JPH0612706B2 - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents
電磁誘導加熱装置Info
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- JPH0612706B2 JPH0612706B2 JP59029320A JP2932084A JPH0612706B2 JP H0612706 B2 JPH0612706 B2 JP H0612706B2 JP 59029320 A JP59029320 A JP 59029320A JP 2932084 A JP2932084 A JP 2932084A JP H0612706 B2 JPH0612706 B2 JP H0612706B2
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- Japan
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- input power
- output
- terminal
- induction heating
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は調理器等として用いられる電磁誘導加熱装置に
関し、更に詳述すれば起動時の異音発生防止と、不適性
負荷に対する保護を可能とした電磁誘導加熱装置を提案
するものである。
関し、更に詳述すれば起動時の異音発生防止と、不適性
負荷に対する保護を可能とした電磁誘導加熱装置を提案
するものである。
電磁誘導現象を利用して鉄鍋を加熱して調理するように
した電磁調理器が知られている。このような調理器にお
いては起動時に入力電力が急増するので異音を発し、使
用者を驚かせることとなっていた。
した電磁調理器が知られている。このような調理器にお
いては起動時に入力電力が急増するので異音を発し、使
用者を驚かせることとなっていた。
これを防止すために本願発明者はその起動時の入力電力
を徐々に増大するようにして異音発生を防止した電磁誘
導加熱装置を提案した〔特願昭58-151841号〕。一方、
調理器として使用する場合には、アルミニウム，銅等の
鍋の不適性負荷に対する保護機能を必要とし、これにつ
いては入力電力を監視して、これが小さい場合には不適
性負荷と判断するようになすものが開発されている。然
るところ、本来適性負荷である鋳物鍋では前述のよに入
力電力を漸増するようになしておくと、起動時における
入力電力が低く、不適性負荷と判別されるという不都合
がある。
を徐々に増大するようにして異音発生を防止した電磁誘
導加熱装置を提案した〔特願昭58-151841号〕。一方、
調理器として使用する場合には、アルミニウム，銅等の
鍋の不適性負荷に対する保護機能を必要とし、これにつ
いては入力電力を監視して、これが小さい場合には不適
性負荷と判断するようになすものが開発されている。然
るところ、本来適性負荷である鋳物鍋では前述のよに入
力電力を漸増するようになしておくと、起動時における
入力電力が低く、不適性負荷と判別されるという不都合
がある。
本発明はこのような不都合を解消するためになされたも
のであり起動時の入力電力は全体として漸増させるよう
になすが、その監視のための最初のサンプリングに先立
って入力電力を急増させるようになし、異音発生の防止
と不適性負荷に対する保護を共に可能とし、また入力電
力制御をより精細に行うことを可能とする電磁誘導加熱
装置を提供することを目的とする。
のであり起動時の入力電力は全体として漸増させるよう
になすが、その監視のための最初のサンプリングに先立
って入力電力を急増させるようになし、異音発生の防止
と不適性負荷に対する保護を共に可能とし、また入力電
力制御をより精細に行うことを可能とする電磁誘導加熱
装置を提供することを目的とする。
本発明に係る電磁誘導加熱装置は、インバータ回路を備
え、このインバータ回路のスイッチング素子を断続的に
導通させるべき導通制御信号のデューティ比を起動時に
は漸増するようになして、入力電力を徐々に増大すべく
なす一方、入力電力を監視して起動時における入力電力
が所定値以下である場合はインバータ回路の駆動を停止
すべくなしてあり、前記デューティ比を漸増している途
中において、起動時の入力電力の監視に先立ち前記デュ
ーティ比を急増させるべくなしたことを特徴とする。
え、このインバータ回路のスイッチング素子を断続的に
導通させるべき導通制御信号のデューティ比を起動時に
は漸増するようになして、入力電力を徐々に増大すべく
なす一方、入力電力を監視して起動時における入力電力
が所定値以下である場合はインバータ回路の駆動を停止
すべくなしてあり、前記デューティ比を漸増している途
中において、起動時の入力電力の監視に先立ち前記デュ
ーティ比を急増させるべくなしたことを特徴とする。
以下本発明をその実施例を示す図面に基いて詳述する。
第１図は本発明に係る電磁誘導加熱装置のインバータ回
路部分を示している。商用周波の交流電源１に接続され
た全波整流器２によって得られた直流はチョークコイル
３及び平滑コンデンサ４を介してシングル・エンディッ
ド・プッシュ・プル方式のインバータ回路５に与えるべ
くなしてある。インバータ回路５は誘導加熱コイル５ａ
と共振コンデンサ５ｂの直列共振回路を備え、この直列
共振回路をスイッチングトランジスタ５ｃと並列に接続
すると共に、フライホイルダイオード５ｄと逆並列に接
続している。スイッチングトランジスタ５ｃはコレクタ
をチョークコイル４と誘導加熱コイル５ａとの接続点に
接続してあり、エミッタはもう一つのスイッチングトラ
ンジスタ５ｅのコレクタに接続してある。トランジスタ
５ｅのエミッタは全波整流器２の負極側に接続されてお
り、このトランジスタ５ｅにはダイオード５ｆが逆並列
に接続されている。そして誘導加熱コイル５ａ，ダイオ
ード５ｄ，５ｆ夫々を流れる電流をIa,Id,IfとするとIa
+Id-If及びIf-Idの電流を各検出する変流器８，９を設
けてある。
第１図は本発明に係る電磁誘導加熱装置のインバータ回
路部分を示している。商用周波の交流電源１に接続され
た全波整流器２によって得られた直流はチョークコイル
３及び平滑コンデンサ４を介してシングル・エンディッ
ド・プッシュ・プル方式のインバータ回路５に与えるべ
くなしてある。インバータ回路５は誘導加熱コイル５ａ
と共振コンデンサ５ｂの直列共振回路を備え、この直列
共振回路をスイッチングトランジスタ５ｃと並列に接続
すると共に、フライホイルダイオード５ｄと逆並列に接
続している。スイッチングトランジスタ５ｃはコレクタ
をチョークコイル４と誘導加熱コイル５ａとの接続点に
接続してあり、エミッタはもう一つのスイッチングトラ
ンジスタ５ｅのコレクタに接続してある。トランジスタ
５ｅのエミッタは全波整流器２の負極側に接続されてお
り、このトランジスタ５ｅにはダイオード５ｆが逆並列
に接続されている。そして誘導加熱コイル５ａ，ダイオ
ード５ｄ，５ｆ夫々を流れる電流をIa,Id,IfとするとIa
+Id-If及びIf-Idの電流を各検出する変流器８，９を設
けてある。
トランジスタ５ｃのベース端子ａ，エミッタ端子ｂには
第２図に示すパルストランス５０の２次巻線50bの端子
ａ，ｂが接続されて、これから与えられるデューティ比
1/2のパルスにてトランジスタ５ｃが断続的に導通せし
められる。一方トランジスタ５ｅのベース端子ｃ，エミ
ッタ端子ｄには第４図に示すドライブ回路１９の端子
ｃ，ｄが接続されて、デューティ比1/2以下のパルスに
てトランジスタ５ｅが断続的に導通せしめられる。トラ
ンジスタ５ｅに与えられるパルスのデューティ比は後述
する入力電力制御により定まる。
第２図に示すパルストランス５０の２次巻線50bの端子
ａ，ｂが接続されて、これから与えられるデューティ比
1/2のパルスにてトランジスタ５ｃが断続的に導通せし
められる。一方トランジスタ５ｅのベース端子ｃ，エミ
ッタ端子ｄには第４図に示すドライブ回路１９の端子
ｃ，ｄが接続されて、デューティ比1/2以下のパルスに
てトランジスタ５ｅが断続的に導通せしめられる。トラ
ンジスタ５ｅに与えられるパルスのデューティ比は後述
する入力電力制御により定まる。
以上の第１図の回路においてはトランジスタ５ｅは導通
するとコイル５ａに矢符方向の電流が流れると共にコン
デンサ５ｄはこれによって充電される。次にトランジス
タ５ｅをオフさせたあとトランジスタ５ｃにパルス信号
を与えてこれを導通させ、コンデンサ５ｂの充電電荷を
放電させ、コイル５ａ及びトランジスタ５ｃに矢符とは
逆方向の電流を通流させる。このようにしてトランジス
タ５ｅ，５ｃを高周波で交互的に導通させることにより
コイル５ａには高周波電流が流れ、コイル５ａ上に載置
した鍋Ｐ、更には鍋Ｐ内の食品を加熱することが可能に
なる。なお入力電力はトランジスタ５ｅに与えるパルス
のデューティ比によって制御されるが、それよりも長い
周期を有するインバータ回路５のオン・オフにより入力
電力の調整が行えるようにしてある。
するとコイル５ａに矢符方向の電流が流れると共にコン
デンサ５ｄはこれによって充電される。次にトランジス
タ５ｅをオフさせたあとトランジスタ５ｃにパルス信号
を与えてこれを導通させ、コンデンサ５ｂの充電電荷を
放電させ、コイル５ａ及びトランジスタ５ｃに矢符とは
逆方向の電流を通流させる。このようにしてトランジス
タ５ｅ，５ｃを高周波で交互的に導通させることにより
コイル５ａには高周波電流が流れ、コイル５ａ上に載置
した鍋Ｐ、更には鍋Ｐ内の食品を加熱することが可能に
なる。なお入力電力はトランジスタ５ｅに与えるパルス
のデューティ比によって制御されるが、それよりも長い
周期を有するインバータ回路５のオン・オフにより入力
電力の調整が行えるようにしてある。
第２図はトランジスタ５ｃの駆動回路を示し全波整流器
２等によって得られた直流をパルストランス５０の１次
巻線５０ａとトランジスタ５１との直列回路に与えてい
る。トランジスタ５１は基本周波数０のデューティ比
1/2のパルス信号を発振する発振器５２出力にて駆動さ
れ、２次巻線にトランジスタ５ｃ駆動用のパルスを得る
と共に、３次巻線５０ｃの両端端子VH,VL及び中間端子
ＶＮに前記パルスとは逆位相のパルスを得る。このパル
スは第４図の定電圧回路５４の端子VH,VL,ＶＮに与えら
れる。その他53はリセット用ダイオードである。
２等によって得られた直流をパルストランス５０の１次
巻線５０ａとトランジスタ５１との直列回路に与えてい
る。トランジスタ５１は基本周波数０のデューティ比
1/2のパルス信号を発振する発振器５２出力にて駆動さ
れ、２次巻線にトランジスタ５ｃ駆動用のパルスを得る
と共に、３次巻線５０ｃの両端端子VH,VL及び中間端子
ＶＮに前記パルスとは逆位相のパルスを得る。このパル
スは第４図の定電圧回路５４の端子VH,VL,ＶＮに与えら
れる。その他53はリセット用ダイオードである。
第３図は本発明装置の制御系の中枢部を示している。キ
ーボード６１から入力電力が１０％のように指示入力さ
れるとマイクロコンピュータ６０は、この入力数値を表
示部６２に表示されると共にその出力端子Ｃ，Ｄ間に基
本周波数０、即ちインバータ回路の駆動周波数よりも
十分長い周期のデューティ比1/10のパルス信号を出力す
る。これによって本発明装置は最大入力電力の1/10の電
力での加熱を行うことになる。
ーボード６１から入力電力が１０％のように指示入力さ
れるとマイクロコンピュータ６０は、この入力数値を表
示部６２に表示されると共にその出力端子Ｃ，Ｄ間に基
本周波数０、即ちインバータ回路の駆動周波数よりも
十分長い周期のデューティ比1/10のパルス信号を出力す
る。これによって本発明装置は最大入力電力の1/10の電
力での加熱を行うことになる。
マイクロコンピュータ６０はこのような入力電力制御を
行う外、出力端子αから第５図(イ)に示すようなローア
クティブの監視パルス信号を発する。
行う外、出力端子αから第５図(イ)に示すようなローア
クティブの監視パルス信号を発する。
これは前述した入力電力の監視による不適性負荷検出の
ためのものである。
ためのものである。
このパルス信号がローレベルとなるとこれに連なるトラ
ンジスタ６３がオンするからインバータ回路５が正常な
動作をしてフォトカプラ６４の入力端子Ａ，Ｂ間に電圧
が現れている場合はフォトカプラ６４の発光部が発光
し、受光部がこれを受光するのでマイクロコンピュータ
６０の入力端子βは第５図(ロ)に示すようにハイレベル
となる。逆に、端子Ａ，Ｂ間に電圧が現れていない場合
は端子βはローレベルとなる。即ち、マイクロコンピュ
ータ６０は端子αからパルス信号を発し、その応答とし
て端子βがハイレベルであったときはインバータ回路５
が正常であると判断し、端子αがローレベルであるにも
拘らず端子βがハイレベルとならない場合は異常である
としてブザー６５を動作させる。
ンジスタ６３がオンするからインバータ回路５が正常な
動作をしてフォトカプラ６４の入力端子Ａ，Ｂ間に電圧
が現れている場合はフォトカプラ６４の発光部が発光
し、受光部がこれを受光するのでマイクロコンピュータ
６０の入力端子βは第５図(ロ)に示すようにハイレベル
となる。逆に、端子Ａ，Ｂ間に電圧が現れていない場合
は端子βはローレベルとなる。即ち、マイクロコンピュ
ータ６０は端子αからパルス信号を発し、その応答とし
て端子βがハイレベルであったときはインバータ回路５
が正常であると判断し、端子αがローレベルであるにも
拘らず端子βがハイレベルとならない場合は異常である
としてブザー６５を動作させる。
なお第５図において、図示しない調理開始スイッチを投
入してインバータ回路５に起動指令をかけた時間から監
視パルス信号が最初にローレベルとなるまでの期間をＴ
Ｄとする。
入してインバータ回路５に起動指令をかけた時間から監
視パルス信号が最初にローレベルとなるまでの期間をＴ
Ｄとする。
第４図は本発明装置の制御回路の要部を示している。端
子VH,VN,VLに与えられたデューティ比1/2のパルス信号
は定電圧回路５４に与えられて＋Vc，−Vsの電位を作成
する。また端子ＶＬはエミッタを−Vsとしたトランジス
タQ3のベースに与えられている。第２図の巻線50b，50c
の極性から明らかなように端子ＶＬと端子ａとは同時的
にハイ，ローの変化をするから、端子ａ出力にてオン，
オフされるトランジスタ５ｃがオフしている（端子ａ，
ＶＬがロー）ときにはトランジスタQ3はオフする。この
トランジスタQ3のコレクタは後述するコンパレータ14,1
6aの出力とワイヤードオアをとっている。このような回
路とすることにより、トランジスタ５ｃがオンとなって
いる（従ってトランジスタQ3もオンとなっている）とき
にトランジスタ５ｅをオンさせることがないようにして
インバータ回路５のデッドショートを防止している。
子VH,VN,VLに与えられたデューティ比1/2のパルス信号
は定電圧回路５４に与えられて＋Vc，−Vsの電位を作成
する。また端子ＶＬはエミッタを−Vsとしたトランジス
タQ3のベースに与えられている。第２図の巻線50b，50c
の極性から明らかなように端子ＶＬと端子ａとは同時的
にハイ，ローの変化をするから、端子ａ出力にてオン，
オフされるトランジスタ５ｃがオフしている（端子ａ，
ＶＬがロー）ときにはトランジスタQ3はオフする。この
トランジスタQ3のコレクタは後述するコンパレータ14,1
6aの出力とワイヤードオアをとっている。このような回
路とすることにより、トランジスタ５ｃがオンとなって
いる（従ってトランジスタQ3もオンとなっている）とき
にトランジスタ５ｅをオンさせることがないようにして
インバータ回路５のデッドショートを防止している。
端子ＶＨはエミッタを＋VcとしたトランジスタQ1のベー
スに連なっている。このトランジスQ1にはコンデンサ16
bが並列接続されている。従ってＶＨがローレベルであ
る間（トランジスタ５ｃがオンしており、トランジスタ
５ｅがオフしている期間）はコンデンサ１６ｂが充電状
態にあるが、ＶＨがハイレベルである間（トランジスタ
５ｃがオフしており、トランジスタ５ｅがオンし得る
間）にはトランジスタQ1がオンしてその充電電荷が放電
される。これによりトランジスタQ1のコレクタ側電位V8
は第６図(ロ)に示すように変化する。
スに連なっている。このトランジスQ1にはコンデンサ16
bが並列接続されている。従ってＶＨがローレベルであ
る間（トランジスタ５ｃがオンしており、トランジスタ
５ｅがオフしている期間）はコンデンサ１６ｂが充電状
態にあるが、ＶＨがハイレベルである間（トランジスタ
５ｃがオフしており、トランジスタ５ｅがオンし得る
間）にはトランジスタQ1がオンしてその充電電荷が放電
される。これによりトランジスタQ1のコレクタ側電位V8
は第６図(ロ)に示すように変化する。
第３図に示すマイクロコンピュータ６０の端子Ｃ，Ｄ間
から第７図(イ)に示すように起動時のパルス信号が発せ
られると、このパルス信号はフォトカプラ１３ａに与え
られ、これと相補的に変化するフォトカプラ１３ａ出力
V1はトランジスタ１３ｂに与えられ、これをオフさせ
る。そうするとこれに並列的に接続されているコンデン
サ１３ｃは+Vcにより充電が開始されその端子電圧V2は
第７図(ロ)に示すように緩やかに上昇していく。この電
圧V2はコンパレータ１３ｄに与えられ、ここで所定電圧
と比較される。従ってV2の上昇期間にてコンパレータ１
３ｄ出力V3が反転し、その出力V3は第７図(ハ)に示すよ
うにローレベルに転ずる。この出力V3はNANDゲート１３
ｆに与えられる。このNANDゲート１３ｆにはトランジス
タ１３ｂのコレクタ電位が他入力として与えられてい
る。このコレクタ電位はトランジスタ１３ｂがオフした
時点以後ハイレベルとなっているので、NANDゲート１３
ｆ出力V5は第７図(ニ)に示すように端子Ｃ出力がハイレ
ベルとなってトランジスタ１３ｂがオフした時点からコ
ンパレータ１３ｄ出力V3がローレベルに転じるまでの間
ローレベルとなる。NANDゲート１３ｆ出力V5はトランジ
スタQ2へ与えられ、V5がローレベルである間にトランジ
スタQ2をオフするように接続してある。トランジスタQ2
のコレクタには順方向のダイオードを介して電流制御回
路１５のコンデンサ１５ａが接続されている。
から第７図(イ)に示すように起動時のパルス信号が発せ
られると、このパルス信号はフォトカプラ１３ａに与え
られ、これと相補的に変化するフォトカプラ１３ａ出力
V1はトランジスタ１３ｂに与えられ、これをオフさせ
る。そうするとこれに並列的に接続されているコンデン
サ１３ｃは+Vcにより充電が開始されその端子電圧V2は
第７図(ロ)に示すように緩やかに上昇していく。この電
圧V2はコンパレータ１３ｄに与えられ、ここで所定電圧
と比較される。従ってV2の上昇期間にてコンパレータ１
３ｄ出力V3が反転し、その出力V3は第７図(ハ)に示すよ
うにローレベルに転ずる。この出力V3はNANDゲート１３
ｆに与えられる。このNANDゲート１３ｆにはトランジス
タ１３ｂのコレクタ電位が他入力として与えられてい
る。このコレクタ電位はトランジスタ１３ｂがオフした
時点以後ハイレベルとなっているので、NANDゲート１３
ｆ出力V5は第７図(ニ)に示すように端子Ｃ出力がハイレ
ベルとなってトランジスタ１３ｂがオフした時点からコ
ンパレータ１３ｄ出力V3がローレベルに転じるまでの間
ローレベルとなる。NANDゲート１３ｆ出力V5はトランジ
スタQ2へ与えられ、V5がローレベルである間にトランジ
スタQ2をオフするように接続してある。トランジスタQ2
のコレクタには順方向のダイオードを介して電流制御回
路１５のコンデンサ１５ａが接続されている。
コンパレータ１３ｄ出力V3はトランジスタQ4に与えてV3
の相補信号V6を得てこれをNANDゲート１１に与えてい
る。またV3は微分回路１３ｅに与えて、その微分出力V4
を得、これをＲ−Ｓフリップフロップ１８のセット端子
に与えている。微分出力V4はV3の立下り時に瞬時的にロ
ーレベルに落ちる信号であり、これによりフリップフロ
ップ１８のセットする。フリップフロップ１８のセット
出力ＱはNANDゲート１１に与えられる。
の相補信号V6を得てこれをNANDゲート１１に与えてい
る。またV3は微分回路１３ｅに与えて、その微分出力V4
を得、これをＲ−Ｓフリップフロップ１８のセット端子
に与えている。微分出力V4はV3の立下り時に瞬時的にロ
ーレベルに落ちる信号であり、これによりフリップフロ
ップ１８のセットする。フリップフロップ１８のセット
出力ＱはNANDゲート１１に与えられる。
電流制御回路１５はスイッチングトランジスタ5c,5eの
コレクタ電流の平均値を表す変流器８の出力を整流器１
５ｂにて整流し、この出力電圧VCT−１をコンデンサ１
５ａに与えるようになしてある。コンデンサ１５ａの端
子電圧V7は第７図(ホ)に示すように、NANDゲート１３ｆ
出力V5がローレベルになってトランジスタQ2がオフして
いる間充電されて上昇していき、V5がハイレベルに転じ
たあと緩やかに放電して降下していき、やがて変流器８
出力にて定まるレベルになる。この端子電圧V7はコンパ
レータ１４の−入力端子に与えられる。第６図はこの降
下の初期の第７図に矢符で示す期間を拡大して示すもの
であり、第６図(イ)はV7を示している。
コレクタ電流の平均値を表す変流器８の出力を整流器１
５ｂにて整流し、この出力電圧VCT−１をコンデンサ１
５ａに与えるようになしてある。コンデンサ１５ａの端
子電圧V7は第７図(ホ)に示すように、NANDゲート１３ｆ
出力V5がローレベルになってトランジスタQ2がオフして
いる間充電されて上昇していき、V5がハイレベルに転じ
たあと緩やかに放電して降下していき、やがて変流器８
出力にて定まるレベルになる。この端子電圧V7はコンパ
レータ１４の−入力端子に与えられる。第６図はこの降
下の初期の第７図に矢符で示す期間を拡大して示すもの
であり、第６図(イ)はV7を示している。
コンパレータ１４においては第６図(ロ)に示すように入
力信号V7，V8が比較されることになる。当初はV7が鋸歯
状の信号V8より高くなる期間があるから、このときコン
パレータ１４出力はローレベルとなる。前述したように
トランジスタQ3が端子VL出力（デューティ比1/2のパル
ス）にてオン，オフされるが、そのコレクタはコンパレ
ータ１４とワイヤードオアされているので、その出力信
号V9は第６図(ハ)に示す破線の如きデューティ比1/2のパ
ルスとはならず、それよりも小さい、実線で示すパルス
信号となる。そしてV7の低下に伴い徐々に増加し、やが
てデューティ比1/2のパルス信号となる。この出力信号V
9はNANDゲート１１に与えられている。
力信号V7，V8が比較されることになる。当初はV7が鋸歯
状の信号V8より高くなる期間があるから、このときコン
パレータ１４出力はローレベルとなる。前述したように
トランジスタQ3が端子VL出力（デューティ比1/2のパル
ス）にてオン，オフされるが、そのコレクタはコンパレ
ータ１４とワイヤードオアされているので、その出力信
号V9は第６図(ハ)に示す破線の如きデューティ比1/2のパ
ルスとはならず、それよりも小さい、実線で示すパルス
信号となる。そしてV7の低下に伴い徐々に増加し、やが
てデューティ比1/2のパルス信号となる。この出力信号V
9はNANDゲート１１に与えられている。
入力電力制御回路１６は変流器８，９の出力の差を差動
増幅器１６ｂによって得るようになしたものであり、そ
の出力、つまり誘導加熱コイルの入力電力VPをポテンシ
オメータを介してコンパレータ１６ａの−入力端子に与
えてある。コンパレータ１６ａもコンパレータ１４同様
その＋入力端子にV8を与えているので、コンパレータ１
４同様の動作をする。NANDゲート１１の出力はドライブ
回路１９に与えられる。
増幅器１６ｂによって得るようになしたものであり、そ
の出力、つまり誘導加熱コイルの入力電力VPをポテンシ
オメータを介してコンパレータ１６ａの−入力端子に与
えてある。コンパレータ１６ａもコンパレータ１４同様
その＋入力端子にV8を与えているので、コンパレータ１
４同様の動作をする。NANDゲート１１の出力はドライブ
回路１９に与えられる。
以上の如き構成によりインバータ回路５の起動時におい
ては、コンパレータ１４出力に支配されて第６図(ハ)に
示すようにデューティ比が漸増するパルス信号がドライ
ブ回路１９を介してトランジスタ５ｅに与えられ、これ
によって入力電力は徐々に増加することとなって異常音
の発生は防止される。また起動後においては入力電力を
代表するVPがV8とコンパレータ16aにて比較されるので
入力電力が大となってVPが大となる場合はトランジスタ
５ｅを導通制御するNANDゲート１１出力のパルス信号の
デューティ比が低くなり、入力電力が抑制されその安定
が図られる。
ては、コンパレータ１４出力に支配されて第６図(ハ)に
示すようにデューティ比が漸増するパルス信号がドライ
ブ回路１９を介してトランジスタ５ｅに与えられ、これ
によって入力電力は徐々に増加することとなって異常音
の発生は防止される。また起動後においては入力電力を
代表するVPがV8とコンパレータ16aにて比較されるので
入力電力が大となってVPが大となる場合はトランジスタ
５ｅを導通制御するNANDゲート１１出力のパルス信号の
デューティ比が低くなり、入力電力が抑制されその安定
が図られる。
次に不適性負荷に対する保護のための回路について説明
する。電流制御回路１５の整流器15b出力VCT−１はコン
パレータ１７の−入力としてあり、このコンパレータ１
７の＋入力には所定の基準電圧VR3が与えられている。
不適性負荷が誘導加熱コイル５ａ上に載置された場合に
はVCT−１がVR3よりも高くなりR-Sフリップフロップ１
８のリセット端子にローレベル入力が与えられ、フリッ
プフロップ１８のセット出力Ｑはローレベルとなり、NA
NDゲート１１出力はハイレベルのままとなりトランジス
タ５ｅはオフしたままとなり、これが保護される。この
保護はVCT-1、つまりは変流器８で検出される誘導加熱
コイル5aの電流が過大となる不適性負荷からこの装置を
護るものである。
する。電流制御回路１５の整流器15b出力VCT−１はコン
パレータ１７の−入力としてあり、このコンパレータ１
７の＋入力には所定の基準電圧VR3が与えられている。
不適性負荷が誘導加熱コイル５ａ上に載置された場合に
はVCT−１がVR3よりも高くなりR-Sフリップフロップ１
８のリセット端子にローレベル入力が与えられ、フリッ
プフロップ１８のセット出力Ｑはローレベルとなり、NA
NDゲート１１出力はハイレベルのままとなりトランジス
タ５ｅはオフしたままとなり、これが保護される。この
保護はVCT-1、つまりは変流器８で検出される誘導加熱
コイル5aの電流が過大となる不適性負荷からこの装置を
護るものである。
一方、入力電力の大小を表すVPは２つのコンパレータ2
1,22の−入力端子に与えられており、両コンパレータ2
1,22の＋入力端子には基準電圧VR1及びVR2（但しVR2＞V
R1）が与えられている。コンパレータ２１出力V21はモ
ノステーブル・マルチ・バイブレータ（以下モノマルチ
という）２３にトリガ信号として与えられており、この
モノマルチ２３出力V23にてトランジスタQ5をオンし、
これがオンしたときにコンデンサ15aの端子電圧V7を−V
S側に引き下げるようにそのコレクタを抵抗を介してコ
ンデンサ15aに接続してある。コンパレータ２２出力V22
はトランジスタQ6のエミッタに接続してあり、該トラン
ジスタQ6のベースはR-Sフリップフロップ１８のセット
出力端子に接続されている。そしてそのコレクタは第３
図のフォト カプラ６４の発光側端子Ａに接続してあ
る。このような回路の動作を第８図に基き説明する。
1,22の−入力端子に与えられており、両コンパレータ2
1,22の＋入力端子には基準電圧VR1及びVR2（但しVR2＞V
R1）が与えられている。コンパレータ２１出力V21はモ
ノステーブル・マルチ・バイブレータ（以下モノマルチ
という）２３にトリガ信号として与えられており、この
モノマルチ２３出力V23にてトランジスタQ5をオンし、
これがオンしたときにコンデンサ15aの端子電圧V7を−V
S側に引き下げるようにそのコレクタを抵抗を介してコ
ンデンサ15aに接続してある。コンパレータ２２出力V22
はトランジスタQ6のエミッタに接続してあり、該トラン
ジスタQ6のベースはR-Sフリップフロップ１８のセット
出力端子に接続されている。そしてそのコレクタは第３
図のフォト カプラ６４の発光側端子Ａに接続してあ
る。このような回路の動作を第８図に基き説明する。
マイクロコンピュータ６０の端子Ｃをハイレベルとして
インバータ回路５の起動が行われると前述の如くして入
力電力が徐々に増加するようにして入力電力が増してい
きVPは第８図(イ)に示すように徐々に増加していき、や
がてVPがVR1より大になるとコンパレータ２１出力V21は
ローレベルに転じる〔第８図(ロ)〕。これによりモノマ
ルチ２３はトリガされ、その出力V23は所定時間だけロ
ーレベルとなる〔第８図(ハ)〕。そうするとトランジス
タQ5がオンして、第８図(ニ)に示すようにV7は強制的に
引き下げられる。そうすると第６図(ロ)，(ハ)から明らか
な如くV8＞V7となる時間が長くなりV9のデューティ比は
大となり、入力電力は急増せしめられる〔第８図(イ)〕
適正負荷（鋳物鍋を含む）である場合はやがてVP＞VR2
となるので第８図(ホ)に示すようにコンパレータ２２出
力V22はローレベルに転じトランジスタQ6がオンする。
これによりフォト カプラ６４は発光状態となり、第８
図(ヘ)又は第５図(イ)に示したようにマイクロコンピュー
タ６０の端子αがローレベルとなった時点では端子βは
ハイレベルとなる。このように起動時におけるVpがVR2
になるまでの時間をVR2より低いVR1を基準電圧として設
定したコンパレータ２１及びモノマルチ２３の働きによ
り短縮しているのである。
インバータ回路５の起動が行われると前述の如くして入
力電力が徐々に増加するようにして入力電力が増してい
きVPは第８図(イ)に示すように徐々に増加していき、や
がてVPがVR1より大になるとコンパレータ２１出力V21は
ローレベルに転じる〔第８図(ロ)〕。これによりモノマ
ルチ２３はトリガされ、その出力V23は所定時間だけロ
ーレベルとなる〔第８図(ハ)〕。そうするとトランジス
タQ5がオンして、第８図(ニ)に示すようにV7は強制的に
引き下げられる。そうすると第６図(ロ)，(ハ)から明らか
な如くV8＞V7となる時間が長くなりV9のデューティ比は
大となり、入力電力は急増せしめられる〔第８図(イ)〕
適正負荷（鋳物鍋を含む）である場合はやがてVP＞VR2
となるので第８図(ホ)に示すようにコンパレータ２２出
力V22はローレベルに転じトランジスタQ6がオンする。
これによりフォト カプラ６４は発光状態となり、第８
図(ヘ)又は第５図(イ)に示したようにマイクロコンピュー
タ６０の端子αがローレベルとなった時点では端子βは
ハイレベルとなる。このように起動時におけるVpがVR2
になるまでの時間をVR2より低いVR1を基準電圧として設
定したコンパレータ２１及びモノマルチ２３の働きによ
り短縮しているのである。
入力電力が低い不適性負荷の場合はV9のデューティ比急
増にも拘らずVpがVR2を越えることがないからトランジ
スタQ6はオフのままであり、従ってフォトカプラ64は消
えたままであり、マイクロコンピュータ60による入力電
力監視により不適性負荷が検出される。
増にも拘らずVpがVR2を越えることがないからトランジ
スタQ6はオフのままであり、従ってフォトカプラ64は消
えたままであり、マイクロコンピュータ60による入力電
力監視により不適性負荷が検出される。
これに対して鋳物鍋は起動時にV9のデューティ比を急増
させることでVpを速やかにVR2以上になすことができ
る。従ってこのVR2以上となるまでの起動からの時間をV
R1，モノマルチ23の時定数等によってTDより短くしてお
くことで鋳物鍋を不適性負荷と誤判断することを防止で
きる。
させることでVpを速やかにVR2以上になすことができ
る。従ってこのVR2以上となるまでの起動からの時間をV
R1，モノマルチ23の時定数等によってTDより短くしてお
くことで鋳物鍋を不適性負荷と誤判断することを防止で
きる。
以上の如き本発明による場合は、起動時に入力電力を徐
々に増加させることで異音発生を防止させることを可能
とすると共にアルミニウム，銅等の不適性負荷を検出で
きるようにした上で、鋳物鍋のように入力電力の立上り
が遅い適性負荷を不適性負荷と誤判断することがない電
磁誘導加熱装置が実現できる。
々に増加させることで異音発生を防止させることを可能
とすると共にアルミニウム，銅等の不適性負荷を検出で
きるようにした上で、鋳物鍋のように入力電力の立上り
が遅い適性負荷を不適性負荷と誤判断することがない電
磁誘導加熱装置が実現できる。
第１図は本発明装置のインバータ回路部分の回路図、第
２図はトランジスタ5cの駆動回路図、第３図は制御系の
中枢部のブロック図、第４図は要部制御回路図、第５図
乃至第８図は動作説明のためのタイムチャートである。 ５…インバータ回路、5a…誘導加熱コイル、5c，5e…ト
ランジスタ、８，９…変流器、21，22…コンパレータ、
２３…モノマルチ、６０…マイクロコンピュータ
２図はトランジスタ5cの駆動回路図、第３図は制御系の
中枢部のブロック図、第４図は要部制御回路図、第５図
乃至第８図は動作説明のためのタイムチャートである。 ５…インバータ回路、5a…誘導加熱コイル、5c，5e…ト
ランジスタ、８，９…変流器、21，22…コンパレータ、
２３…モノマルチ、６０…マイクロコンピュータ
Claims (1)
- 【請求項１】インバータ回路を備えた電磁誘導加熱装置
において、該インバータ回路のスイッチング素子を断続
的に導通させるべき導通制御信号のデューティ比を起動
時には漸増するようになして、入力電力を徐々に増大す
べくなす一方、入力電力を監視して起動時における入力
電力が所定値以下である場合はインバータ回路の駆動を
停止すべくなしてあり、更に前記デューティ比を漸増し
ている途中において、起動時の入力電力の監視に先立ち
前記デューティ比を急増させるべくなしたことを特徴と
する電磁誘導加熱装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59029320A JPH0612706B2 (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 電磁誘導加熱装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59029320A JPH0612706B2 (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 電磁誘導加熱装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60174071A JPS60174071A (ja) | 1985-09-07 |
| JPH0612706B2 true JPH0612706B2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=12272925
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59029320A Expired - Lifetime JPH0612706B2 (ja) | 1984-02-17 | 1984-02-17 | 電磁誘導加熱装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0612706B2 (ja) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54134325A (en) * | 1978-04-07 | 1979-10-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Frequency converter |
| JPS57876A (en) * | 1980-06-02 | 1982-01-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induction heating cooking device |
| JPS6213349Y2 (ja) * | 1980-06-03 | 1987-04-06 | ||
| JPS5755087A (en) * | 1980-09-19 | 1982-04-01 | Sanyo Electric Co | Induction heating cooking device |
| JPS59154790A (ja) * | 1983-02-22 | 1984-09-03 | 松下電器産業株式会社 | 誘導加熱調理器 |
-
1984
- 1984-02-17 JP JP59029320A patent/JPH0612706B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60174071A (ja) | 1985-09-07 |
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