JP2008535470A - １次側の漂遊エネルギーが逆給電されるスイッチング電源を作動するための方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、エネルギー蓄積フェーズにおいて中間回路電圧（Ｕ１）に接続されている１次巻線（２）を介して磁気エネルギーがトランス（１）のコアに蓄積され、かつそれに続く放出フェーズにおいて蓄積された磁気エネルギーが大部分２次巻線（３）を介して負荷に放出されかつ磁気エネルギーの僅かな部分が１次側に放出されるようになっており、１次側で放出されるエネルギーがコンデンサ（１３）を、該コンデンサの電圧が常時２次側に加わる電圧×トランス（１）の伝送比より上にあるように充電する、フライバック形コンバータとしてのスイッチング電源を作動するための方法に関する。

Description

本発明は、エネルギー蓄積フェーズにおいて中間回路電圧に接続されている１次巻線を介して磁気エネルギーがトランスのコアに蓄積され、かつそれに続く放出フェーズにおいて蓄積された磁気エネルギーが大部分２次巻線を介して負荷に放出されかつ磁気エネルギーの僅かな部分が１次側に放出されるようになっている、フライバック形コンバータとしてのスイッチング電源を作動するための方法に関する。さらに本発明は、本方法を実施するための装置に関する。

スイッチング電源は一般に公知である。その際フォワード形コンバータとして動作するようなものおよびフライバック形コンバータとして動作するようなものが知られている。後者では蓄積フェーズの期間にトランスの１次巻線を流れる電流により磁気エネルギーが蓄積される。エネルギーは引き続く放出フェーズの期間に、整流および平滑化の後に、２次側に接続されている負荷に放出される。トランスの１次巻線に直列に接続されているスイッチングエレメントは制御装置により負荷に依存してオンオフされる。

普通、直流電流負荷を交流電流網に接続するためにスイッチング電源が使用される。その際スイッチング電源は入力側が交流電流網に接続されかつ第１の段階において整流および平滑化により直流電圧が中間回路において用意される。スイッチングエレメントがオン状態のときに、中間回路は１次巻線を介して閉じられかつ電流が流れ、そのためにトランスのコアに磁気エネルギーが惹起される。この蓄積フェーズにおいて供給される電気的なエネルギーは磁気エネルギーとしてトランスのコアに蓄積される。その際エネルギー転送のために利用することができない、トランスの所謂漂遊インダクタンスが考慮されるべきである。このために、１次巻線と２次巻線との間の結合は理想的ではない。放出フェーズが始まると、すなわちスイッチングエレメントがオフになるとき、１次側の漂遊エネルギーのためにスイッチングエレメントに高いフィードバック電圧が生じ、このためにスイッチングエレメントは破壊されかねない。この振る舞いは、大きなトランスを有している大電力のスイッチング電源において殊に問題である。この場合１次側の漂遊エネルギーはもはや簡単に熱的にスナバ回路網において滅勢させることができず、漂遊エネルギーは効率を向上するためにも、再び１次側の中間回路に逆給電されなければならない。

フィードバック電圧を制限するために例えばＤＥ３５３７５６３Ａ１において１次巻線は、例えば最大のデューティ比に相応するタップを備えている。タップはコンデンサに接続されており、コンデンサはダイオードを介して基準電位に接続されている。これにより、スイッチング電源のそれぞれの半波は零または基準電位に固定的にクランプされ、その結果高いフィードバック電圧が生じることはない。

Young R. : Stromversorgungen fuer SLICs.（Telecomm & Elektronik, ２００１年第１冊、第２７乃至３２頁）には、１次巻線とスイッチングエレメントとの間に配置されているスナバ回路をしようすることでフィードバック電圧が高くなりすぎないようにしようという解決策が記載されている。その際スナバ抵抗およびスナバコンデンサを介して１次側の漂遊エネルギーの一部が消費されて、こうして最大のフィードバック電圧が制限されかつスイッチングエレメントが損傷されないようにしている。しかしこれにより電流供給の効率も劣化される。

ＪＰ１１０９８８３２Ａにも、コンデンサ、ダイオードおよび補助巻線を備えているスナバ回路を有しているフライバック形コンバータが記載されている。ここでは損失は僅かに抑えることができるが、大きな電力のスイッチング電源に対してはこれらは無視することができない。

それ故に従来技術によれば、大きな電力のスイッチング電源に対して１次側の負荷軽減回路が設けられている。この負荷軽減回路により、１次側の漂遊エネルギーが１次側の負荷軽減回路を介して中間回路に逆供給されて、その際にスイッチングエレメントが過負荷されることもないようにできる。負荷軽減回路に、蓄積フェーズの期間に逆向きの電流を妨げるダイオードが配置されている。

Dixon L.: Transformer and Inductor Design for Optimum Circuit Performance, Dalla, Texas 2003, Texas Instruments Incorporated, p 2 - 3 には、１次側の漂遊エネルギーを中間回路にフィードバックするために、１次巻線は負荷軽減巻線として利用される。この配置構成において（図１も参照）、１次巻線は２つの付加的な接続端子と共に中間回路電圧および中間回路の基準電圧に加わっており、その際この接続端子の接続路にダイオードが配置されており、このダイオードにより放出フェーズの間だけの電流フィードバックが可能になる。１次巻線を蓄積期間に中間回路電圧および基準電位に接続するのは、制御部により同期してオンオフされる２つのスイッチングエレメントを介して行われる。

ＵＳ４７５４３８５にもこの形式の回路が記載されている。その際付加的にダイオードに直列にコンデンサが接続されておりかつこれに並列に抵抗が接続されている。コンデンサは、中間回路電圧がリップル特性を有している場合に、放出フェーズの期間に逆に流れるエネルギーを緩衝し、その際中間回路電圧は下側のリップルピークの期間に２次側から１次側に伝送される電圧以下に低下する。

ＪＰ６０１４８３７４Ａにも、ダイオードを介して付加的に中間回路電圧および基準電位に加わる１次巻線を備えているフライバック形コンバータが記載されている。ここではダイオードに直列にコンデンサが設けられており、コンデンサに短時間のフィードバックフェーズの期間にエネルギーが緩衝蓄積される。

別の公知の、１次側の漂遊エネルギーを中間回路にフィードバックするための方法では、付加的な１次側の補助巻線が負荷軽減巻線として利用される。この補助巻線は１次巻線の近傍に券回されており、その際最適な結合に対する巻方向は１次巻線の巻方向と同じであるが、接続の仕方は１次巻線とは逆向きである（図３も参照）。その場合放出フェーズにおいて１次側の漂遊エネルギーは補助巻線およびダイオードを介して中間回路に逆給電される。

スイッチング電源の場合、入力電圧、ひいては中間回路電圧も突如低下する（例えば短時間の電源故障の場合）作動状態が生じる可能性がある。その際に、中間回路電圧が消磁巻線に巻線比に相応して変換される電圧より低くなるとき、２次側で利用可能なエネルギーが中間回路に逆給電されるという問題が発生する。それ故に入力電圧が比較的僅かである場合、従来技術によれば、熱的な所与の条件に無関係に所謂パワー・ディレーティングが適用される。その際入力電圧が僅かな場合に取り出せる電力は低めに定義される。

スイッチング電源の機能を一般に比較的高い最小入力電圧に制限することも公知である。だから僅かな入力電圧を有する領域は完全には利用されない。というのはそうした場合、負荷軽減回路が急激に破壊される可能性があるからである。

それ故に本発明の課題は、冒頭に述べた形式のスイッチング電源の差動のための方法に対して従来技術に比した改善を提供することである。

本発明によればこの課題は、請求項１記載の方法によって解決される。その際消磁は中間回路において直接行われるのではなく、独自の負荷軽減回路において行われる。その際１次側で放出されるエネルギーは、負荷軽減回路においてダイオードを介してコンデンサを充電しかつこうして負荷軽減回路における電圧が中間回路における電圧より上方に保持されるようにするために利用される。しかもコンデンサに加わるこの負荷軽減回路電圧は、巻比に相応して変換される２次電圧から生じる参照電圧の上方に保持される。これにより、放出フェーズにおいて、中間回路における電圧が変換された２次電圧もしくは参照電圧より低いときにも、ただ１次側の漂遊エネルギーが負荷軽減回路を介して搬出されるにすぎないという利点が得られる。これにより、スイッチング電源を中間回路電圧が低い場合にも作動させかつ可能なパワー・ディレーティングがスイッチング電源におけるその他の熱的な所与の条件にのみ依存するよることが可能になる。つまり利用可能な入力電圧領域は大きくなる。更に中間回路コンデンサに蓄積されているエネルギーのより良好な利用が実現され、このために電源が故障した場合の緩衝時間は著しく高められることになる。緩衝時間を同じとする場合にはそれ相応に、中間回路にはより小さく、ひいてはより安価な電解コンデンサ（Ｅｌｋｏ）を配置することができ、このために製造コストは低減されかつ構造嵩は小さくなる。

従来技術に比べてみた別の利点は、１次側の漂遊エネルギーを逆給電する部品が入力電圧が低い場合に、２次側で利用可能なエネルギーの部分による付加的な負荷を受けることがないということである。従ってこの部品を小さめに設計することができるので、コストおよび構造嵩の低減に繋がる。

更に入力電圧が比較的低い場合のスイッチング電源の効率は高くなりかつトランスの巻比の選定に際して本発明により一層大きな自由度が生じる。

本発明の有利な形態において、１次側で放出されるエネルギーは１次側の補助巻線およびダイオードを介してコンデンサを充電する。つまり放出フェーズにおいて、１次側の漂遊エネルギーは１次巻線の近傍に券回されている付加的な補助巻線を介して負荷軽減回路に逆給電される。その際補助巻線は例えば１次巻線と同じ巻数を有している。スイッチングエレメントの遮断の時点で、１次巻線に中間回路電圧（例えば３００Ｖ）が加わる。１次側の漂遊エネルギーの逆給電により同時に補助巻線に、１次巻線および補助巻線の同じ巻数の場合中間回路電圧に相応する（例えば３００Ｖ）電圧が誘起される。その場合スイッチングエレメントにおいてこれらの電圧が加算され、これによりスイッチングエレメントのこのフィードバック電圧は最高で、中間回路電圧の２倍に相応する。つまりスイッチングエレメントは比較的高い電圧に対して設計する必要もない。

本発明の別の有利な形態において、１次側で放出されるエネルギーは１次側の補助巻線およびダイオードを介してコンデンサを充電するようになっている。その際相応の装置は２つの同期してスイッチングされるスイッチングエレメントを有しており、その際スイッチングエレメントが遮断されている際に１次側の漂遊エネルギーの逆給電は１次巻線の付加的な中間回路接続端子を介して行われる。この形式の逆給電は高い中間回路電圧を有するスイッチング電源に対してとりわけ有利である。というのは、遮断の時点においてスイッチングエレメントにおける電圧は１倍の中間回路電圧にしか相応していないからである。つまり、最大の中間回路電圧に対してのみ設計されている２つのスイッチングエレメントを使用することができる。これら２つのスイッチングエレメントは普通は、中間回路電圧の２倍に対して設計する必要がある１つのスイッチングエレメントよりも安価である。

更に、コンデンサの電圧を調整器において、巻比によって変換される２次電圧よりちょっとだけ上方にある規定の最大電圧と比較すれば有利である。負荷軽減回路における最大電圧に達すると、負荷軽減回路と中間回路との間に接続が形成されかつ１次側において負荷軽減回路を介して放出されるエネルギーは中間回路に直接供給される。これにより、負荷軽減回路における電圧が巻比により変換される２次電圧より常に高いことが保証される。これにより負荷軽減回路におけるコンデンサが不必要にも高く充電されることはない。

当然ながら調整器において、負荷軽減回路に一時記憶されたエネルギーの一部は熱に変換される。しかしこの損失熱は公知の方法において発生する喪失熱より著しく僅かである。冷却された調整器の使用により、比較的強く負荷されるスイッチング電源も持続的に比較的低い入力電圧で動作することができるという利点が生じる。

方法を実施するための有利な装置は、コンデンサが１次側で放出されるエネルギーによって充電されて、コンデンサに生じる電圧が常に、２次側に生じる電圧×トランスの伝送比より上方にあるような仕方でコンデンサが配置されるようになっている。

１次側の漂遊エネルギーの、１次巻線を介する逆給電のために、１次巻線は、スイッチングエレメントを介して中間回路電圧に接続されておりかつダイオードを介して基準電位に接続されている第１の巻線接続端子を有している。１次巻線は、別のスイッチングエレメントを介して基準電位に接続されておりかつ別のダイオードを介して中間回路に接続されている第２の巻線接続端子を有している。その場合１次側で放出されたエネルギーはダイオードの１つを介してコンデンサを充電する。

別の有利な装置によれば、１次巻線の補助巻線が、これを介して１次側で放出されるエネルギーがダイオードを介してコンデンサを充電する仕方で配置されているようになっている。その際閉じられた負荷軽減回路において補助巻線、ダイオードおよびコンデンサが直列に接続されている。ダイオードとコンデンサとの間およびコンデンサと補助巻線との間に、負荷軽減回路を調整器を介して中間回路に接続する接続端子が存在している。

放電回路における電圧を制限するために、１次側に、コンデンサの接続端子と中間回路とを接続する調整器が設けられていれば有利である。その際調整器はイン・フェーズレギュレータとして実現されていてよいが、スイッチングレギュレータとして実現されてもよく、簡単な仕方で、いずれの時点においても負荷軽減回路において所望の最小対抗電圧が得られるように設計しておくことができる。

次に本発明を添付図を参照して実施例につき説明する。その際：
図１は従来技術による、漂遊エネルギーが１次巻線を介して逆給電されるスイッチング電源を略示し、
図２は漂遊エネルギーが１次巻線を介して逆給電される本発明のスイッチング電源を略示し、
図３は負荷軽減回路もしくは補助巻線を備えた従来技術のスイッチング電源を略示し、
図４は負荷軽減回路もしくは補助巻線および電圧側に接続されている調整器を備えた本発明のスイッチング電源を略示し、
図５は補助巻線およびアース側に接続されている調整器を備えた本発明のスイッチング電源を略示し、
図６はトランジスタおよびダイオードを備えた調整器を略示し、
図７はＦＥＴを備えた調整器を略示している。

図１には、フライバック形コンバータとしてのスイッチング電源が簡単に図示されている。その際トランス１は１次巻線２および２次巻線を有している。これらは逆向きに同じに券回されている。２次側において整流器ダイオード９および平滑化コンデンサ１０を用いた整流後に出力電圧Ｕ２を取り出すことができる。この出力電圧Ｕ２に出力電圧調整器１２が接続されている。出力電圧調整器は２つのスイッチングエレメント４および６の負荷に依存したスイッチオンおよびオフのためにオプトカプラ１１を介して制御部５に調整操作信号を伝送する。その際この制御部５は通例パルス幅変調（ＰＷＭ）により動作する。つまり、トランス１を介して伝送される電力は通例は同じにとどまるクロック周波数においてオン時間の長さによって決定される。その際クロック周波数は電源周波数より著しく高い。

１次巻線２の巻線端子はスイッチングエレメント４および６に対して並列にダイオード７および８を介して中間回路電圧Ｕ１の接続端子もしくは中間回路の基準電位に接続されている。その際ダイオード７および８が中間回路における電流を、スイッチングエレメント４および６がスイッチオンされているときに中間回路電圧Ｕ１によって引き起こされる電流が１次巻線２を通って流れかつスイッチングエレメント４および６が社出されているときに１次側の漂遊エネルギーにより引き起こされる電流がダイオードを介して中間回路に戻るような仕方で決定する。ところで中間回路電圧Ｕ２がトランス１の伝送比により変換される２次電圧より低下すると、スイッチングエレメント４および６が遮断されている際に放出フェーズの期間に１次側の漂遊エネルギーに対して付加的に不都合なことに２次側で利用可能なエネルギーの一部も中間回路に逆給電される。

このような誤った逆給電は図２に図示の、本発明の形態により妨げられる。その際装置は図１に図示のものと、１次巻線２の巻線端子をダイオード７を介して調整器１４に接続する逆給電分路を除いて対応している。その際ダイオード７のアノードは巻線端子に接続されておりかつダイオード７のカソードは調整器１４および付加的にコンデンサ１３の第１の接続端子に接続されている。コンデンサ１３の第２の接続端子は中間回路の基準電位に接続されている。スイッチング電源のそれぞれのクロックサイクルにより、スイッチングエレメント４および６が遮断されている際の放出フェーズの期間にトランス１からの１次側の漂遊エネルギーはダイオード７を介してコンデンサ１３を充電する。従ってコンデンサ１３の電圧は上昇する。コンデンサ１３の電圧が予め定めた参照電圧より大きくなるや否や、調整器１４は導通しかつコンデンサ１３を、コンデンサ１３の電圧がついには参照電圧より再び低くなるまで中間回路に放電し続ける。

その際参照電圧は負荷軽減回路における最小の対抗電圧として定義可能であり、この電圧は相応のブレークダウン電圧を有するＺダイオードによって予め定めることができる。

図３においてスイッチング電源は従来技術による、１次側の漂遊エネルギーを逆給電するための補助巻線を備えたスイッチング電源が示されている。その際２次側は図１および図２に示したものと変わっていない。しかし１次側においてスイッチングエレメント４だけが１次巻線２に直列に配置されている。このスイッチングエレメント４も制御部５を介してオンオフされる。

１次巻線２の近傍に、トランス１に補助巻線１５が配置されている。補助巻線は２次巻線３と類似してフライバック形コンバータ巻線として使用されている。その際１次巻線２および補助巻線１５の巻数は典型的には同じであるが、異なって選択することも可能である。補助巻線１５は１つの巻線端子がダイオード７を介して中間回路電圧に接続されておりかつ第２の巻線端子が中間回路の基準電位に接続されている。ダイオード７は蓄積フェーズの期間には破棄線１５を電流が流れるのを妨げ、スイッチングエレメント４の遮断後にようやく、１次側の漂遊エネルギーの逆給電により電圧の向きが変わるので、電流はダイオード７を介して中間回路に流れることができる。中間回路電圧Ｕ１がトランス１の変換比により変換される２次電圧を下回ると、再び、１次側の漂遊エネルギーに対して誤って２次側で利用可能なエネルギーの一部も中間回路に逆給電されるという問題が生じる。

図４に、補助巻線１５を有するスイッチング電源に対して誤った逆給電を妨げる本発明の解決法が図示されている。補助巻線１５の、中間回路電圧Ｕ１に対する接続を除いて装置は図３に図示の構成に対応している。補助巻線１５はここでも１次巻線２の近傍に１次巻線と同じ巻数で逆向きに配置されている。１つの端子で補助巻線１５は中間回路の基準電位に接続されており、補助巻線１５の第２の接続端子はダイオード７を介して調整器１４に接続されている。補助巻線１５とダイオード７との直列接続に並列にコンデンサ１３が配置されている。その際機能の仕方はここでも、図２で説明した仕方に対応しているが、ただしここではそれぞれのクロックサイクルにより１次側の漂遊エネルギーは補助巻線１５を介して、補助巻線１５、ダイオード７およびコンデンサ１３から成る負荷軽減回路に供給される。

図５に図示の装置は実質的に図４に図示の装置に対応しているが、ここでは調整器１４が中間回路および負荷軽減回路を電圧側ではなく、アース側に接続している点で相異している。その場合調整器における参照電圧として（例えばＺダイオード電圧として）この場合も負荷軽減回路において得ることができる最初の対抗電圧が予め定められている。

図６には、図５に図示の装置の調整器１４の、３つの端子１６，１７および１８を有する回路内の構成が図示されている。調整器の第１の接続端子１８は中間回路電圧Ｕ１に接続されており、ここではこの接続端子１８から出てＺダイオード２０、２つの抵抗２１および２２およびダイオード２３が接続端子１７に直列に配置されており、調整器１４の接続端子１７は中間回路の基準電位に接続されている。第２の抵抗２２およびダイオード２３の間で接続端子１６が分岐しており、これにより調整器１４は負荷軽減回路の基準電位に接続されている。調整器１４には更にトランジスタ１９が設けられており、トランジスタのベースは抵抗２１と２２との間のタップに接続されている。トランジスタ１９のエミッタは負荷軽減回路の基準電位に接続されておりかつコレクタは中間回路の基準電位に接続されている。

本来の調整器機能は参照エレメントとしてのＺダイオード２０によりおよび中間回路におけるコンデンサ１３を導通させるためのトランジスタ１９によって果たされる。抵抗２１および２２は保護エレメントとして並びにトランジスタ１９の同調および調整器特性の改善のために用いられる。ダイオード２３は、中間回路電圧Ｕ１が負荷軽減電圧より高い標準時に対して設けられている。その場合中間回路電圧Ｕ１により引き起こされる電流はダイオード２３を通ってコンデンサ１３を充電する。振る舞いはこの場合、中間回路における１次側の漂遊エネルギーを直接逆給電する場合と同じである。

調整器１４は図７にも示されており、ここではトランジスタ１９およびダイオード２３は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によって置き換えられている。その際作用の仕方は図６に図示の調整器１４に相応する。ダイオード２３は技術的に規定されてＦＥＴに組み込まれているからである。

従来技術による、漂遊エネルギーが１次巻線を介して逆給電されるスイッチング電源の略図 漂遊エネルギーが１次巻線を介して逆給電される本発明のスイッチング電源の回路略図 負荷軽減回路もしくは補助巻線を備えた従来技術のスイッチング電源の回路略図 負荷軽減回路もしくは補助巻線および電圧側に接続されている調整器を備えた本発明のスイッチング電源の回路略図 補助巻線およびアース側に接続されている調整器を備えた本発明のスイッチング電源の回路略図 トランジスタおよびダイオードを備えた調整器の回路略図 ＦＥＴを備えた調整器の回路略図

Claims (8)

1. エネルギー蓄積フェーズにおいて中間回路電圧（Ｕ１）に接続されている１次巻線（２）を介して磁気エネルギーがトランス（１）のコアに蓄積され、かつそれに続く放出フェーズにおいて蓄積された磁気エネルギーが大部分２次巻線（３）を介して負荷に放出されかつ磁気エネルギーの僅かな部分が１次側に放出される、フライバック形コンバータとしてのスイッチング電源を作動するための方法において、
   １次側で放出されるエネルギーがコンデンサ（１３）を、該コンデンサの電圧が常時２次側に加わる電圧×トランス（１）の伝送比より上にあるように充電する
   ことを特徴とする方法。
2. １次側で放出されるエネルギーは１次側の補助巻線（１５）およびダイオード（７）を介してコンデンサ（１３）を充電する
   請求項１記載の方法。
3. １次側で放出されるエネルギーは１次巻線（２）およびダイオード（７）を介してコンデンサ（１３）を充電する
   請求項１記載の方法。
4. コンデンサ（１３）の電圧は調整器（１４）において規定の最大電圧と比較され、かつ該最大電圧に達すると１次側で放出されるエネルギーは中間回路に直接供給される
   請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
5. 方法を実施するための有利な装置は、コンデンサ（１３）が１次側で放出されるエネルギーによって充電されて、コンデンサに生じる電圧が常に、２次側に生じる電圧×トランス（１）の伝送比より上方にあるような仕方でコンデンサが配置されていることを特徴とする
   請求項１から４までのいずれか１項記載の方法を実施するための装置。
6. １次巻線（２）は第１の巻線端子を有しており、該巻線端子はスイッチングエレメント（６）を介して中間回路電圧に接続されておりかつダイオード（８）を介して基準電位に接続されており、かつ１次巻線（２）は第２の巻線端子を有しており、該巻線端子は別のスイッチングエレメント（４）を介して基準電位に接続されておりかつ別のダイオード（７）を介して中間回路電圧に接続されており、かつ１次側で放出されるエネルギーはダイオード（７，８）の１つを介してコンデンサ（１３）を充電する
   請求項５記載の装置。
7. １次巻線の補助巻線（１５）が、これを介して１次側で放出されるエネルギーがダイオード（７）を介してコンデンサ（１３）を充電する仕方で配置されている
   請求項５記載の装置。
8. コンデンサ（１３）の接続端子と中間回路とを接続する調整器（１４）が１次側に設けられている
   請求項５から７までのいずれか１項記載の装置。

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