスタQ2のコ
レクタより出力される信号で、信号Bと略同一波形であ
る。9は出力制御回路で、9はカレントトランスCTの
端子Xからの信号Xが抵抗R7を介してそのベースに加
えられるトランジスタで、そのコレクタは抵抗R8を介
して電源■。
Oに他端をコンデンサC2の一端に接続された可変抵抗
、Q1は電源■DDがアノードにまた可変抵抗VRl、
コンデンサC2接続点電位がゲートに加えられるSCR
で、そのカソードは接地されている。Rl,C3はSC
RQlのアノード・カソード間に並列に介挿された抵抗
およびコンデンサで、電源投入時に生じる可能性のある
突入電流等ノイズを吸収するものである。NANDlは
SCRQlのアノード電位が抵抗R2を介して得られる
信号Aが一端に加えられるナンドゲートで、ゲート開放
時信号Aがこのゲートの閾値電圧Vth以上となつたと
き導通する。Q2はナンドゲートNANDlの出力がコ
ンデンサC4、抵抗R3を経てそのベースに加えられる
トランジスタでそのコレクタ抵抗R4を介して電源■C
.Oに、またエミッタはは抵抗R5を介して接地されて
いる。C5はトランジスタQ2のコレクタ側に接続され
たコンデンサで、その出力としてパルス信号Bを得る。
INVlはトランジスタQ2のコレクタに接続されコレ
クタ電位を反転するインバータ、D2はインバータIN
Vl出力端に設けられた逆流防止用ダイオードで起動パ
ルスCを出力する。出力信号DはトランジスタQ2のコ
レクタより出力される信号で、信号Bと略同一波形であ
る。9は出力制御回路で、9はカレントトランスCTの
端子Xからの信号Xが抵抗R7を介してそのベースに加
えられるトランジスタで、そのコレクタは抵抗R8を介
して電源■。
oにまたインバータINV2の入力端に接続されそのエ
ミッタは接地されている。D3はトランジスタQ3のベ
ース・エミッタ間に接続され入力信号Xを半波整流する
ダイオード、INV3は上記インバータINV2の出力
か抵抗R9,RlOを介して加えられるインバータで、
その入力端は起動回路8のダイオードD2のカソードに
接続され起動信号Cが加えられる。C6は抵抗R9,R
lO間接続点(以後Y点という)アース間に設けられた
コンデンサ、IN■4はインバータINV3の出力が入
力されるインバータで、上記インバータINV3ととも
にシユミツト回路を構成している。Rllは、インバー
タIN■3の入力端とインバータINV4の出力端との
間に介挿された抵抗でインバータのスイッチング速度を
速くするものである。C7,Rl。,D4はコンデンサ
、抵抗およびダイオードでインバータINV4の出力端
とアースとの間に接続されている。上記コンデンサC7
、抵抗Rl2接続点(以後ZOという)電位は抵抗Rl
3を介してインバータIN■,に入力され、さらにこの
インバータINV5の出力は他のインバータIN■6に
加えられる。これら2個のインバータINV5,INV
6はシユミツト回路を構成している。Rl4はへ■5の
入力端とインバータINV6の出力端の間に介挿された
抵抗である。インバータ1NV6の出力は、抵抗Rl5
を介して駆動回路3へ加えられる。なおこの駆動回路3
は上記インバータINV6からの出力信号をトランジス
タ或はトランス(図示せず)にて増幅し、これをスイッ
チングトランジスタGTRのベースに加えられるもので
、この起動信号が正信号のときスイッチングトランジス
タGTRをターンオンし、他方負信号のときターンオフ
するより構成されている。かかる増幅回路よりなる駆動
回路3は、上述の如く周知の回路構成で実現できるから
その詳細は省略する。10は出力遅延回路で、C7は一
端に電源■DDが加えられるコンデンサ、Q4はこのコ
ンデンサC7の他端に抵抗Rl6を介してそのベースが
接続されるトランジスタで、このトランジスタQ4のコ
レクタは抵抗Rl7を介して抵拍只,3のZO点に、ま
たエミッタは接地されている。
ミッタは接地されている。D3はトランジスタQ3のベ
ース・エミッタ間に接続され入力信号Xを半波整流する
ダイオード、INV3は上記インバータINV2の出力
か抵抗R9,RlOを介して加えられるインバータで、
その入力端は起動回路8のダイオードD2のカソードに
接続され起動信号Cが加えられる。C6は抵抗R9,R
lO間接続点(以後Y点という)アース間に設けられた
コンデンサ、IN■4はインバータINV3の出力が入
力されるインバータで、上記インバータINV3ととも
にシユミツト回路を構成している。Rllは、インバー
タIN■3の入力端とインバータINV4の出力端との
間に介挿された抵抗でインバータのスイッチング速度を
速くするものである。C7,Rl。,D4はコンデンサ
、抵抗およびダイオードでインバータINV4の出力端
とアースとの間に接続されている。上記コンデンサC7
、抵抗Rl2接続点(以後ZOという)電位は抵抗Rl
3を介してインバータIN■,に入力され、さらにこの
インバータINV5の出力は他のインバータIN■6に
加えられる。これら2個のインバータINV5,INV
6はシユミツト回路を構成している。Rl4はへ■5の
入力端とインバータINV6の出力端の間に介挿された
抵抗である。インバータ1NV6の出力は、抵抗Rl5
を介して駆動回路3へ加えられる。なおこの駆動回路3
は上記インバータINV6からの出力信号をトランジス
タ或はトランス(図示せず)にて増幅し、これをスイッ
チングトランジスタGTRのベースに加えられるもので
、この起動信号が正信号のときスイッチングトランジス
タGTRをターンオンし、他方負信号のときターンオフ
するより構成されている。かかる増幅回路よりなる駆動
回路3は、上述の如く周知の回路構成で実現できるから
その詳細は省略する。10は出力遅延回路で、C7は一
端に電源■DDが加えられるコンデンサ、Q4はこのコ
ンデンサC7の他端に抵抗Rl6を介してそのベースが
接続されるトランジスタで、このトランジスタQ4のコ
レクタは抵抗Rl7を介して抵拍只,3のZO点に、ま
たエミッタは接地されている。
D5はトランジスタQ4のベース・エミッタ間に接続さ
れたダイオードでコンデンサC7の充電電荷を放電する
ものてある。この出力遅延回路10の意義及び動作につ
いては後述する。11は過負荷検知回路で、鍋5の材料
の違いによる過大人力や、偶発的な突入電流の発生によ
る電気部品の破損から装置を保護するものである。
れたダイオードでコンデンサC7の充電電荷を放電する
ものてある。この出力遅延回路10の意義及び動作につ
いては後述する。11は過負荷検知回路で、鍋5の材料
の違いによる過大人力や、偶発的な突入電流の発生によ
る電気部品の破損から装置を保護するものである。
図中1NV7はカレントトランスCT出力端の信号Xを
抵抗Rl8を介して入力するインバータFFlは2個の
ナンドゲートNAND2,NAND3よりなるフリップ
フロップでインバータINV7の出力はナンドゲートN
AND2の一人力に加えられ、また他方のナンドゲート
NAND3の一人力には起動回路8のトランジスタQ2
のコレクタ電位信号Dが加えられリセットされる。qは
フリップフロップFFlのナンドゲートNAND2の出
力が抵抗Rl9を介してそのベースに入力されるトラン
ジスタで、コレクタは抵抗R2Oを介して抵萌Bl3の
ZO点にまたエミッタは抵抗R2lを介して接地されて
いる。R22,D9jはインバータINV7の入力端と
アースとの間に並列に介挿された抵抗およびダイオード
で、カレントトランスCT出力信号xを抵抗Rl8とと
もに分圧し半波整流するものである。12は無負荷検知
回路でトッププレート4上に・載置されていた鍋5を取
り去つたときこれを検知するものてある。
抵抗Rl8を介して入力するインバータFFlは2個の
ナンドゲートNAND2,NAND3よりなるフリップ
フロップでインバータINV7の出力はナンドゲートN
AND2の一人力に加えられ、また他方のナンドゲート
NAND3の一人力には起動回路8のトランジスタQ2
のコレクタ電位信号Dが加えられリセットされる。qは
フリップフロップFFlのナンドゲートNAND2の出
力が抵抗Rl9を介してそのベースに入力されるトラン
ジスタで、コレクタは抵抗R2Oを介して抵萌Bl3の
ZO点にまたエミッタは抵抗R2lを介して接地されて
いる。R22,D9jはインバータINV7の入力端と
アースとの間に並列に介挿された抵抗およびダイオード
で、カレントトランスCT出力信号xを抵抗Rl8とと
もに分圧し半波整流するものである。12は無負荷検知
回路でトッププレート4上に・載置されていた鍋5を取
り去つたときこれを検知するものてある。
ナンドゲートN,AND4の一人力端には抵拍只.の出
力端より信号Aが、また他の入力端には抵抗R23,R
24を介して分圧されたカレントトランスCTの検知出
力信号Xが入力されノる。この信号xの分圧信号は同時
にカウンタCNTのクロック入力端CKに接続されてい
る。小,は抵抗R24と並列接続されたツェナーダイオ
ードでナンドゲートNAND4を保護するものてある。
13はトッププレート4上に鍋5を載置したときこれを
検知する負荷検知回路で、上記カウンタCNTを有して
いる。
力端より信号Aが、また他の入力端には抵抗R23,R
24を介して分圧されたカレントトランスCTの検知出
力信号Xが入力されノる。この信号xの分圧信号は同時
にカウンタCNTのクロック入力端CKに接続されてい
る。小,は抵抗R24と並列接続されたツェナーダイオ
ードでナンドゲートNAND4を保護するものてある。
13はトッププレート4上に鍋5を載置したときこれを
検知する負荷検知回路で、上記カウンタCNTを有して
いる。
このカウンタCNTは1@の出力端子をもちクロックパ
ルスを計数してそれぞれ対応出力端子より信号を発する
いわゆるジヨンソンカウンタとして知られるものである
。本実施例ては上記出力端子のうち第6出力端子Q6す
なわち6発のクロックパルスが計数されたとき信号を出
力する端子が使用される。それ故このカウンタCNTは
信号Xのパルスのうち一定値以上の値をもつパルスを計
数し、このパルス数が6個になつたとき出力Q6を発生
する。この数値[6」は負荷の存在と、無負荷若しくは
小物負荷の存在の判定基準となるもので6個以上のとき
負荷なしと判定され、また5個以下のとき負荷ありと判
定される。なお上記カウンタCNTの端子CLは、クリ
ア信号入力端子で、起動回路8から信号Aが加えられて
、交流信号の半周期ごとにクリアされる。FF2はナン
ドゲートNAND5,NAND6よりなるフリップフロ
ップで、ナンドゲートNAND5の一人力端には、起動
回路8より信号Bが加えられ、またナンドゲートNAN
D6の一人力端にはカウンタCNTの出力信号がインバ
ータINV8を介して加えられる。ナンドゲートNAN
D7はSCRQlからの信号AおよびナンドゲートNA
ND5の出力信号1を2入力とし出力Jを得る。FF3
は、ナンドゲートN.AND8,NAND9よりなるフ
リップフロップで、上記ナンドゲートNAND4の出力
信号KをナンドゲートNAND8の一人力端に、またナ
ンドゲートN.AND7の出力信号JをナンドゲートN
AND9の一.入力端にそれぞれ入力し、ナンドゲート
NAND9の出力より信号Lを得る。この信号Lは、逆
流防止用ダイオードD7を介してインバータINV3の
入力側Y点に入力される。R25,D6はナンドゲート
NAND5の出力端とナンドゲートNAND7の入力端
.間に介挿された抵抗およびダイオードで、ナンドゲー
トNAND4出力KがLレベルとなつたとき、ナンドゲ
ートNAND9の入力側をLレベルとし、フリップフロ
ップFF3の2入力がともにLレベルになるのを防ぐも
のである。14は前述の無負荷検知回路12および負荷
検知回路13の機能を停止する動作解除回路て、ナンド
ゲートNAND9の一人力端とアースとの間に常開スイ
ッチS。
ルスを計数してそれぞれ対応出力端子より信号を発する
いわゆるジヨンソンカウンタとして知られるものである
。本実施例ては上記出力端子のうち第6出力端子Q6す
なわち6発のクロックパルスが計数されたとき信号を出
力する端子が使用される。それ故このカウンタCNTは
信号Xのパルスのうち一定値以上の値をもつパルスを計
数し、このパルス数が6個になつたとき出力Q6を発生
する。この数値[6」は負荷の存在と、無負荷若しくは
小物負荷の存在の判定基準となるもので6個以上のとき
負荷なしと判定され、また5個以下のとき負荷ありと判
定される。なお上記カウンタCNTの端子CLは、クリ
ア信号入力端子で、起動回路8から信号Aが加えられて
、交流信号の半周期ごとにクリアされる。FF2はナン
ドゲートNAND5,NAND6よりなるフリップフロ
ップで、ナンドゲートNAND5の一人力端には、起動
回路8より信号Bが加えられ、またナンドゲートNAN
D6の一人力端にはカウンタCNTの出力信号がインバ
ータINV8を介して加えられる。ナンドゲートNAN
D7はSCRQlからの信号AおよびナンドゲートNA
ND5の出力信号1を2入力とし出力Jを得る。FF3
は、ナンドゲートN.AND8,NAND9よりなるフ
リップフロップで、上記ナンドゲートNAND4の出力
信号KをナンドゲートNAND8の一人力端に、またナ
ンドゲートN.AND7の出力信号JをナンドゲートN
AND9の一.入力端にそれぞれ入力し、ナンドゲート
NAND9の出力より信号Lを得る。この信号Lは、逆
流防止用ダイオードD7を介してインバータINV3の
入力側Y点に入力される。R25,D6はナンドゲート
NAND5の出力端とナンドゲートNAND7の入力端
.間に介挿された抵抗およびダイオードで、ナンドゲー
トNAND4出力KがLレベルとなつたとき、ナンドゲ
ートNAND9の入力側をLレベルとし、フリップフロ
ップFF3の2入力がともにLレベルになるのを防ぐも
のである。14は前述の無負荷検知回路12および負荷
検知回路13の機能を停止する動作解除回路て、ナンド
ゲートNAND9の一人力端とアースとの間に常開スイ
ッチS。
および抵抗R26を介挿してなる。このスイッチS。の
操作によりフリップフロップFF3の出力は、H(ハイ
)レベルに固定され加熱動作は負荷の有無に関係なく実
行される。この動作解除回路14は、小物負荷と同程度
の負荷をもつ小型の調理鍋を加熱したい場合等に利用さ
れる。15は温度・出力調節回路で、出カー定状態で調
理鍋の加熱温度を制御する温度調節機能と、出力を所定
の範囲(本実施例では約500Wないし約ノ1350W
の範囲)て調節できる出力調節機能とを有している。
操作によりフリップフロップFF3の出力は、H(ハイ
)レベルに固定され加熱動作は負荷の有無に関係なく実
行される。この動作解除回路14は、小物負荷と同程度
の負荷をもつ小型の調理鍋を加熱したい場合等に利用さ
れる。15は温度・出力調節回路で、出カー定状態で調
理鍋の加熱温度を制御する温度調節機能と、出力を所定
の範囲(本実施例では約500Wないし約ノ1350W
の範囲)て調節できる出力調節機能とを有している。
本例では温度調節は、60℃〜100℃までの低温領域
と、160℃〜200℃まての高温領域に分割している
が、これは一温度領域のみでも、また3以上の温度領域
とすることもてきる。かかる・温度調節機能は、天ぷら
料理等最適調理温度を有するものに利用して有効てある
。他方出力調節機能は、その出力を500Wから135
0Wの範囲で切換えることにより、調理鍋へのエネルギ
ー供給量すなわち他の調理器でいえば火力に相当するも
のを゛調節するものであり、料理途中て出力を変えた方
がよい場合、例えば最初出力を「強」とし、後出力を「
弱」とする方がよい場合等に利用される。また湯を沸か
したい場合は出力「強」とすれは最も早く沸かすことが
てきる。なお温度調節或は出力調節の表示は後述する出
力表示回路にてなされ、温度調節機能がはたらいている
場合、設定温度に達するまては発光ダイオードLEDl
〜LED5が点灯しており、設定温度に達すると消灯す
る。これにより設定温度に達したかどうか判る。また出
力調節機能がはたらいている場合は、出力に応じて所望
の発光ダイオードLEDl〜LED5が点灯することと
なる。図にもどつて構成の説明を続けると、nは電源■
。
と、160℃〜200℃まての高温領域に分割している
が、これは一温度領域のみでも、また3以上の温度領域
とすることもてきる。かかる・温度調節機能は、天ぷら
料理等最適調理温度を有するものに利用して有効てある
。他方出力調節機能は、その出力を500Wから135
0Wの範囲で切換えることにより、調理鍋へのエネルギ
ー供給量すなわち他の調理器でいえば火力に相当するも
のを゛調節するものであり、料理途中て出力を変えた方
がよい場合、例えば最初出力を「強」とし、後出力を「
弱」とする方がよい場合等に利用される。また湯を沸か
したい場合は出力「強」とすれは最も早く沸かすことが
てきる。なお温度調節或は出力調節の表示は後述する出
力表示回路にてなされ、温度調節機能がはたらいている
場合、設定温度に達するまては発光ダイオードLEDl
〜LED5が点灯しており、設定温度に達すると消灯す
る。これにより設定温度に達したかどうか判る。また出
力調節機能がはたらいている場合は、出力に応じて所望
の発光ダイオードLEDl〜LED5が点灯することと
なる。図にもどつて構成の説明を続けると、nは電源■
。
oとアース間にコンデンサC9とともに介挿された感熱
素子で例えば負特性サーミスタが使用される。S1〜S
4は3接点切換スイッチで端子1,2,3上をスライド
接片が移動するものであり、各スイッチはともに連動す
るよう構成されている。ここでスイッチSl,S2は、
温度調節用であつて加熱温度領域の切換えに、スイッチ
S3は温度調節から出力調節への切換えに、またスイッ
チS4は基準レベルの設定に使用される。ここでスイッ
チS1の端子1,2はそれぞれ抵抗R27,R28を介
して電源VC,Dに接続され端子3は抵抗R32を介し
て接地される。スイッチS1の共通端子Cはサーミスタ
nの一端および差動増幅器0pの負電位入力端Oに接続
されている。スイッチS2の端子1,2はそれぞれ抵抗
R29,R(>を介して差動増幅器卯の負電位入力端O
およびサーミスタThの一端に接続されまた端子3は空
位にある。このスイッチS2の共通端子0は可変抵抗V
R2を介して接地されるとともに、スイッチS3の端子
3に接続されている。スイッチS3の端子1,2は共通
の抵抗R3lを介して接地され、共通端子Cは抵抗R2
Oを介してZO点に接続されている。スイッチS4の端
子1は抵抗R33を介して接地され、端子2,3はとも
に空位にあり、また共通端子Cは抵抗R34を介して差
動増幅器0pの正電位入力端に接続される。この正電位
入力端1には、直流電圧VDDが抵抗R35,R36に
より分圧されて基準電圧として入力される。また抵抗R
36にはコンデンサClOが並列に介挿される。0pは
上述の差動増幅器で、正電位入力端1に入力する信号か
負電位入力端θに入力する信号より大きいとき、Hレベ
ル信号を出力し、逆に負電位入力信号が正電位入力信号
より大きいときLレベル信号を出力する。
素子で例えば負特性サーミスタが使用される。S1〜S
4は3接点切換スイッチで端子1,2,3上をスライド
接片が移動するものであり、各スイッチはともに連動す
るよう構成されている。ここでスイッチSl,S2は、
温度調節用であつて加熱温度領域の切換えに、スイッチ
S3は温度調節から出力調節への切換えに、またスイッ
チS4は基準レベルの設定に使用される。ここでスイッ
チS1の端子1,2はそれぞれ抵抗R27,R28を介
して電源VC,Dに接続され端子3は抵抗R32を介し
て接地される。スイッチS1の共通端子Cはサーミスタ
nの一端および差動増幅器0pの負電位入力端Oに接続
されている。スイッチS2の端子1,2はそれぞれ抵抗
R29,R(>を介して差動増幅器卯の負電位入力端O
およびサーミスタThの一端に接続されまた端子3は空
位にある。このスイッチS2の共通端子0は可変抵抗V
R2を介して接地されるとともに、スイッチS3の端子
3に接続されている。スイッチS3の端子1,2は共通
の抵抗R3lを介して接地され、共通端子Cは抵抗R2
Oを介してZO点に接続されている。スイッチS4の端
子1は抵抗R33を介して接地され、端子2,3はとも
に空位にあり、また共通端子Cは抵抗R34を介して差
動増幅器0pの正電位入力端に接続される。この正電位
入力端1には、直流電圧VDDが抵抗R35,R36に
より分圧されて基準電圧として入力される。また抵抗R
36にはコンデンサClOが並列に介挿される。0pは
上述の差動増幅器で、正電位入力端1に入力する信号か
負電位入力端θに入力する信号より大きいとき、Hレベ
ル信号を出力し、逆に負電位入力信号が正電位入力信号
より大きいときLレベル信号を出力する。
この差動増幅器卯の出力は、ナンドゲートNANDlの
一人力端に加えられる。ここで上記各スイッチS1〜S
4の具体的構成について第2図に基いて説明しておく。
18は調理器操作面、16はこの操作面18に設けられ
た切換摘みて、この切換摘み16を上方より下方へ3段
階(図中矢印で示す)に切換えることにより上2段て温
度調節、下段で出力調節が可能となる。
一人力端に加えられる。ここで上記各スイッチS1〜S
4の具体的構成について第2図に基いて説明しておく。
18は調理器操作面、16はこの操作面18に設けられ
た切換摘みて、この切換摘み16を上方より下方へ3段
階(図中矢印で示す)に切換えることにより上2段て温
度調節、下段で出力調節が可能となる。
すなわち、上段にはスイッチS1〜S4の端子1が、中
段には端子2が、さらに下段には端子3がそれぞれ設定
される。そしていまの場合端子1設定状態は60′Cな
いし100゜Cの低温加熱領域、端子2設定状態は16
0゜Cないし200℃の高温加熱領域、端子3設定状態
は出力調節領域に設定されている。LEDl〜LED5
は出力表示をなす発光ダイオードである。
段には端子2が、さらに下段には端子3がそれぞれ設定
される。そしていまの場合端子1設定状態は60′Cな
いし100゜Cの低温加熱領域、端子2設定状態は16
0゜Cないし200℃の高温加熱領域、端子3設定状態
は出力調節領域に設定されている。LEDl〜LED5
は出力表示をなす発光ダイオードである。
例えばいま端子1設定状態にあるとすると、差動増幅器
卯の正電位入力端1に加わる基準電位は、スイッチS4
の端子1に連なる抵抗R33の並列挿入により低いレベ
ルになる。他方負電位入力端Oに加わる比較電圧は、抵
抗R27,R29、サーミスタThおよび可変抵抗■R
2によつて決まりかつ温度上昇によりサーミスタThの
抵抗値は低下することから、比較電圧が基準電圧に達し
差動増幅器0pの出力をLレベルに変えてしまう。それ
故、低温加熱領域での温度調節が可能となる。他方端子
2に切換えた場合は、スイッチS4の端子2は空位にあ
るから、前述の抵抗R33の並列介挿は遮断され、差動
増幅器0pの正電位入力端子1の基準電位を変える。そ
れ故抵抗R28,R3Olサーミスタnおよび可変抵抗
■R2で決まる比較電圧により低温領域と同様に動作し
高温領域ての加熱が可能となる。このようにして設定さ
れた各温度領域においてさらに任意の温度に設定すると
きはスライド摘み17が使用される。このスライド摘み
17は可変抵抗VR2を制御するもので、リニアな温度
制御が可能となる。端子3設定状態は、出力調節を可能
とするもので、その詳細は後述するが、上記同様可変抵
抗■R2の制御により可変調節てきるものである。ここ
で温度調節用スイッチS1および出力調節用スイッチS
3には、その機能上次のような条件が付される。
卯の正電位入力端1に加わる基準電位は、スイッチS4
の端子1に連なる抵抗R33の並列挿入により低いレベ
ルになる。他方負電位入力端Oに加わる比較電圧は、抵
抗R27,R29、サーミスタThおよび可変抵抗■R
2によつて決まりかつ温度上昇によりサーミスタThの
抵抗値は低下することから、比較電圧が基準電圧に達し
差動増幅器0pの出力をLレベルに変えてしまう。それ
故、低温加熱領域での温度調節が可能となる。他方端子
2に切換えた場合は、スイッチS4の端子2は空位にあ
るから、前述の抵抗R33の並列介挿は遮断され、差動
増幅器0pの正電位入力端子1の基準電位を変える。そ
れ故抵抗R28,R3Olサーミスタnおよび可変抵抗
■R2で決まる比較電圧により低温領域と同様に動作し
高温領域ての加熱が可能となる。このようにして設定さ
れた各温度領域においてさらに任意の温度に設定すると
きはスライド摘み17が使用される。このスライド摘み
17は可変抵抗VR2を制御するもので、リニアな温度
制御が可能となる。端子3設定状態は、出力調節を可能
とするもので、その詳細は後述するが、上記同様可変抵
抗■R2の制御により可変調節てきるものである。ここ
で温度調節用スイッチS1および出力調節用スイッチS
3には、その機能上次のような条件が付される。
まずスイッチS1の端子1,2間の切換えに際しては切
換切片が一旦端子1から離れた後に端子2に接触する構
成がとられなければならない。なぜなら、仮にこの端子
1,2間切換時に両方が接続状態になつたとすると、各
端子1,2に連結された抵抗R27,R28が並列に接
続されることとなりサーミスタThとの合成抵抗が瞬間
的に減少し、したがつて差動増幅器0pの負電位入力信
号が上昇して基準電圧を越えその出力をLレベルに変え
加熱動作を停止してしまうからである。か゛かるスイッ
チとしては周知の非短絡型(NOn一ShOrting
)スイッチが使用される。次にスイッチS3の端子1,
2,3の切換えに際しては、切換時−3端子にともに接
触する期間が存在する短絡型(ShOrtjng)スイ
ッチが使用され−ねばならない。これは例えば端子2か
ら3へ切換えられるとき、遮断状態が生じると、この間
の抵抗値が無限大となり、コンデンサC7とにより決ま
る時定数がトランジスタGTRの定格以上となり、これ
を破壊する惧れがあるからてある。19は出力表示回路
で、カレントトランスCTの出力信号Xが、ダイオード
D8を介して整流され、さらにコンデンサCllにて平
滑されて入力される。
換切片が一旦端子1から離れた後に端子2に接触する構
成がとられなければならない。なぜなら、仮にこの端子
1,2間切換時に両方が接続状態になつたとすると、各
端子1,2に連結された抵抗R27,R28が並列に接
続されることとなりサーミスタThとの合成抵抗が瞬間
的に減少し、したがつて差動増幅器0pの負電位入力信
号が上昇して基準電圧を越えその出力をLレベルに変え
加熱動作を停止してしまうからである。か゛かるスイッ
チとしては周知の非短絡型(NOn一ShOrting
)スイッチが使用される。次にスイッチS3の端子1,
2,3の切換えに際しては、切換時−3端子にともに接
触する期間が存在する短絡型(ShOrtjng)スイ
ッチが使用され−ねばならない。これは例えば端子2か
ら3へ切換えられるとき、遮断状態が生じると、この間
の抵抗値が無限大となり、コンデンサC7とにより決ま
る時定数がトランジスタGTRの定格以上となり、これ
を破壊する惧れがあるからてある。19は出力表示回路
で、カレントトランスCTの出力信号Xが、ダイオード
D8を介して整流され、さらにコンデンサCllにて平
滑されて入力される。
ZD2はこの直流変換されたカレントトランスCT信号
が加えられるツェナーダイオードで上記信号がそのツェ
ナー電圧以上となつたとき導通する。LEDlは上記ツ
ェナーダイオードZD2のカソードに抵抗R37を介し
て連結された発光ダイオード、LED2,LED3,L
ED4,LED5はそれぞれ抵抗R38,R39,R4
O,R4lおよびツェナーダイオードZD3,ZD4,
ZD5,ZD6を介して上記ツェナーダイオードZD2
のカソード側にそれぞれ並列に接続された発光ダイオー
ドである。ここでツェナーダイオードZD3〜ZD6お
よび抵抗R38〜R4lのツェナー電圧および抵抗値は
図中右方向へいくほど値を大きくしてある。これにより
例えばカレントトランスCT出力電圧信号xが上昇すれ
ば、図中左端の発光ダイオードLEDlから順次右方向
へ点灯していき、その出力のレベルを表示する。これら
発光ダイオードLEDl〜LED5は操作面18上に配
置される。次にこのような構成の誘導加熱調理器の動作
を説明する。
が加えられるツェナーダイオードで上記信号がそのツェ
ナー電圧以上となつたとき導通する。LEDlは上記ツ
ェナーダイオードZD2のカソードに抵抗R37を介し
て連結された発光ダイオード、LED2,LED3,L
ED4,LED5はそれぞれ抵抗R38,R39,R4
O,R4lおよびツェナーダイオードZD3,ZD4,
ZD5,ZD6を介して上記ツェナーダイオードZD2
のカソード側にそれぞれ並列に接続された発光ダイオー
ドである。ここでツェナーダイオードZD3〜ZD6お
よび抵抗R38〜R4lのツェナー電圧および抵抗値は
図中右方向へいくほど値を大きくしてある。これにより
例えばカレントトランスCT出力電圧信号xが上昇すれ
ば、図中左端の発光ダイオードLEDlから順次右方向
へ点灯していき、その出力のレベルを表示する。これら
発光ダイオードLEDl〜LED5は操作面18上に配
置される。次にこのような構成の誘導加熱調理器の動作
を説明する。
(1)正常な加熱動作がなされる場合
トッププレート4上に、適正な負荷をもつ鍋5が載置さ
れる。
れる。
また温度出力調節回路15は、切換摘み16によりスイ
ッチS1〜S4が端子1に設定されているとする。なお
この設定状態では60〜100るCまでの低温加熱領域
にあり、かつスライド摘み17によりさらに任意の温度
例えば80ドCに決定されることは既述の通りである。
かかる状態でいま第3図に示す期間T。において電源ス
イッチS,wをオンしたとすると、制御電源6から脈流
電源■。C3が出力し起動回路8に加えられる。その電
圧VCC3の0Vから始.まる期間T1においてO■か
ら所定の時間t1後にSCRQlがターンオンとなる。
なお上記時間t1は、可変抵抗VRlとコンデンサC2
の時定数により決定され約17T1.secである。か
かるSCRQlのアノード・カソード間電圧信号Aを第
3図に示.す。このSCRQlの導通は、脈流電源VO
。3が0Vから立上つた後ち時間後から、再び0Vに近
づいた時点T2まで続く。
ッチS1〜S4が端子1に設定されているとする。なお
この設定状態では60〜100るCまでの低温加熱領域
にあり、かつスライド摘み17によりさらに任意の温度
例えば80ドCに決定されることは既述の通りである。
かかる状態でいま第3図に示す期間T。において電源ス
イッチS,wをオンしたとすると、制御電源6から脈流
電源■。C3が出力し起動回路8に加えられる。その電
圧VCC3の0Vから始.まる期間T1においてO■か
ら所定の時間t1後にSCRQlがターンオンとなる。
なお上記時間t1は、可変抵抗VRlとコンデンサC2
の時定数により決定され約17T1.secである。か
かるSCRQlのアノード・カソード間電圧信号Aを第
3図に示.す。このSCRQlの導通は、脈流電源VO
。3が0Vから立上つた後ち時間後から、再び0Vに近
づいた時点T2まで続く。
このようなSCRQlのターン・オン・オフが脈流電源
VCO3の周期に応じて繰返される。この電源■Cc3
の周期は商用交流信号の112であり10TrLsec
(50Hzの場合)である。上記SCRQlが導通する
とナンドゲートNANDlの一人力端はHレベルからL
レベルに変る。このときナンドゲートN.ANDlの他
方の入力はHレベルにあるからナンドゲートNANDl
の出力はLレベルからHレベルに変る。
VCO3の周期に応じて繰返される。この電源■Cc3
の周期は商用交流信号の112であり10TrLsec
(50Hzの場合)である。上記SCRQlが導通する
とナンドゲートNANDlの一人力端はHレベルからL
レベルに変る。このときナンドゲートN.ANDlの他
方の入力はHレベルにあるからナンドゲートNANDl
の出力はLレベルからHレベルに変る。
上記ナンドゲートNANDlの他の入力については既述
した如く温度・出力調節回路15の差動増幅器ルの出力
信号が加えられ、加熱初期状態ではサーミスタThは常
温にあるからその出力はHレベルとなつている。さてH
レベルに変つたナンドゲートNANDlの出力信号はコ
ンデンサC4および抵抗R3を経てトランジスタQ2に
加わり、これを上記コンデンサC4、抵抗R3の時定数
で決まる期間導通し、トランジスタQ2のコレクタには
信号Dが得られる。
した如く温度・出力調節回路15の差動増幅器ルの出力
信号が加えられ、加熱初期状態ではサーミスタThは常
温にあるからその出力はHレベルとなつている。さてH
レベルに変つたナンドゲートNANDlの出力信号はコ
ンデンサC4および抵抗R3を経てトランジスタQ2に
加わり、これを上記コンデンサC4、抵抗R3の時定数
で決まる期間導通し、トランジスタQ2のコレクタには
信号Dが得られる。
この信号DはインバータINVlにて反転され起動信号
Cとなり、出力制御回路9内のインバータINV3に加
えられる。この起動信号CによりインバータINV3の
入力はHレベルとなりしたがつて次段のインバータIN
V4の出力EはHレベルに変る。なお信号Eから信号G
までの波形は20〜40KHzの高周波発振となり、第
3図に示す波形に比して時間スケールが格段に小さいの
で、第4図として別に図示する。さて信号Eはコンデン
サC7およびZ。点接地間の合成抵抗の時定数により決
まる時間立下りその出力すなわちインバータINV5の
入力信号は波形Fに示す如く立上り時より漸次減少する
パルスとなる。この信号FがインバータIN■5の閾値
電圧■Th以上のときインバータIN■6の出力GはH
レベルとなる。この信号Gは抵抗Rl5を介して駆動回
路3に加えられここで増幅されてスイッチングトランジ
スタGTRをターンオンする。このトランジスタGTR
の導通によりワークコイルLに負荷電流1しが流れ始め
、この電流1LはカレントトランスCTにて検知され、
その出力端Xに負荷への入力電圧に比例した電圧信号X
が得られる。この信号Xが一定値まで上昇するとこの信
号はトランジスタOをターンオンし、インバータへ■2
の入力をLレベルに変える。したがつてインバータIN
V2の出力はHレベルとなり次段のインバータINV3
へ加えられる。ここでコンデンサC6とインバータ1N
V3,INV4は遅延回路を形成しているため、インバ
ータIN■4の出力はインバータIN■3の入力に対し
て僅かな時間遅れて発生する。なお上記遅延回路の意義
については後述する。上記インバータINV4の出力が
TレベルとなるとインバータINV5の入力はHレベル
、インバータ1NV6の出力もまたHレベルとなる。ま
たコンデンサC7とZO点一接地間合成抵抗により決ま
る時定数によつてコンデンサC7の充電時間が決まり充
電が終了するとZO点一接地間電圧は低下する。この電
圧がインバータINV5の閾値電圧Vthより低くなる
とインバータIN■6出力GはLレベルに変り、駆動回
路3を停止してスイッチングトランジスタGTRをター
ンオフする。いまこの期間を第4図にTaで示す。その
後前記期間TaにてワークコイルLに充電されたエネル
ギーの放電が始まり(期間Tb)、このエネルギーは共
振コンデンサC1に充電される。コンデンサC1への充
電が終了すると続く期間TC&壬てコンデンサC1の充
電々荷はコンデンサC1から、ワークコイルL1コンデ
ンサC。を通つて再びコンデンサC1に至る経路を通つ
て放電され、同時にワークコイルLに充電される。続い
てワークコイルLに充電された電荷の−放電がワークコ
イルL1コンデンサC。、ダイオードD1、ワークコイ
ルLよりなる経路を通つてなされる(期間Td)。かく
して起動信号Cによる振動の1サイクルが終了する。そ
の後電流1Lがゼロから正方向に立上つたとき出力する
カレントトランスCTの信号XがトランジスタQ3に加
えられこれをターンオンとする。これによりインバータ
INV3の入力はLレベル、出力はHレベルに変る。一
方このときフリップフロップ下F3のナンドゲートNA
ND9の出力がLレベルにあるとすると、このLレベル
信号により抵抗RlOへの入力はLレベルにホールドさ
れている。
Cとなり、出力制御回路9内のインバータINV3に加
えられる。この起動信号CによりインバータINV3の
入力はHレベルとなりしたがつて次段のインバータIN
V4の出力EはHレベルに変る。なお信号Eから信号G
までの波形は20〜40KHzの高周波発振となり、第
3図に示す波形に比して時間スケールが格段に小さいの
で、第4図として別に図示する。さて信号Eはコンデン
サC7およびZ。点接地間の合成抵抗の時定数により決
まる時間立下りその出力すなわちインバータINV5の
入力信号は波形Fに示す如く立上り時より漸次減少する
パルスとなる。この信号FがインバータIN■5の閾値
電圧■Th以上のときインバータIN■6の出力GはH
レベルとなる。この信号Gは抵抗Rl5を介して駆動回
路3に加えられここで増幅されてスイッチングトランジ
スタGTRをターンオンする。このトランジスタGTR
の導通によりワークコイルLに負荷電流1しが流れ始め
、この電流1LはカレントトランスCTにて検知され、
その出力端Xに負荷への入力電圧に比例した電圧信号X
が得られる。この信号Xが一定値まで上昇するとこの信
号はトランジスタOをターンオンし、インバータへ■2
の入力をLレベルに変える。したがつてインバータIN
V2の出力はHレベルとなり次段のインバータINV3
へ加えられる。ここでコンデンサC6とインバータ1N
V3,INV4は遅延回路を形成しているため、インバ
ータIN■4の出力はインバータIN■3の入力に対し
て僅かな時間遅れて発生する。なお上記遅延回路の意義
については後述する。上記インバータINV4の出力が
TレベルとなるとインバータINV5の入力はHレベル
、インバータ1NV6の出力もまたHレベルとなる。ま
たコンデンサC7とZO点一接地間合成抵抗により決ま
る時定数によつてコンデンサC7の充電時間が決まり充
電が終了するとZO点一接地間電圧は低下する。この電
圧がインバータINV5の閾値電圧Vthより低くなる
とインバータIN■6出力GはLレベルに変り、駆動回
路3を停止してスイッチングトランジスタGTRをター
ンオフする。いまこの期間を第4図にTaで示す。その
後前記期間TaにてワークコイルLに充電されたエネル
ギーの放電が始まり(期間Tb)、このエネルギーは共
振コンデンサC1に充電される。コンデンサC1への充
電が終了すると続く期間TC&壬てコンデンサC1の充
電々荷はコンデンサC1から、ワークコイルL1コンデ
ンサC。を通つて再びコンデンサC1に至る経路を通つ
て放電され、同時にワークコイルLに充電される。続い
てワークコイルLに充電された電荷の−放電がワークコ
イルL1コンデンサC。、ダイオードD1、ワークコイ
ルLよりなる経路を通つてなされる(期間Td)。かく
して起動信号Cによる振動の1サイクルが終了する。そ
の後電流1Lがゼロから正方向に立上つたとき出力する
カレントトランスCTの信号XがトランジスタQ3に加
えられこれをターンオンとする。これによりインバータ
INV3の入力はLレベル、出力はHレベルに変る。一
方このときフリップフロップ下F3のナンドゲートNA
ND9の出力がLレベルにあるとすると、このLレベル
信号により抵抗RlOへの入力はLレベルにホールドさ
れている。
したがつてインバータ1N■2の出力が上述の如くHレ
ベルとなつても、次段のインバータINV3の入力はL
レベルのまま変化せす、したがつて駆動回路3への信号
は出力されずトランジスタGTRはオフ状態を保持する
。それ故上記期間Td以後はワークコイルLおよび共振
コンデンサC1により減衰振動が生じる。これを第4図
および第5図の期IlljTlに示す。この減衰振動は
トッププレート4上に正常な鍋5が載置されていること
から急速に衰える。この減衰振動は、カレントトランス
CTにて検知されその出力信号Xは抵抗R23,R24
にて分圧されてナンドゲートNAND4へ加えられると
同時にカウンタCNTのクロック端子CKへ入力される
。ここで上記信号xに含まれる閾値電圧Vth以上のパ
ルスのみが計数されるが、今の場合このパルス数は2発
程度である。よつて出力Q6はLレベルのままでありイ
ンバータINV8の出力Hは[Iレベルのままで変化し
ない。なおフリップフロップFF2のナンドゲートNA
ND5の入力にはトランジスタQ2のコレクタからコン
デンサC5を経て得られるパルス信号Bが、期間T1の
初期にて印加されるためナンドゲートNAND5の出力
信号1はHレベルにある。続く期1711TI′2にお
いて起動パルスCが発生すると、この起動信号Cは前述
の如く出力制御回路9を経て駆動回路3に加えられ、さ
らにトランジスタGTRがターンオンとなつて発振が開
始される。
ベルとなつても、次段のインバータINV3の入力はL
レベルのまま変化せす、したがつて駆動回路3への信号
は出力されずトランジスタGTRはオフ状態を保持する
。それ故上記期間Td以後はワークコイルLおよび共振
コンデンサC1により減衰振動が生じる。これを第4図
および第5図の期IlljTlに示す。この減衰振動は
トッププレート4上に正常な鍋5が載置されていること
から急速に衰える。この減衰振動は、カレントトランス
CTにて検知されその出力信号Xは抵抗R23,R24
にて分圧されてナンドゲートNAND4へ加えられると
同時にカウンタCNTのクロック端子CKへ入力される
。ここで上記信号xに含まれる閾値電圧Vth以上のパ
ルスのみが計数されるが、今の場合このパルス数は2発
程度である。よつて出力Q6はLレベルのままでありイ
ンバータINV8の出力Hは[Iレベルのままで変化し
ない。なおフリップフロップFF2のナンドゲートNA
ND5の入力にはトランジスタQ2のコレクタからコン
デンサC5を経て得られるパルス信号Bが、期間T1の
初期にて印加されるためナンドゲートNAND5の出力
信号1はHレベルにある。続く期1711TI′2にお
いて起動パルスCが発生すると、この起動信号Cは前述
の如く出力制御回路9を経て駆動回路3に加えられ、さ
らにトランジスタGTRがターンオンとなつて発振が開
始される。
一方起動パルスCの発生に伴いこの間ナンドゲートNA
ND7の出力JはLレベルに変り、この信号Jは、次段
のナンドゲートNAND9に入力してこのフリップフロ
ップFF3を反転してナンドゲートNAND9出力Lを
Hレベルに変える。したがつて上記起動パルスCにてー
サイクルの発振が終了し、負荷電流1Lがゼロから立上
つたとき、カレントトランスCT端子Xに信号Xが現わ
れると、この信号XによりトランジスタQ3がターンオ
ンされ、インバータINV2の入力をLレベルとする。
これによりインバータINV2の出力はHレベル、さら
にインバータへ■3,IN■4およびINV5,IN■
6を経て出力されたHレベル信号Gは駆動回路3に加わ
りスイッチングトランジスタGTRを導通し、負荷電流
1Lが流れ始める。かかる場合ナンドゲートN,AND
9の出力LはHレベルにあるから、インバータINV3
の入力側はHレベルにホールドされており、カレントト
ランスCTからの信号xがここで遮断されることはない
。このようにして自励発振が継続されこの発振は脈流電
源■。。1が下降し0V付近になり増幅率が低下してト
ランジスタGTRがオフとなる時点T2まて続く。
ND7の出力JはLレベルに変り、この信号Jは、次段
のナンドゲートNAND9に入力してこのフリップフロ
ップFF3を反転してナンドゲートNAND9出力Lを
Hレベルに変える。したがつて上記起動パルスCにてー
サイクルの発振が終了し、負荷電流1Lがゼロから立上
つたとき、カレントトランスCT端子Xに信号Xが現わ
れると、この信号XによりトランジスタQ3がターンオ
ンされ、インバータINV2の入力をLレベルとする。
これによりインバータINV2の出力はHレベル、さら
にインバータへ■3,IN■4およびINV5,IN■
6を経て出力されたHレベル信号Gは駆動回路3に加わ
りスイッチングトランジスタGTRを導通し、負荷電流
1Lが流れ始める。かかる場合ナンドゲートN,AND
9の出力LはHレベルにあるから、インバータINV3
の入力側はHレベルにホールドされており、カレントト
ランスCTからの信号xがここで遮断されることはない
。このようにして自励発振が継続されこの発振は脈流電
源■。。1が下降し0V付近になり増幅率が低下してト
ランジスタGTRがオフとなる時点T2まて続く。
この状態を第4図および第5図の期間T2,T3に示す
。かかる発振は交流周波数の半周期ごとに繰返され各周
期内ては約20〜40KHzの高周波発振が実行され、
ワークコイルLには20〜40KHzの高周波交番電流
が流れる。これによりワークコイルLに近接配置された
鍋5に高周波交番磁界が印加されることとなり誘導加熱
が実施される。このようにして加熱が開始されるとトッ
ププレート4裏面に設けられたサーミスタThにより鍋
5の温度が検知されスライド摘み17の調整により予め
決められた温度80℃に達すると差動増幅器0pの負電
位入力端O入力信号が正電位入力端4入力信号より大き
くなる。それ故差動増幅器0pの出力はHレベルからL
レベルへ変り、起動回路8内のナンドゲートNANDl
を閉じ、起動パルスC(7)?生を停止する。これによ
り出力制御回路9への起動パルス送出はなくなるからイ
ンバータ回路は発振を停止し加熱動作は中止される。そ
の後鍋5の温度が下り、サーミスタThの抵抗値が上昇
すると、差動増幅器卯の負電位信号入力端θ信号は下降
し再び正電位信号入力端1信号より小さくなり、差動増
幅器0pの出力はHレベルに変つてナンドゲートNAN
Dlを開き再び起動パルスCの送出を開始し、インバー
タ発振を開始し、加熱動作を再関する。このようにして
鍋5の加熱温度は設定温度80゜Cに保たれる。次に前
述した遅延回路の意義について説明する。この遅延回路
はコンデンサC6、インバータ1NV3,IN■4にて
構成されインバータINV4の出力EをインバータIN
V3入力に対し僅かな時間(約2μSec)だけ遅らせ
るものである。通常周波数制御により出力調節を行なう
場合、共振周波数を例えは低周波数側(出力強)て調節
.すると、周波数が高くなつたとき(出力弱)回路上の
抵抗分R(=2πFO[.十±)力吠き
2πFOCくなりコンデンサC1の充電容量
が小さくなつて早く放電が終了する。
。かかる発振は交流周波数の半周期ごとに繰返され各周
期内ては約20〜40KHzの高周波発振が実行され、
ワークコイルLには20〜40KHzの高周波交番電流
が流れる。これによりワークコイルLに近接配置された
鍋5に高周波交番磁界が印加されることとなり誘導加熱
が実施される。このようにして加熱が開始されるとトッ
ププレート4裏面に設けられたサーミスタThにより鍋
5の温度が検知されスライド摘み17の調整により予め
決められた温度80℃に達すると差動増幅器0pの負電
位入力端O入力信号が正電位入力端4入力信号より大き
くなる。それ故差動増幅器0pの出力はHレベルからL
レベルへ変り、起動回路8内のナンドゲートNANDl
を閉じ、起動パルスC(7)?生を停止する。これによ
り出力制御回路9への起動パルス送出はなくなるからイ
ンバータ回路は発振を停止し加熱動作は中止される。そ
の後鍋5の温度が下り、サーミスタThの抵抗値が上昇
すると、差動増幅器卯の負電位信号入力端θ信号は下降
し再び正電位信号入力端1信号より小さくなり、差動増
幅器0pの出力はHレベルに変つてナンドゲートNAN
Dlを開き再び起動パルスCの送出を開始し、インバー
タ発振を開始し、加熱動作を再関する。このようにして
鍋5の加熱温度は設定温度80゜Cに保たれる。次に前
述した遅延回路の意義について説明する。この遅延回路
はコンデンサC6、インバータ1NV3,IN■4にて
構成されインバータINV4の出力EをインバータIN
V3入力に対し僅かな時間(約2μSec)だけ遅らせ
るものである。通常周波数制御により出力調節を行なう
場合、共振周波数を例えは低周波数側(出力強)て調節
.すると、周波数が高くなつたとき(出力弱)回路上の
抵抗分R(=2πFO[.十±)力吠き
2πFOCくなりコンデンサC1の充電容量
が小さくなつて早く放電が終了する。
それ故スイツチングトラン.ジスタGTRのコレクタ●
エミッタ間電圧が0Vに下らないうちにトランジスタG
TRがオン状態となり、発熱さらには破損の原因となる
。第6図波形Mは共振周波数を低周波数側て調整しかつ
低周波数領域すなわち出力大の場合の動作状態を示・し
、負荷電流1LおよびスイッチングトランジスタGTR
のコレクタ・エミッタ間電圧■。Eは正常な関係にある
ことを示す。他方同図波形Nは上述の如く低周波数側で
調整しかつ高周波領域すなわち出力小の状態で動作させ
た場合を示しスイッチングトランジスタGTRのコレク
タ●エミッタ間電圧■CEが0Vに下らないうちにトラ
ンジスタGTRが導通していることが判る。これを防止
するためにインバータINV4の出力Eを僅か遅らせて
スイッチングトランジスタGTRのオン時間を僅か遅ら
せ、コレクタ・エミッタ間電圧■CEが完全に0Vにな
つた後にトランジスタGTRがターンオンされるのであ
る。ノ 次に出力制御動作について説明する。
エミッタ間電圧が0Vに下らないうちにトランジスタG
TRがオン状態となり、発熱さらには破損の原因となる
。第6図波形Mは共振周波数を低周波数側て調整しかつ
低周波数領域すなわち出力大の場合の動作状態を示・し
、負荷電流1LおよびスイッチングトランジスタGTR
のコレクタ・エミッタ間電圧■。Eは正常な関係にある
ことを示す。他方同図波形Nは上述の如く低周波数側で
調整しかつ高周波領域すなわち出力小の状態で動作させ
た場合を示しスイッチングトランジスタGTRのコレク
タ●エミッタ間電圧■CEが0Vに下らないうちにトラ
ンジスタGTRが導通していることが判る。これを防止
するためにインバータINV4の出力Eを僅か遅らせて
スイッチングトランジスタGTRのオン時間を僅か遅ら
せ、コレクタ・エミッタ間電圧■CEが完全に0Vにな
つた後にトランジスタGTRがターンオンされるのであ
る。ノ 次に出力制御動作について説明する。
出力制御を行なうときは、温度・出力調節回路15のス
イッチS1〜S4を端子3へ切換え、さらに可変抵抗V
R2を調節する。かくすれば、ZO点接地間合成抵抗(
この合成抵抗は、可変抵抗VR2)、抵抗コRl2,R
2Oより構成される)が変化し、コンデンサC7との時
定数が変化し、インバータINV5の入力信号Fが立上
り時から閾値電圧Vthまで低下する時Waを変えるこ
とができる。したがつてスイッチングトランジスタGT
Rの導通時間を変える″ことができることとなり、この
変化に応じてワークコイルLに充電される電磁エネルギ
ーの量が変えられる。すなわちこの時間Taを短かく設
定すると、ワークコイルLへ供給される電磁エネルギー
は小さくなり出力は低下する。このとき発振周波数は上
昇する。他方上記時間Taを長く設定すると、ワークコ
イルLへ供給される電磁エネルギーは大きくなり出力は
増大する。このとき発振周波数は低下する。この出力レ
ベルは出力表示回路19により表示される。すなわち、
出力が徐々に上昇していくと、カレントトランスCTの
出力信号xもこれに比例して上昇する。この電圧信号X
は交流信号であるからダイオードD8およびコンデンサ
Cllにより整流、平滑され、次段のツェナーダイオー
ドZD2に印加される。上記整流平滑された信号がツェ
ナーダイオードZD2のツェナー電圧以上になるとこの
ツェナーダイオード小.を通して、まず抵抗R37およ
び発光ダイオードLEDlに電流が流れこの発光ダイオ
ードLEDlを点灯する。さらに出力電圧が上昇すると
、次段のツェナーダイオード21)3のツェナー電圧を
越え、抵抗R38発光ダイオードLED2に通電され、
この2番目の発光ダイオードLED2が点灯する。斯様
にして出力上昇に伴い3番目の発光ダイオードLED3
、4番目の発光ダイオードLED4と点灯していき、最
大出力「強」の状態では全部の発光ダイオードLEDl
,LED2・・・・・・LED5が点灯する。温度・出
力調節回路15は出力制御状態にあつてはスイッチS1
〜S4が端子3に設定されているため、差動増幅器卯の
負電位入力端子はスイッチS1、抵抗R3。を介して接
地されている。それ故差動増幅器0pの出力は常にHレ
ベルとなり、このままでは加熱温度は無制限に上昇する
と考えられる。しかしながら、この状態で鍋5が加熱さ
れサーミスタnの温度が上昇していくと、その抵抗値は
低下し、サーミスタTh、スイッチS1、抵抗R3。に
て分割されるスイッチS1の共通端子0点の電圧は上昇
する。したがつてこの電圧が差動増幅器0pの正電位入
力端4側への入力信号より大きくなると、この差動増幅
器0p出力はLレベルに変り、ナンドゲートNANDl
を閉鎖するから、起動パルスCの発生は停止し、インバ
ータ発振は停止される。それ故無制限に加熱温度が上昇
することはなく、抵抗R32を適当に選ぶことにより加
熱上限温度を適当に設定しておけは、安全装置としての
役割をもたせることができる。(2)過負荷鍋が置かれ
た場合 一般に誘導加熱調理器にあつては、負荷となる鍋は鉄系
の磁性体鍋等その材種および大きさが制限されるが、実
際の使用に際しては、加熱に不適な鍋をトッププレート
4上に置くこともある。
イッチS1〜S4を端子3へ切換え、さらに可変抵抗V
R2を調節する。かくすれば、ZO点接地間合成抵抗(
この合成抵抗は、可変抵抗VR2)、抵抗コRl2,R
2Oより構成される)が変化し、コンデンサC7との時
定数が変化し、インバータINV5の入力信号Fが立上
り時から閾値電圧Vthまで低下する時Waを変えるこ
とができる。したがつてスイッチングトランジスタGT
Rの導通時間を変える″ことができることとなり、この
変化に応じてワークコイルLに充電される電磁エネルギ
ーの量が変えられる。すなわちこの時間Taを短かく設
定すると、ワークコイルLへ供給される電磁エネルギー
は小さくなり出力は低下する。このとき発振周波数は上
昇する。他方上記時間Taを長く設定すると、ワークコ
イルLへ供給される電磁エネルギーは大きくなり出力は
増大する。このとき発振周波数は低下する。この出力レ
ベルは出力表示回路19により表示される。すなわち、
出力が徐々に上昇していくと、カレントトランスCTの
出力信号xもこれに比例して上昇する。この電圧信号X
は交流信号であるからダイオードD8およびコンデンサ
Cllにより整流、平滑され、次段のツェナーダイオー
ドZD2に印加される。上記整流平滑された信号がツェ
ナーダイオードZD2のツェナー電圧以上になるとこの
ツェナーダイオード小.を通して、まず抵抗R37およ
び発光ダイオードLEDlに電流が流れこの発光ダイオ
ードLEDlを点灯する。さらに出力電圧が上昇すると
、次段のツェナーダイオード21)3のツェナー電圧を
越え、抵抗R38発光ダイオードLED2に通電され、
この2番目の発光ダイオードLED2が点灯する。斯様
にして出力上昇に伴い3番目の発光ダイオードLED3
、4番目の発光ダイオードLED4と点灯していき、最
大出力「強」の状態では全部の発光ダイオードLEDl
,LED2・・・・・・LED5が点灯する。温度・出
力調節回路15は出力制御状態にあつてはスイッチS1
〜S4が端子3に設定されているため、差動増幅器卯の
負電位入力端子はスイッチS1、抵抗R3。を介して接
地されている。それ故差動増幅器0pの出力は常にHレ
ベルとなり、このままでは加熱温度は無制限に上昇する
と考えられる。しかしながら、この状態で鍋5が加熱さ
れサーミスタnの温度が上昇していくと、その抵抗値は
低下し、サーミスタTh、スイッチS1、抵抗R3。に
て分割されるスイッチS1の共通端子0点の電圧は上昇
する。したがつてこの電圧が差動増幅器0pの正電位入
力端4側への入力信号より大きくなると、この差動増幅
器0p出力はLレベルに変り、ナンドゲートNANDl
を閉鎖するから、起動パルスCの発生は停止し、インバ
ータ発振は停止される。それ故無制限に加熱温度が上昇
することはなく、抵抗R32を適当に選ぶことにより加
熱上限温度を適当に設定しておけは、安全装置としての
役割をもたせることができる。(2)過負荷鍋が置かれ
た場合 一般に誘導加熱調理器にあつては、負荷となる鍋は鉄系
の磁性体鍋等その材種および大きさが制限されるが、実
際の使用に際しては、加熱に不適な鍋をトッププレート
4上に置くこともある。
例えばSUS3O4と表示される18−8ステンレス(
クロム18%、ニッケル8%を含む)製鍋を加熱した場
合、その抵抗が小さいため過大な電流が流れる。この過
大電流によりブレーカが遮断されたり或は回路素子を破
壊するという危険が生じる。本発明にあつては、このよ
うな不適当な負荷加熱による過大電流の発生成はその他
の偶発的な原因による突入電流の発生を検知して、装置
の安全化が図られている。すなわちいまワークコイルL
に正常な負荷電流以上の過大電流が流れたとすると、こ
の過大電流はカレントトランスCT両端の電圧xに変換
され、この電圧xは、過負荷検知回路11内の分圧抵抗
Rl8,R22にて分圧され、抵抗R22に加わる電圧
がインバータIN■7に入力される。通常はこの分圧電
圧がインバータINV7の閾値を越えることはないが、
過大電流発生時にあつては、カレントトランスCT検知
電圧Xはこれに比例して上昇するから、インバータIN
V7の閾値電圧以上となる。これにより、インバータI
NV7出力は、Lレベルに変りフリップフロップFFl
のナンドゲートNAND2の出力はLレベルからHレベ
ルにかわる。これ故このHレベル信号はトランジスタ9
を導通し、ZO点接地間合成抵抗に新たに抵抗R2lが
並列に加わることとなり、その合成抵抗値は下降する。
これによりこの合成抵抗とコンデンサC7の時定数は小
さくなり、スイッチングトランジスタGTRの導通時間
Taは短かくなり、出力は減少する。第7図はカレント
トランスCT両端間電圧Xの波形を示し交流周波数信号
に20〜40KHzの交番電圧信号が含まれた波形とな
る。ここで波形Xは、上記過負荷検知回路11を付加し
ない場合波形X″は、過負荷検知回路11を動作させた
場合をそれぞれ示し、期間Tで示す商用交流周波数の半
周期内において、約20〜40KHzの周波数で発振を
繰返している。波形X″に示す時刻Taにて過負荷検知
回路11が動作し、発振周波数を上昇して出力を低下さ
せると、電圧X″は急低下することが判る。これにより
負荷への入力電流が過大になることを防止でき、各回路
素子の保護が図れる。特にこの電圧X″とスイッチング
トランジスタGTRのコレクタ●エミッタ間電圧VcO
は比例関係にあるから、このトランジスタGTRの保護
が図れることは有意義である。
クロム18%、ニッケル8%を含む)製鍋を加熱した場
合、その抵抗が小さいため過大な電流が流れる。この過
大電流によりブレーカが遮断されたり或は回路素子を破
壊するという危険が生じる。本発明にあつては、このよ
うな不適当な負荷加熱による過大電流の発生成はその他
の偶発的な原因による突入電流の発生を検知して、装置
の安全化が図られている。すなわちいまワークコイルL
に正常な負荷電流以上の過大電流が流れたとすると、こ
の過大電流はカレントトランスCT両端の電圧xに変換
され、この電圧xは、過負荷検知回路11内の分圧抵抗
Rl8,R22にて分圧され、抵抗R22に加わる電圧
がインバータIN■7に入力される。通常はこの分圧電
圧がインバータINV7の閾値を越えることはないが、
過大電流発生時にあつては、カレントトランスCT検知
電圧Xはこれに比例して上昇するから、インバータIN
V7の閾値電圧以上となる。これにより、インバータI
NV7出力は、Lレベルに変りフリップフロップFFl
のナンドゲートNAND2の出力はLレベルからHレベ
ルにかわる。これ故このHレベル信号はトランジスタ9
を導通し、ZO点接地間合成抵抗に新たに抵抗R2lが
並列に加わることとなり、その合成抵抗値は下降する。
これによりこの合成抵抗とコンデンサC7の時定数は小
さくなり、スイッチングトランジスタGTRの導通時間
Taは短かくなり、出力は減少する。第7図はカレント
トランスCT両端間電圧Xの波形を示し交流周波数信号
に20〜40KHzの交番電圧信号が含まれた波形とな
る。ここで波形Xは、上記過負荷検知回路11を付加し
ない場合波形X″は、過負荷検知回路11を動作させた
場合をそれぞれ示し、期間Tで示す商用交流周波数の半
周期内において、約20〜40KHzの周波数で発振を
繰返している。波形X″に示す時刻Taにて過負荷検知
回路11が動作し、発振周波数を上昇して出力を低下さ
せると、電圧X″は急低下することが判る。これにより
負荷への入力電流が過大になることを防止でき、各回路
素子の保護が図れる。特にこの電圧X″とスイッチング
トランジスタGTRのコレクタ●エミッタ間電圧VcO
は比例関係にあるから、このトランジスタGTRの保護
が図れることは有意義である。
なおフリップフロップFFlのナンドゲートNAND3
の入力端には、起動回路6のトランジスタQ2のコレク
タ電位信号Dが入力されるから、交流周波数信号半波の
初期(第7図波形X″の時刻Tb)にてこのフリップフ
ロップ下F1はリセットされ、トランジスタQ5はオフ
状態となる。
の入力端には、起動回路6のトランジスタQ2のコレク
タ電位信号Dが入力されるから、交流周波数信号半波の
初期(第7図波形X″の時刻Tb)にてこのフリップフ
ロップ下F1はリセットされ、トランジスタQ5はオフ
状態となる。
したがつてその後再び過負荷検知回路11は停止して、
通常の発振駆動がなされ、なお鍋5が過負荷鍋であれば
、カレントトランスCTにて過大電流が検知され、前述
と同様に過負荷検知回路11がはたらいて出力を低下さ
せる。かかる動作が交流周波数の半波ごとになされ、鍋
が取り換えられ適正な負荷に変ると、その後は過負荷検
知回路11は動作せず正常な加熱動作が続けられる。3
)加熱動作中に鍋がトッププレート上から取り去られた
場合トッププレート4上に適正な鍋5が置かれ加熱動作
が実行中にあるとき、鍋5を取り去ると、インバータの
発振はそのまま続けられ、電力が無駄に消費されること
となる。
通常の発振駆動がなされ、なお鍋5が過負荷鍋であれば
、カレントトランスCTにて過大電流が検知され、前述
と同様に過負荷検知回路11がはたらいて出力を低下さ
せる。かかる動作が交流周波数の半波ごとになされ、鍋
が取り換えられ適正な負荷に変ると、その後は過負荷検
知回路11は動作せず正常な加熱動作が続けられる。3
)加熱動作中に鍋がトッププレート上から取り去られた
場合トッププレート4上に適正な鍋5が置かれ加熱動作
が実行中にあるとき、鍋5を取り去ると、インバータの
発振はそのまま続けられ、電力が無駄に消費されること
となる。
それ故このような事態が生じたとき、インバータの発振
を停止してやることが望ましい。本実施例はかかる処置
を施したものである。すなわち加熱動作中に鍋5が取り
去られるとインバータを構成するワークコイルLと共振
コンデンサC1の共振による減衰振動が長くなり商用周
波数信号の半波のO■付近でも発振が持続することとな
る。これを第5図波形Xに示す。図中P1は正常な負荷
が載つている場合、P2は無負荷状態におけるそれぞれ
の発振状態を示し、負荷があるときは発振は停止してお
り、負荷がなくなると発振が持続する。これらの差は、
無負荷検知回路12によつて検知される。その動作を第
4図および第5図に基いて説明すると、期間Tlにおい
て鍋5を取り去ると、波形xのP2点に示す如くインバ
ータの発振は持続している。
を停止してやることが望ましい。本実施例はかかる処置
を施したものである。すなわち加熱動作中に鍋5が取り
去られるとインバータを構成するワークコイルLと共振
コンデンサC1の共振による減衰振動が長くなり商用周
波数信号の半波のO■付近でも発振が持続することとな
る。これを第5図波形Xに示す。図中P1は正常な負荷
が載つている場合、P2は無負荷状態におけるそれぞれ
の発振状態を示し、負荷があるときは発振は停止してお
り、負荷がなくなると発振が持続する。これらの差は、
無負荷検知回路12によつて検知される。その動作を第
4図および第5図に基いて説明すると、期間Tlにおい
て鍋5を取り去ると、波形xのP2点に示す如くインバ
ータの発振は持続している。
それ故、続く期間Ti+1にてナンドゲートNAND4
の出力Kは信号Aがこのゲートの閾値電圧■Th以上と
なる期間に上記発振々動が通過しLレベルに変る。この
Lレベル信号によりフリップフロップFF3は反転しナ
ンドゲートNAND9の出力LはLレベルに変る。この
信号L(7)LレベルはY点に加えられてインバータI
NV3入力をLレベルに保持するから、トランジスタO
およびインバータINV2を介して加えられる自励発振
信号Xは、ここで遮断さ.れ自励発振は行なわれない。
したがつて期間Ti+1においては最初の起動パルスの
みによる減衰振動が生じることになる。この減衰振動は
負荷がないことから比較的大きく、カウンタCNTへ入
力するパルスは3発以上となる。力.ウンタCNTは入
力パルスが6発に達すると出力Q6にHレベル信号を発
し、この信号はインバータINV8にて反転されて信号
Hとなり、ナンドゲートNAND6に入力される。これ
によりナンドゲートNAND5の出力信号1は6発のパ
ル・スが発せられる期間のみHレベルとなる。一方ナン
ドゲートNAND7の入力には上記信号1と、信号Aが
加えられるからその出力波形はJに示す如くHレベルを
保つたままであり、次段のナンドゲートNAND9の出
力Lは変化しない。それ故自励発振は行なわれず加熱動
作は実行されない。このようにして鍋5をトッププレー
ト4上から取り去つた場合には自動的に発振が停止し、
加熱動作がなされなくなるのである。次にこのような状
態にある装置に適性な鍋5を置いた場合について説明す
る。
の出力Kは信号Aがこのゲートの閾値電圧■Th以上と
なる期間に上記発振々動が通過しLレベルに変る。この
Lレベル信号によりフリップフロップFF3は反転しナ
ンドゲートNAND9の出力LはLレベルに変る。この
信号L(7)LレベルはY点に加えられてインバータI
NV3入力をLレベルに保持するから、トランジスタO
およびインバータINV2を介して加えられる自励発振
信号Xは、ここで遮断さ.れ自励発振は行なわれない。
したがつて期間Ti+1においては最初の起動パルスの
みによる減衰振動が生じることになる。この減衰振動は
負荷がないことから比較的大きく、カウンタCNTへ入
力するパルスは3発以上となる。力.ウンタCNTは入
力パルスが6発に達すると出力Q6にHレベル信号を発
し、この信号はインバータINV8にて反転されて信号
Hとなり、ナンドゲートNAND6に入力される。これ
によりナンドゲートNAND5の出力信号1は6発のパ
ル・スが発せられる期間のみHレベルとなる。一方ナン
ドゲートNAND7の入力には上記信号1と、信号Aが
加えられるからその出力波形はJに示す如くHレベルを
保つたままであり、次段のナンドゲートNAND9の出
力Lは変化しない。それ故自励発振は行なわれず加熱動
作は実行されない。このようにして鍋5をトッププレー
ト4上から取り去つた場合には自動的に発振が停止し、
加熱動作がなされなくなるのである。次にこのような状
態にある装置に適性な鍋5を置いた場合について説明す
る。
第5図に示す期間Tjにおいて鍋5が置かれると、続く
期間Tj+1ではなお起動パルスCによる減衰振動のみ
が生じる。しかしながら、この減衰振動は鍋の存在によ
り小さくなるから、カウンタCNTで計数されるパルス
数は2発程度にすぎない。それ故カウンタCNTからは
Hレベル信号は出力されずナンドゲートNAND5の出
力1は信号BによつてHレベルに変つた状態で保持され
る。そして続く期間Tg+2の初期においてパルス信号
Aが発生するとナンドゲートNAND7の出力JはLレ
ベルに変りフリップフロップFF3を反転させナンドゲ
ートNAND9の出力LをHレベルに変える。これによ
り出力制御回路9の自励発振禁止は解除され、正常な発
振動作が実行される。さて調理器が加熱動作状態にあり
、かつトッププレート4上に置かれた物体が例えばナイ
フ、フォーク等の不適性な小物負荷である場合、これを
検知して加熱動作を停止することが必要である。
期間Tj+1ではなお起動パルスCによる減衰振動のみ
が生じる。しかしながら、この減衰振動は鍋の存在によ
り小さくなるから、カウンタCNTで計数されるパルス
数は2発程度にすぎない。それ故カウンタCNTからは
Hレベル信号は出力されずナンドゲートNAND5の出
力1は信号BによつてHレベルに変つた状態で保持され
る。そして続く期間Tg+2の初期においてパルス信号
Aが発生するとナンドゲートNAND7の出力JはLレ
ベルに変りフリップフロップFF3を反転させナンドゲ
ートNAND9の出力LをHレベルに変える。これによ
り出力制御回路9の自励発振禁止は解除され、正常な発
振動作が実行される。さて調理器が加熱動作状態にあり
、かつトッププレート4上に置かれた物体が例えばナイ
フ、フォーク等の不適性な小物負荷である場合、これを
検知して加熱動作を停止することが必要である。
本発明では、これを上述した負荷検知回路13により達
成している。すなわち上記小物負荷が載置された状態で
は、減衰振動により生じて一定値以上のパルスは6発以
上となるから、既述の如き鍋を取り去つた場合と同様の
動作て発振動作は停止する。それ故電源をオンとした状
態で、トッププレート4上に上記小物負荷を置いたとし
ても、これが加熱されることはなく、したがつて加熱さ
れたナイフ等に誤まつて触れて火傷を負う危険もない。
次に出力遅延回路10について説明する。
成している。すなわち上記小物負荷が載置された状態で
は、減衰振動により生じて一定値以上のパルスは6発以
上となるから、既述の如き鍋を取り去つた場合と同様の
動作て発振動作は停止する。それ故電源をオンとした状
態で、トッププレート4上に上記小物負荷を置いたとし
ても、これが加熱されることはなく、したがつて加熱さ
れたナイフ等に誤まつて触れて火傷を負う危険もない。
次に出力遅延回路10について説明する。
電源スイッチSpwをオンとしたとき、フリップフロッ
プFF3のナンドゲートNAND9の出力Lは、Hレベ
ル若しくはLレベルの何れかにある。信号LがHレベル
にある場合、インバータは発振状態から始まり適性負荷
であれば正常に発振し、また無負荷若しくは小物負荷で
あれば無負荷検知回路12が動作してナンドゲートNA
ND8の入力にLレベル信号が加わりそれ故ナンドゲー
トNAND9の出力はLレベルに変り、インバータの発
振を禁止する。他方ナンドゲートNAND9出力信号L
がLレベルにある場合、無負荷若しくは小物負荷を検知
したときと同様の状態から始まり、適性負荷が置かれて
いれは負荷検知回路13が動作してナンドゲートNAN
D9のLレベル信号が入力し、その出力はHレベルとな
りインバータは発振を開始する。ところが出力を周波数
制御によつて行なう本発明実施例にあつては、出力を「
強」の位置に設定した場合、小物負荷を置くと商用交流
周波数信号の0V付近で発振が生じず、恰かも適性負荷
が置かれたかの如き状態になることが確認された。それ
故この状態では、発振は停止せず、小物負荷が加熱され
てしまう危険が生じる。上記出力遅延回路10はかかる
問題を解決したものである。すなわち本実施例調理器で
は、共振周波数を出力「強」のときに合わせているので
、ワークコイルL1負荷による容量および共振コンデン
サC1の抵抗分は出力「強」のとき最も少なく、他方出
力「弱」のとき最大となる。すなわち出力「強」のとき
負荷は重く、出力「弱」のとき負荷は最も軽くなるので
ある。そして負荷が軽くなると無負荷時の発振状態と同
様に交流周波数信号の0V付近にて発振が持続すること
となりこの発振動作を無負荷検知回路12にて検知すれ
ば小物負荷の判別が可能である。次にその動作を説明す
る。
プFF3のナンドゲートNAND9の出力Lは、Hレベ
ル若しくはLレベルの何れかにある。信号LがHレベル
にある場合、インバータは発振状態から始まり適性負荷
であれば正常に発振し、また無負荷若しくは小物負荷で
あれば無負荷検知回路12が動作してナンドゲートNA
ND8の入力にLレベル信号が加わりそれ故ナンドゲー
トNAND9の出力はLレベルに変り、インバータの発
振を禁止する。他方ナンドゲートNAND9出力信号L
がLレベルにある場合、無負荷若しくは小物負荷を検知
したときと同様の状態から始まり、適性負荷が置かれて
いれは負荷検知回路13が動作してナンドゲートNAN
D9のLレベル信号が入力し、その出力はHレベルとな
りインバータは発振を開始する。ところが出力を周波数
制御によつて行なう本発明実施例にあつては、出力を「
強」の位置に設定した場合、小物負荷を置くと商用交流
周波数信号の0V付近で発振が生じず、恰かも適性負荷
が置かれたかの如き状態になることが確認された。それ
故この状態では、発振は停止せず、小物負荷が加熱され
てしまう危険が生じる。上記出力遅延回路10はかかる
問題を解決したものである。すなわち本実施例調理器で
は、共振周波数を出力「強」のときに合わせているので
、ワークコイルL1負荷による容量および共振コンデン
サC1の抵抗分は出力「強」のとき最も少なく、他方出
力「弱」のとき最大となる。すなわち出力「強」のとき
負荷は重く、出力「弱」のとき負荷は最も軽くなるので
ある。そして負荷が軽くなると無負荷時の発振状態と同
様に交流周波数信号の0V付近にて発振が持続すること
となりこの発振動作を無負荷検知回路12にて検知すれ
ば小物負荷の判別が可能である。次にその動作を説明す
る。
いま電源スイッチSpwをオンとするとコンデンサC7
と抵抗Rl6およびトランジスタOのベース●エミッタ
間抵抗の時定数によりコンデンサC7が充電され、トラ
ンジスタQ4のベース・エミッタ間に所定値以上の電圧
が加わるため初期の一定時間(約1sec)のみトラン
ジスタQ4は導通状態となる。このトランジスタ9の導
通によりZO点一接地間抵抗に抵抗Rl6が新たに並列
に接続されることとなりこの間の合成抵抗は減少する。
すなわちインバータの発振周波数は上昇し、出力は「弱
」の状態となるのである。この出力「弱」の状態では交
流周波数信号の0■付近で発振が持続するから、出力「
強」のとき検知されなかつた小物負荷は確実に検知され
ることとなる。以上の説明から明らかなように本発明誘
導加熱調理器は、過負荷検知手段を設け、過大電流が流
れ易いステンレス鋼を用いたとき、この過大電流を検知
して出力を低下させたものであるから、爾後過大電流の
発生は防止され入力電流は常に一定レベル以下に制限す
ることができる。
と抵抗Rl6およびトランジスタOのベース●エミッタ
間抵抗の時定数によりコンデンサC7が充電され、トラ
ンジスタQ4のベース・エミッタ間に所定値以上の電圧
が加わるため初期の一定時間(約1sec)のみトラン
ジスタQ4は導通状態となる。このトランジスタ9の導
通によりZO点一接地間抵抗に抵抗Rl6が新たに並列
に接続されることとなりこの間の合成抵抗は減少する。
すなわちインバータの発振周波数は上昇し、出力は「弱
」の状態となるのである。この出力「弱」の状態では交
流周波数信号の0■付近で発振が持続するから、出力「
強」のとき検知されなかつた小物負荷は確実に検知され
ることとなる。以上の説明から明らかなように本発明誘
導加熱調理器は、過負荷検知手段を設け、過大電流が流
れ易いステンレス鋼を用いたとき、この過大電流を検知
して出力を低下させたものであるから、爾後過大電流の
発生は防止され入力電流は常に一定レベル以下に制限す
ることができる。
これにより、過大電流に起因するブレーカの遮断や、電
気部品の破壊は防止される。特にインバータを構成する
スイッチング素子の保護が可能となり、調理器の信頼性
、高寿命化に寄与する効果は大きい。さらに本発明によ
れば、出力が「強」の位置に設定された状態で電源を投
入した場合であつても一旦出力を下げ小物負荷検知回路
が作動する状態とし、小物負荷であれば確実にこれを検
知することができる構成としたから、出力「強」の状態
で誤まつて小物負荷を加熱する惧れはない。
気部品の破壊は防止される。特にインバータを構成する
スイッチング素子の保護が可能となり、調理器の信頼性
、高寿命化に寄与する効果は大きい。さらに本発明によ
れば、出力が「強」の位置に設定された状態で電源を投
入した場合であつても一旦出力を下げ小物負荷検知回路
が作動する状態とし、小物負荷であれば確実にこれを検
知することができる構成としたから、出力「強」の状態
で誤まつて小物負荷を加熱する惧れはない。
第1図は本発明誘導加熱調理器の実施例回路図、第2図
は同実施例調理器の斜視図、第3図ないし第7図は同実
施例動作を説明するための信号波形図である。 3・・・・・・駆動回路、8・・・・・・起動回路、9
・・・・・・出力制御回路、10・・・・・・出力遅延
回路、11・・・・・・過負荷検知回路、12・・・・
・・無負荷検知回路、13・・負荷検知回路、15・・
・・・・温度・出力調節回路、19・・・・・・出力表
示回路。
は同実施例調理器の斜視図、第3図ないし第7図は同実
施例動作を説明するための信号波形図である。 3・・・・・・駆動回路、8・・・・・・起動回路、9
・・・・・・出力制御回路、10・・・・・・出力遅延
回路、11・・・・・・過負荷検知回路、12・・・・
・・無負荷検知回路、13・・負荷検知回路、15・・
・・・・温度・出力調節回路、19・・・・・・出力表
示回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 脈流電源と、該脈流電源間に接続されワークコイル
および発振駆動用スイッチング素子を含むインバータと
、上記脈流電源と同一周期の起動信号を発生する起動手
段と、この起動信号が入力され任意の時間幅をもつ駆動
信号を上記スイッチング素子に加えこれを導通する出力
制御手段と、上記ワークコイルに近接配置された負荷へ
の入力を検知する入力検知手段と、該入力検知手段から
の信号により上記出力制御手段を駆動し上記インバータ
を自励発振させる誘導加熱調理器であつて、上記入力検
知手段からの信号を入力し、該信号が一定レベル以上と
なつたとき作動し、上記出力制御手段より出力される自
励発振信号の周波数を増加させる過負荷検知手段を備え
たことを特徴とする誘導加熱調理器。 2 特許請求の範囲第1項記載の誘導加熱調理器におい
て、出力制御手段は駆動信号の時間幅を決定する時定数
回路を含み、かつ過負荷検知手段は上記時定数回路の時
定数を低下させる手段を含むことを特徴とする誘導加熱
調理器。 3 脈流電源と、該脈流電源間に接続されたワークコイ
ルおよび発振駆動用スイッチング素子を含むインバータ
と、上記脈流電源と同一周期の起動信号を発生する起動
手段と、上記起動信号が入力され任意の時間幅をもつ駆
動信号を上記スイッチング素子に加えこれを導通する出
力制御手段と、上記ワークコイルに近接配置された負荷
への入力を検知する入力検知手段と、該入力検知手段か
らの信号により上記出力制御手段を駆動し上記インバー
タを自励発振させる誘導加熱調理器であつて、電源投入
直後に一定時間のみ作動し、上記出力制御手段より出力
される自励発振信号の周波数を増加させる出力遅延手段
を備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。 4 特許請求の範囲第3項記載の誘導加熱調理器におい
て、出力制御手段は駆動信号の時間幅を決定する時定数
回路を含み、かつ出力遅延手段は上記時定数回路の時定
数を低下させる手段を含むことを特徴とする誘導加熱調
理器。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8564079A JPS6046798B2 (ja) | 1979-07-05 | 1979-07-05 | 誘導加熱調理器 |
US06/163,088 US4438311A (en) | 1979-07-05 | 1980-06-26 | Induction heating cooking apparatus |
US06/548,289 US4536631A (en) | 1979-07-05 | 1983-11-03 | Induction heating cooking apparatus |
US06/548,290 US4556770A (en) | 1979-07-05 | 1983-11-03 | Induction heating cooking apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8564079A JPS6046798B2 (ja) | 1979-07-05 | 1979-07-05 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS569991A JPS569991A (en) | 1981-01-31 |
JPS6046798B2 true JPS6046798B2 (ja) | 1985-10-17 |
Family
ID=13864416
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8564079A Expired JPS6046798B2 (ja) | 1979-07-05 | 1979-07-05 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6046798B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2643251B2 (ja) * | 1988-03-14 | 1997-08-20 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱調理器 |
-
1979
- 1979-07-05 JP JP8564079A patent/JPS6046798B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS569991A (en) | 1981-01-31 |
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