JPH09327174A

JPH09327174A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH09327174A
Application number: JP16675796A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Yasuzawa; 精一安沢
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1996-06-05
Filing date: 1996-06-05
Publication date: 1997-12-16

Abstract

(57)【要約】【課題】変換効率を向上可能なスイッチング電源装置
を提供する。【解決手段】二次巻線２ｂの誘起交流に基づいて所定
の電圧に安定化した直流電力を直流出力ライン２６に出
力可能に構成されたスイッチング電源装置１において、
直流電力が所定の電圧に安定化されている常態時におい
て、スイッチング素子１２のスイッチングによってトラ
ンス２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子の
スイッチングオフ時にトランスの補助巻線２ｃを介して
直流出力ラインに放出させると共に補助巻線２ｃの両端
電圧を直流電力の電圧に応じた電圧に制限する第１のエ
ネルギー放出手段３０を備え、一次巻線２ａおよび補助
巻線２ｃは、第１のエネルギー放出手段３０によるエネ
ルギーの放出時において一次巻線に誘起される一次巻線
誘起電圧を、予め規定した規定電圧よりも低電圧に制限
可能な巻数比で構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
のスイッチング動作によってスイッチング用のトランス
の二次巻線に誘起された交流を直流に電力変換するスイ
ッチング電源装置に関し、詳しくは、スイッチングによ
ってトランスに蓄積されたエネルギーをスイッチング素
子のスイッチングオフ時に放出させるエネルギー放出手
段を備えているスイッチング電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】この種のエネルギー放出手段を備えてい
るスイッチング電源装置として、図７に示すフォワード
型のＤＣ／ＤＣコンバータ７１（以下、「コンバータ７
１」という）が従来から知られている。このコンバータ
７１は、入力端に並列接続されたコンデンサ１１と、入
力した入力直流をスイッチングするためのスイッチング
用のトランス７２およびＦＥＴ１２と、ＦＥＴ１２を作
動させるためのスイッチング信号を生成するスイッチン
グ制御回路１３とを備えている。この場合、トランス７
２には、それぞれＮ₁ 、Ｎ₂ およびＮ₃ の巻数を有する
一次巻線７２ａ、二次巻線７２ｂおよび補助巻線７２ｃ
が形成されている。補助巻線７２ｃは、トランス７２に
蓄積されているエネルギーをＦＥＴ１２のスイッチング
オフ時に放出させることによってトランス７２の磁化を
リセットするための巻線であって、その一端が一次巻線
７２ａに接続されると共に他端がダイオード７３を介し
てＦＥＴ１２のソース側に接続されている。一方、二次
巻線７２ｂ側の二次回路には、整流用のダイオード２
１，２２、チョークコイル２３および平滑用のコンデン
サ２４が配設されている。

【０００３】このコンバータ７１では、ＦＥＴ１２がス
イッチング制御回路１３から出力されるスイッチング信
号に基づいて作動すると、トランス７２の一次巻線７２
ａに電流が流れることによって二次巻線７２ｂに交流が
誘起される。この交流は、ダイオード２１，２２やチョ
ークコイル２３およびコンデンサ２４によって整流およ
び平滑され、これにより、直流電力が生成される。一
方、トランス７２は、一次巻線７２ａに電流が流れるこ
とによって、所定のＢ／Ｈカーブに従って磁化される。
このため、このコンバータ７１では、補助巻線７２ｃに
誘起されている電圧Ｖ₁₁に基づいて、ＦＥＴ１２のスイ
ッチングオフ時に、同図に示す向きの電流経路で電流Ｉ
₁₁を流すことによって、トランス７２に蓄積されている
エネルギーを一次側のコンデンサ１１に蓄積し、これに
より、トランス７２の磁化をリセットしている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
コンバータ７１には、以下の問題点がある。第１に、こ
のコンバータ７１では、トランス７２に蓄積されたエネ
ルギーを一次側のコンデンサ１１に蓄積することによっ
てトランス７２の磁化をリセットしている。このため、
コンデンサ１１に蓄積されたエネルギーは、ＦＥＴ１２
によって再度スイッチングされ、そのスイッチングの際
に、そのエネルギーの一部が再度トランス７２に蓄積さ
れるというエネルギーの循環を招いている。この結果、
エネルギーの循環による損失が発生するため、直流電力
から直流電力に変換する変換効率が低下してしまうとい
う問題点がある。

【０００５】第２に、近年、装置の小型化や力率改善が
要求されており、かかる要求を満足させるために、入力
直流として交流を整流した脈流をそのままスイッチング
させる方式を採用する場合が多く、この方式を採用する
と、入力直流の電圧Ｖ_INが大幅に変動する。この場合、
入力直流の電圧Ｖ_INが変動すると、ＦＥＴ１２によるス
イッチングオフ時に、ＦＥＴ１２のドレイン−ソース間
に高電圧が印加されることがある。したがって、高耐圧
のＦＥＴを用いた場合、高耐圧のＦＥＴは一般的にオン
抵抗が大きくかつスイッチング速度が遅いことを考える
と、ＦＥＴ１２の作動時に多大なスイッチングロスが発
生してしまうという問題点がある。具体的には、スイッ
チングオフ時のＦＥＴ１２のドレイン−ソース間の電圧
Ｖ_DSは、一次巻線７２ａに誘起された電圧Ｖ₁₂を電圧Ｖ
_INに加算した電圧と等しくなる。この場合、補助巻線７
２ｃに誘起される電圧Ｖ₁₁が電圧Ｖ_INとほぼ等しいた
め、電圧Ｖ_DSは、下記の式で表される。Ｖ_DS＝Ｖ_IN＋（Ｎ₁ ／Ｎ₃ ）・Ｖ_IN ＝（１＋Ｎ₁ ／Ｎ₃ ）・Ｖ_IN・・・式したがって、電圧Ｖ_INに値（１＋Ｎ₁ ／Ｎ₃ ）を乗じた
値の電圧Ｖ_DSがＦＥＴ１２のドレイン−ソース間に印加
されることになり、電圧Ｖ_DSが極めて上昇することにな
る。

【０００６】また、Ｖ_R 、Ｔ_R およびＴ_ONを、それぞ
れ、トランス７２の磁化をリセットする際に一次巻線７
２ａに誘起されるリセット電圧、リセット時間およびＦ
ＥＴ１２のスイッチングオン時間とすると、一般的に、Ｖ_R ・Ｔ_R ＝Ｖ_IN・Ｔ_ON となる関係にある。したがって、リセット電圧Ｖ_R が、
値（（Ｎ₁ ／Ｎ₃ ）・Ｖ_IN）であるため、Ｔ_R ＝（Ｎ₃ ／Ｎ₁ ）・Ｔ_ON・・・式と表され、リセット時間Ｔ_R は、スイッチングオン時間
Ｔ_ONに巻数比（Ｎ₃ ／Ｎ₁ ）を乗算した値になる。

【０００７】この場合、入力直流の電圧Ｖ_INが低くなっ
ても出力電圧を一定にするためには、スイッチングオン
時間Ｔ_ONを大きくする必要があるが、スイッチングの周
期Ｔと、ＦＥＴ１２のスイッチングオン時間Ｔ_ONと、Ｆ
ＥＴ１２がオフしているスイッチングオフ時間Ｔ_OFF と
の間には、Ｔ＝Ｔ_ON＋Ｔ_OFF となる関係がある。

【０００８】この関係によれば、スイッチングオン時間
Ｔ_ONを大きくした場合には、スイッチングオフ時間Ｔ
_OFF が短くなる。したがって、電圧Ｖ_INが低くなった場
合、リセット時間Ｔ_R を長くしなければならないにも拘
わらず、スイッチングオフ時間Ｔ_OFF が短くなる。一
方、スイッチングオフ時間Ｔ_OFF 内にリセットを完了す
るためには、リセット時間Ｔ_R をスイッチングオフ時間
Ｔ_OFF よりも短くする必要がある。この場合、リセット
時間Ｔ_R を短くするためには、一次巻線７２ａと補助巻
線７２ｃの巻数比（Ｎ₃ ／Ｎ₁ ）を小さくすればよい
（上記式参照）。しかし、かかる場合には、ＦＥＴ１
２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ_DSが、上述した式に
従って高くなるために、ＦＥＴ１２の耐圧を高くしなけ
ればならない。

【０００９】このように、このコンバータ７１には、Ｆ
ＥＴ１２に高電圧が印加されてしまうという要因がある
ため、ＦＥＴ１２に高耐圧のタイプのものを使用しなけ
ればならない。このため、ＦＥＴ１２のオン抵抗が大き
く、かつスイッチング速度が遅くなる結果、多大なスイ
ッチングロスが発生するという問題点がある。

【００１０】一方、高耐圧のＦＥＴが不要なコンバータ
として、図８に示すものも従来から知られている。この
コンバータ８１では、ＦＥＴ１２がオフのときに、トラ
ンス８２に蓄積されているエネルギーに基づいて一次巻
線８２ａから出力される電流が、ダイオード８３を介し
てコンデンサ８４を充電すると共に、コンデンサ８４に
蓄積されたエネルギーが、コンデンサ８４と抵抗８５か
らなる閉ループを流れることによって、抵抗８５によっ
て熱に変換される。ところが、このコンバータ８１で
は、トランス８２に蓄積されたエネルギーがすべて熱に
変換されるため、図２に示すコンバータ７１と比較し
て、さらに変換効率が低下してしまうという問題点があ
る。

【００１１】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、変換効率を向上させることができるス
イッチング電源装置を提供することを主目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、スイッチング素
子を制御することによってスイッチング用のトランスの
一次巻線に電流を流したときにトランスの二次巻線に誘
起される交流に基づいて所定の電圧に安定化した直流電
力を直流出力ラインに出力可能に構成されたスイッチン
グ電源装置において、直流電力が所定の電圧に安定化さ
れている常態時において、スイッチング素子のスイッチ
ングによってトランスに蓄積されたエネルギーを、スイ
ッチング素子のスイッチングオフ時にトランスの補助巻
線を介して直流出力ラインに放出させると共に補助巻線
の両端電圧を直流電力の電圧に応じた電圧に制限する第
１のエネルギー放出手段を備え、一次巻線および補助巻
線は、第１のエネルギー放出手段によるエネルギーの放
出時において一次巻線に誘起される一次巻線誘起電圧
を、予め規定した規定電圧よりも低電圧に制限可能な巻
数比で構成されていることを特徴とする。

【００１３】このスイッチング電源装置では、第１のエ
ネルギー放出手段は、常態時において、スイッチング素
子がスイッチングオフの時に、トランスの補助巻線を介
して、直流出力ラインにトランスのエネルギーを放出さ
せる。この結果、トランスに蓄積されたエネルギーがト
ランスの二次回路である直流出力ラインに放出されるた
め、エネルギーが直接直流電力として利用される結果、
変換効率を向上させることができる。また、スイッチン
グオフ時の補助巻線の両端電圧は、一次巻線に入力され
る直流の電圧に無関係で、生成される直流電力の電圧値
に応じた電圧に制限されるため、スイッチングオフ時の
一次巻線の両端電圧も、巻数比に従って予め規定した規
定電圧以下に制限される。この結果、スイッチング素子
に印加される電圧は、一次巻線に入力される直流電圧に
一次巻線誘起電圧を加えた電圧値になるため、直流電圧
が上昇したとしても、スイッチング素子に印加される電
圧の上昇分は直流電圧の上昇分に制限される。一方、従
来のスイッチング電源装置７１では、入力の電圧Ｖ_INが
上昇すると、上記式に従って上昇するのに対し、この
スイッチング電源装置におけるスイッチング素子に印加
される電圧値は極めて低減されている。したがって、入
力直流の電圧値の変動を考慮しても、低耐圧のスイッチ
ング素子を使用することができることになる。この場
合、低耐圧のＦＥＴやトランジスタは、スイッチング速
度が速いため、スイッチングロスを低下させることがで
きる結果、変換効率を向上させることができる。さら
に、スイッチング素子としてＦＥＴを使用した場合に
は、低耐圧タイプのものはオン抵抗が小さいため、スイ
ッチングロスをさらに低下させることができる結果、変
換効率をより向上させることができる。

【００１４】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、スイッ
チングオフ時における一次巻線誘起電圧が規定電圧より
も高いときにトランスに蓄積されているエネルギーを放
出させる第２のエネルギー放出手段をさらに備えている
ことを特徴とする。

【００１５】このスイッチング電源装置では、常態時に
おいては、第２のエネルギー放出手段がトランスに蓄積
されているエネルギーを放出させることなく、第１のエ
ネルギー放出手段が、補助巻線誘起電圧に基づくエネル
ギーを直流出力ラインに出力する。一方、直流電力が所
定の電圧に安定化されていない異常状態時などにおいて
は、第１のエネルギー放出手段がエネルギーを放出しな
いため、補助巻線の両端電圧が上昇する。これにより、
一次巻線誘起電圧が上昇するため、第２のエネルギー放
出手段がエネルギーを放出させる。この結果、一次巻線
誘起電圧の極端な上昇が阻止されるので、スイッチング
素子の耐圧破壊が有効に防止される。

【００１６】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、第１のエネルギー放出手段は、スイッチングオフ時
において、直流電力が所定電圧よりも高いときに、補助
巻線誘起電圧に基づく電流を直流出力ラインに出力させ
るスイッチング回路を備えていることを特徴とする。

【００１７】このスイッチング電源装置では、生成され
た直流電力の電圧値が所定電圧よりも高いときには、ス
イッチング回路が、補助巻線誘起電圧に基づく電流を直
流出力ラインに出力する。一方、直流電圧が所定電圧よ
りも低い異常状態時においては、スイッチング回路が電
流を出力させないため、補助巻線誘起電圧が上昇し、こ
れに伴って一次巻線誘起電圧も上昇する。一次巻線誘起
電圧が所定の巻線電圧よりも高くなると、第２のエネル
ギー放出手段によってエネルギーの放出が行われる。こ
のように、異常状態時においては、スイッチング回路が
直流出力ラインに電流を出力しないため、補助巻線誘起
電圧の極端な低下を防止する。これにより、トランスの
磁化をリセットするためのリセット電圧の極端な低下に
よるリセット時間の長時間化を阻止する結果、エネルギ
ーの放出を確実に行うことができる。

【００１８】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、第１のエネルギー放出手段は、スイッチングオフ時
において、補助巻線誘起電圧が所定の基準電圧よりも高
いときに、補助巻線誘起電圧に基づく電流を直流出力ラ
インに出力させるスイッチング回路を備えていることを
特徴とする。

【００１９】このスイッチング電源装置では、補助巻線
誘起電圧が所定の基準電圧よりも高いときには、スイッ
チング回路が、補助巻線誘起電圧に基づく電流を直流出
力ラインに出力する。一方、補助巻線誘起電圧が所定の
基準電圧よりも低いときには、スイッチング回路が電流
を出力させないため、補助巻線誘起電圧が上昇し、これ
に伴って一次巻線誘起電圧も上昇する。一次巻線誘起電
圧が所定の巻線電圧よりも高くなった場合には、第２の
エネルギー放出手段によってエネルギーの放出が行わ
れ、補助巻線誘起電圧が所定の基準電圧よりも高くなっ
た場合には、スイッチング回路によってエネルギーが直
流出力ラインに出力される。このように、このスイッチ
ング電源装置においても、請求項２記載のスイッチング
電源装置と同じようにして、補助巻線誘起電圧の極端な
低下を防止することにより、エネルギーの放出を確実に
行うことができる。

【００２０】請求項５記載のスイッチング電源装置は、
請求項３記載のスイッチング電源装置において、スイッ
チング回路は、補助巻線誘起電圧に基づく電流を直流出
力ラインに出力可能な第１のトランジスタと、直流電力
の電圧値がツェナー電圧よりも高くなったときに導通す
るツェナーダイオードと、ツェナーダイオードのツェナ
ー電流によって作動させられて第１のトランジスタを作
動させる第２のトランジスタとを備えていることを特徴
とする。

【００２１】このスイッチング電源装置では、スイッチ
ング回路をツェナーダイオードとトランジスタを用いる
ことにより、簡易かつ低価格で構成することができる。

【００２２】請求項６記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から５のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、第１のエネルギー放出手段は、スイッチン
グオフ時に補助巻線誘起電圧に基づく電流を補助巻線誘
起電圧が誘起される向きに出力可能な一方向性素子と、
一方向性素子の出力電流に基づくエネルギーを一旦蓄積
するためのエネルギー蓄積用コンデンサとを備えている
ことを特徴とする。

【００２３】このスイッチング電源装置では、直流電力
の電圧値が所定電圧よりも低い異常状態時や、補助巻線
誘起電圧が基準電圧よりも低いときには、エネルギー
は、一方向性素子によってエネルギー蓄積用コンデンサ
に蓄積させられる。そして、エネルギー蓄積用コンデン
サに蓄積されたエネルギーは、常態時に復帰したときや
補助巻線誘起電圧が基準電圧よりも高くなったときに、
スイッチング回路を介して、直流出力ラインに出力され
る。このように、このスイッチング電源装置では、トラ
ンスに蓄積されたエネルギーをエネルギー蓄積用コンデ
ンサに一旦蓄積すると共に、その蓄積したエネルギーを
トランスの二次回路側に放出させることによって、エネ
ルギーを効率よく用いることができ、装置の変換効率を
さらに向上させることができる。

【００２４】請求項７記載のスイッチング電源装置は、
請求項２から６のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、第２のエネルギー放出手段は、トランスの
いずれか１つの巻線と相俟って閉回路を形成する一方向
性素子およびツェナーダイオードの直列回路で構成さ
れ、直列回路は、スイッチングオフ時において直列回路
が設けられている巻線に誘起される誘起電圧がツェナー
ダイオードのツェナー電圧よりも高くなったときにツェ
ナーダイオードのツェナー電流が閉回路内を流れること
によってトランスに蓄積されたエネルギーを放出させる
ことを特徴とする。

【００２５】このスイッチング電源装置では、第２のエ
ネルギー放出手段として、ダイオードやトランジスタな
どの一方向性素子と、ツェナーダイオードとを用いるこ
とにより、簡易かつ低価格で構成することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置（以下、「電源装置」と
いう）の好適な実施の形態について説明する。なお、従
来のコンバータ７１と同一の構成要素については、同一
の符号を付してその詳細説明は省略する。

【００２７】図１に示すように、電源装置１は、フォワ
ード型のＤＣ／ＤＣコンバータを構成しており、それぞ
れＮ₁ 、Ｎ₂ およびＮ₄ の巻数である一次巻線２ａ、二
次巻線２ｂおよび補助巻線２ｃを有するトランス２を備
え、トランス２の一次回路側には、従来のコンバータ７
１の各構成要素と同一に構成されたコンデンサ１１およ
びスイッチング制御回路１３と、コンバータ７１のＦＥ
Ｔ１２と比較して低耐圧のＦＥＴ１２を備えるほか、一
次巻線２ａの両端間に直列接続され第２のエネルギー放
出回路（第２のエネルギー放出手段）１４を構成するツ
ェナーダイオード１５およびダイオード（本発明におけ
る一方向性素子に相当する）１６を備えている。また、
二次巻線２ｂ側には、従来のコンバータ７１の構成要素
と同一に構成されたダイオード２１，２２、チョークコ
イル２３およびコンデンサ２４が配設されており、これ
らは整流平滑回路２５を構成し、整流平滑回路２５の出
力側は生成した直流電力を出力端子に接続するための直
流出力ライン２６に接続されている。また、補助巻線２
ｃ側には、第１のエネルギー放出回路３０が配設されて
いる。

【００２８】第１のエネルギー放出回路３０は、補助巻
線２ｃの両端に並列接続されたダイオード（本発明にお
ける一方向性素子に相当する）３１およびエネルギー蓄
積用のコンデンサ３２の直列回路と、スイッチング回路
３３とを備えている。スイッチング回路３３は、ダイオ
ード３１のカソードにエミッタが接続されコレクタが直
流出力ライン２６に接続されたトランジスタ（第１のト
ランジスタ）３４と、コレクタが抵抗３５を介してトラ
ンジスタ３４のベースに接続されエミッタがグランドに
接続されたトランジスタ（第２のトランジスタ）３６
と、アノードがトランジスタ３６のベースに接続されカ
ソードが抵抗３７を介して直流出力ライン２６に接続さ
れたツェナーダイオード３８とを備えている。

【００２９】次に、上述した第１のエネルギー放出回路
３０の機能について詳述する。

【００３０】ツェナーダイオード３８は、コンデンサ２
４の正極電圧（本発明における直流電力の電圧値に相当
する）が所定の電圧に安定化されているとき（本実施形
態では、例えば、直流出力が１５Ｖのときには、１２Ｖ
以上のときとしている）に導通してトランジスタ３６に
ベース電流を供給する。トランジスタ３６は、ベース電
流が供給されると、抵抗３５を介してトランジスタ３４
にベース電流を流すことによってトランジスタ３４を作
動させる。一方、ダイオード３１は、ＦＥＴ１２のスイ
ッチングオフ時において補助巻線２ｃに誘起した補助巻
線誘起電圧に基づく出力電流を、その補助巻線誘起電圧
が誘起される向き（同図において、ダイオード３１が導
通する向き）にのみ出力する。トランジスタ３４は、作
動時において、ダイオード３１からの出力電流を直流出
力ライン２６に供給する。

【００３１】次に、電源装置１の動作、特にトランス２
に蓄積されているエネルギーを放出させるためのリセッ
ト動作について詳述する。

【００３２】ＦＥＴ１２によるスイッチングオン期間に
トランス２に蓄積されたエネルギーは、スイッチングオ
フ期間に、ダイオード３１、コンデンサ３２および補助
巻線２ｃからなる閉ループを循環することによって、コ
ンデンサ３２を充電させる。一方、コンデンサ２４の正
極電圧である出力電圧Ｖ_OUT が所定電圧よりも高いとき
には、ツェナーダイオード３８が導通し、コンデンサ２
４の正極、抵抗３７、ツェナーダイオード３８、トラン
ジスタ３６のベース、エミッタおよびコンデンサ２４の
負極（グランド）からなる閉ループを電流が流れること
により、トランジスタ３６が作動する。このため、コン
デンサ３２の正電圧側端子、トランジスタ３４のエミッ
タ、ベース、抵抗３５、トランジスタ３６のコレクタ、
エミッタおよびコンデンサ３２の負極（グランド）から
なる閉ループを電流が流れることによって、トランジス
タ３４が作動状態になる。この結果、コンデンサ３２に
蓄積されている電荷に基づくエネルギーは、トランジス
タ３４を介して、コンデンサ２４または直流出力ライン
２６に接続されている負荷（図示せず）に供給される。

【００３３】一方、電源装置１の作動開始時や作動停止
直前および過負荷状態時などのように、出力電圧Ｖ_OUT
が安定化されていないために所定電圧よりも低い状態の
とき（以下、「正常動作時以外の状態」という）には、
ツェナーダイオード３８が導通しないため、トランジス
タ３４は作動停止状態を維持する。これにより、補助巻
線２ｃの両端電圧（補助巻線誘起電圧）Ｖ_N4の極端な低
下を防止することによって、リセット電圧の極端な低下
によるリセット時間の長時間化を阻止する。この際、ダ
イオード３１を介してコンデンサ３２にエネルギーが蓄
積され続けるので、コンデンサ３２の端子間電圧が上昇
する。この場合、一次巻線２ａの両端電圧Ｖ_N1は、コン
デンサ３２の端子間電圧およびダイオード３１の順方向
降下電圧をそれぞれＶ₃₂およびＶ₃₁とし、補助巻線２ｃ
の巻数に対する一次巻線２ａの巻数比を（Ｎ₁ ／Ｎ₄ ）
とすると、Ｖ_N1＝（Ｎ₁ ／Ｎ₄ ）・（Ｖ₃₂＋Ｖ₃₁）として表される。したがって、両端電圧Ｖ_N1がツェナー
ダイオード１５の順方向ツェナー電圧とダイオード１６
の順方向電圧との加算電圧よりも高くなると、一次巻線
２ａのＦＥＴ１２側の一端、ダイオード１６、ツェナー
ダイオード１５および一次巻線２ａの他端という閉ルー
プ内でエネルギーの放出が行われる。この結果、トラン
ス２に蓄積されているエネルギーは、主としてツェナー
ダイオード１５によって熱に変換される。

【００３４】一方、出力電圧Ｖ_OUT が正常電圧に安定化
されているときには、トランジスタ３４のエミッタ−コ
レクタ間電圧をＶ_ECとすると、コンデンサ３２の両端電
圧Ｖ₃₂は、Ｖ₃₂＝Ｖ_OUT ＋Ｖ_EC であるので、ダイオード３１の順方向降下電圧Ｖ₃₁を無
視すれば、このときの一次巻線２ａの両端電圧Ｖ_N1（本
発明における規定電圧に相当する）は、Ｖ_N1＝（Ｎ₁ ／Ｎ₄ ）・（Ｖ_OUT ＋Ｖ_EC）となる。したがって、この両端電圧Ｖ_N1がツェナーダイ
オード１５のツェナー電圧よりも低くなるように、一次
巻線２ａと補助巻線２ｃの巻数比（Ｎ₁ ／Ｎ₄ ）を設定
する（または、ツェナーダイオード１５のツェナー電圧
を両端電圧Ｖ_N1よりも高く設定する）ことにより、出力
電圧Ｖ_OUT が正常に安定化されているときには、トラン
ス２に蓄積されているエネルギーは、ツェナーダイオー
ド１５によって熱に変換されないで直流出力ライン２６
に出力される。

【００３５】以上のように、この電源装置１によれば、
出力電圧Ｖ_OUT が所定の電圧に安定化されているときに
は、トランス２に蓄積されているエネルギーの殆どが直
流出力ライン２６に出力されることによって直流電力に
変換される。この結果、エネルギーをトランス２の一次
回路側に戻すことによってエネルギーを循環させてしま
う従来のコンバータ７１やトランスの一次巻線の両端に
接続された抵抗などによってエネルギーを熱に変換して
しまうコンバータ８１などと比較して、電力変換効率を
大幅に向上させることができる。

【００３６】また、電源装置１によれば、常態時には、
出力電圧Ｖ_OUT が所定電圧に安定化されているため、補
助巻線２ｃの両端電圧Ｖ_N4がほぼ一定になり、これによ
り、エネルギーを放出している際の一次巻線２ａの両端
電圧Ｖ_N1が、ほぼ一定値（（Ｎ₁ ／Ｎ₄ ）・（Ｖ_OUT ＋
Ｖ_EC））に制限される。この結果、ＦＥＴのドレイン−
ソース間の電圧Ｖ_DSは、最大でも、Ｖ_DS＝Ｖ_IN＋Ｖ_N1 で表される電圧値に制限される。この場合、電圧Ｖ
_N1が、ほぼ出力電圧Ｖ_OUT によって決定され、入力の電
圧Ｖ_INの変動と無関係であるため、ＦＥＴ１２のドレイ
ン−ソース間に印加される電圧Ｖ_DSの変動値は、電圧Ｖ
_INの変動値と等しい。したがって、従来のコンバータ７
１では、入力の電圧Ｖ_INが上昇すると、上記した式に
従って電圧Ｖ_DSが上昇することによって、高耐圧のＦＥ
Ｔを使用しなければならなかったのに対し、この電源装
置１では、入力電圧変動による耐圧上昇をそれ程考慮す
る必要がないため、ＦＥＴ１２には低耐圧のＦＥＴを使
用することができる。

【００３７】一方、リセット時間Ｔ_R については、上記
した式により、Ｔ_R ＝Ｖ_IN・Ｔ_ON／Ｖ_R であり、リセット電圧Ｖ_R として一次巻線２ａの両端電
圧Ｖ_N1を代入すると、Ｔ_R ＝Ｖ_IN・Ｔ_ON／Ｖ_N1 となる。この場合、両端電圧Ｖ_N1がほぼ一定値であり、
かつ、生成する直流電力の電圧値を一定にするためには
上記の値（Ｖ_IN・Ｔ_ON）を一定にするように動作させる
ため、リセット時間Ｔ_R は一定になる。したがって、入
力の電圧Ｖ_INが低下してスイッチングオン時間Ｔ_ONが大
きくなったとしても、従来のコンバータ７１とは異な
り、リセット時間Ｔ_R を大きくする必要がないため、ス
イッチングオフ時間Ｔ_OFF 内にトランス２の磁化を確実
にリセットすることができる。

【００３８】このように、この電源装置１では、ＦＥＴ
１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ_DSが、Ｖ_DS＝Ｖ_IN＋Ｖ_N1 ＝Ｖ_IN＋Ｖ_R となる関係にあるため、前述したように、従来のコンバ
ータ７１と比較して電圧Ｖ_DSを低く抑えることができ
る。このため、スイッチング速度が速くかつオン抵抗が
小さい低耐圧のＦＥＴを使用することが可能になる結
果、装置の変換効率を向上させることができる。

【００３９】なお、ちなみに、発明者の実験によれば、
コンバータ７１およびコンバータ８１の変換効率がそれ
ぞれ約８５％および８２．５％であるのに対し、電源装
置１では、従来のコンバータ７１，８１に使用されてい
るＦＥＴ１２と同一のＦＥＴを使用したとしても、変換
効率が約８６．５％と向上している。この効率向上は、
０．１％の効率向上に鎬を削る電源装置の分野において
画期的なものといえる。

【００４０】同時に、従来のコンバータ７１では、リセ
ット時間Ｔ_R がスイッチングオン時間Ｔ_ONに巻数比（Ｎ
₃ ／Ｎ₁ ）を乗算した値のため、入力電圧が大幅に低い
場合にはリセット時間を長くしなければならない結果、
世界中の商用電源に対してスイッチングによる安定化が
可能ないわゆるオールレンジ電源装置を構成することが
困難である場合が多かったが、電源装置１では、入力の
電圧Ｖ_INが低電圧の場合であってもリセット時間をそれ
程長くする必要がないため、オールレンジ電源装置を構
成する場合にも適している。

【００４１】さらに、補助巻線２ｃの両端電圧Ｖ_N4を所
定電圧に制限することにより、スイッチングオフ時にお
ける二次巻線２ｂの両端電圧もある程度の低電圧に制限
することができるため、整流用のダイオード２１として
低逆耐圧タイプのものを使用することができる。これに
より、従来のコンバータ７１などにおいては、ダイオー
ド２１として高逆耐圧タイプのものを使用しなければな
らなかったが、この電源装置１では、低逆耐圧タイプで
あるショットキーダイオードを用いることができる。こ
の場合、整流時におけるダイオード２１のオン電圧が低
下する結果、整流効率をさらに向上させることができ
る。

【００４２】次に、他の実施形態について、図２を参照
して説明する。なお、同図に示す電源装置４１の構成要
素のうち電源装置１の各構成要素と同一の機能を有する
ものについては同一の符号を付して、詳細説明を省略す
る。

【００４３】電源装置４１は、電源装置１とは構成が異
なるスイッチング回路４２を備え、スイッチング回路４
２は、基準電源４３、コンパレータ４４、抵抗４５およ
びトランジスタ４６を備えている。

【００４４】この電源装置４１では、コンパレータ４４
が、補助巻線２ｃの両端電圧Ｖ_N4（補助巻線誘起電圧）
と基準電源４３の基準電圧とを比較し、両端電圧Ｖ_N4の
方が基準電圧よりも高いときに、ロウレベル信号を出力
する。トランジスタ４６は、コンパレータ４４からロウ
レベル信号が出力されると、ダイオード３１を介して、
両端電圧Ｖ_N4に基づく電流を直流出力ライン２６に出力
する。一方、両端電圧Ｖ_N4が基準電圧よりも低いときに
は、コンパレータ４４によってトランジスタ４６が作動
停止させられる結果、電流が出力されないため、両端電
圧Ｖ_N4が上昇し、これに伴って一次巻線の両端電圧Ｖ_N1
（一次巻線誘起電圧）も上昇する。両端電圧Ｖ_N1が所定
の巻線電圧よりも高くなった場合には、一次巻線２ａ側
に配設されている第２のエネルギー放出回路１４（図１
参照）によってエネルギーの放出が行われ、補助巻線２
ｃの両端電圧Ｖ_N4が基準電圧よりも高くなった場合に
は、スイッチング回路４２によってエネルギーが直流出
力ライン２６に出力される。このように、この電源装置
４１においても、電源装置１と同じようにして、電力変
換効率を大幅に向上させることができると共に、補助巻
線２ｃの両端電圧Ｖ_N4の極端な低下を防止することによ
り、エネルギーの放出を確実に行うことができる。

【００４５】なお、本発明は、上記した実施の形態に限
定されず、その構成を適宜変更することができる。例え
ば、図３〜図５に示す電源装置５１〜５３のように、整
流平滑回路２５内の接続方法、補助巻線２ｃの接続方
法、およびダイオード３２の接続位置など適宜変更する
ことが可能である。なお、電源装置５１〜５３の構成要
素のうち電源装置１の各構成要素と同一の機能を有する
ものについては同一の符号を付して、詳細説明を省略す
る。

【００４６】この場合、図３に示す電源装置５１では、
補助巻線２ｃの両端電圧Ｖ_N4が誘起される向きと、二次
巻線２ｂに誘起される両端電圧Ｖ_N2の向きが互いに異な
るため、両巻線２ｂ，２Ｃは、巻数Ｎ₄ を巻数Ｎ₂ より
も大きくする必要があり、この場合の補助巻線２ｃに実
質的に誘起される両端電圧はＶ_N4から両端電圧Ｖ_N2を減
算した値の電圧値になる。

【００４７】さらに、第２のエネルギー放出回路１４と
してのツェナーダイオード１５とダイオード１６の直列
回路は、その接続を逆にすることも可能であるし、上記
直列回路の代わりに、図６に示すように、ＮＰＮ型のト
ランジスタ６１、抵抗６２、ツェナーダイオード６３お
よびダイオード６４の組合せによって構成することもで
きる。この場合には、トランス２に蓄積されたエネルギ
ーは、主としてトランジスタ６１によって消費される。
また、上記したツェナーダイオード１５とダイオード１
６との直列回路は、トランス２のいずれか１つの巻線
（本実施形態では、一次巻線２ａ、二次巻線２ｂおよび
補助巻線２ｃのいずれか１つの巻線）の両端に接続すれ
ばよい。なお、二次巻線２ｂに接続する場合には、ツェ
ナーダイオードをダイオード２１に並列接続（両者のカ
ソードおよびアノード同士がそれぞれ接続されるように
する）すればよく、この場合には、上記した直列回路の
ダイオード１６を省略することができる。また、補助巻
線２ｃに接続する場合には、ツェナーダイオードを、カ
ソードがダイオード３１のカソードに接続されるように
してコンデンサ３２に並列接続すればよく、この場合に
も、ダイオード１６を省略することができる。なお、こ
の場合のツェナーダイオードのツェナー電圧は、一次巻
線２ａの両端に接続する場合と比較して、巻数比（Ｎ₄
／Ｎ₁ ）を乗算した電圧値とほぼ等しくすればよい。

【００４８】また、スイッチング素子としてのＦＥＴ１
２の代わりにトランジスタを使用することも可能であ
る。

【００４９】また、スイッチング回路３３の構成につい
ても、ツェナーダイオード３８の代わりに、シャントレ
ギュレータなどを使用することもできるし、トランジス
タ３４，３６の組合せを適宜変更することができる。

【００５０】さらに、本実施形態では、正電圧を生成す
る電源装置の例について説明したが、本発明は、これに
限定されず、負電圧を生成するいわゆるマイナス電源に
も適用できるのは勿論である。

【００５１】

【発明の効果】以上のように請求項１記載のスイッチン
グ電源装置によれば、常態時において、トランスに蓄積
されたエネルギーがトランスの二次回路である直流出力
ラインに放出されるため、直流電力として有効に利用で
きる結果、変換効率を向上させることができる。また、
常態時において、スイッチング素子に印加される電圧値
も所定電圧に制限されるので、低耐圧のスイッチング素
子を用いることができる結果、スイッチングロスを低下
させることができるため、変換効率を向上させることが
できる。さらに、スイッチング素子としてＦＥＴを用い
た場合には、オン抵抗が小さいタイプを使用することが
できるため、スイッチングロスをさらに低下させること
ができる。

【００５２】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、直流電力が所定の電圧に安定化されていな
い異常状態時などにおいては、第２のエネルギー放出手
段がエネルギーを放出させる結果、一次巻線誘起電圧の
極端な上昇が阻止されるので、スイッチング素子の耐圧
破壊を有効に防止する。

【００５３】また、請求項３および４記載のスイッチン
グ電源装置によれば、リセット電圧の極端な低下を防止
することにより、エネルギーの放出を確実に行うことが
できる。

【００５４】また、請求項５記載のスイッチング電源装
置によれば、簡易かつ低価格でスイッチング回路を構成
することができる。

【００５５】さらに、請求項６記載のスイッチング電源
装置によれば、補助巻線から出力されるエネルギーがエ
ネルギー蓄積用コンデンサに一旦蓄積され、蓄積された
エネルギーが、エネルギー蓄積用コンデンサから二次巻
線の二次回路側に放出されるため、トランスに蓄積され
たエネルギーを効率よく用いることができる結果、装置
の変換効率をさらに向上させることができる。

【００５６】また、請求項７記載のスイッチング電源装
置によれば、第２のエネルギー放出手段として、ダイオ
ードやトランジスタなどの一方向性素子と、ツェナーダ
イオードとを用いることにより、簡易かつ低価格で構成
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置の回路図である。

【図２】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電
源装置の部分回路図である。

【図３】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電
源装置の部分回路図である。

【図４】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電
源装置の部分回路図である。

【図５】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電
源装置の部分回路図である。

【図６】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電
源装置の部分回路図である。

【図７】従来のコンバータの回路図である。

【図８】従来の他のコンバータの部分回路図である。

【符号の説明】

１スイッチング電源装置２トランス２ａ一次巻線２ｂ二次巻線２ｃ補助巻線１２ＦＥＴ１４第２のエネルギー放出回路１５ツェナーダイオード１６ダイオード２６直流出力ライン３０第１のエネルギー放出回路３１ダイオード３２コンデンサ３３スイッチング回路３４トランジスタ３６トランジスタ３８ツェナーダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子を制御することによっ
てスイッチング用のトランスの一次巻線に電流を流した
ときに当該トランスの二次巻線に誘起される交流に基づ
いて所定の電圧に安定化した直流電力を直流出力ライン
に出力可能に構成されたスイッチング電源装置におい
て、前記直流電力が所定の電圧に安定化されている常態時に
おいて、前記スイッチング素子のスイッチングによって
前記トランスに蓄積されたエネルギーを、前記スイッチ
ング素子のスイッチングオフ時に前記トランスの補助巻
線を介して前記直流出力ラインに放出させると共に当該
補助巻線の両端電圧を前記直流電力の電圧に応じた電圧
に制限する第１のエネルギー放出手段を備え、前記一次巻線および前記補助巻線は、前記第１のエネル
ギー放出手段による前記エネルギーの放出時において当
該一次巻線に誘起される一次巻線誘起電圧を、予め規定
した規定電圧よりも低電圧に制限可能な巻数比で構成さ
れていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記スイッチングオフ時における前記一
次巻線誘起電圧が前記規定電圧よりも高いときに当該ト
ランスに蓄積されているエネルギーを放出させる第２の
エネルギー放出手段をさらに備えていることを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】前記第１のエネルギー放出手段は、前記
スイッチングオフ時において、前記直流電力が所定電圧
よりも高いときに、前記補助巻線誘起電圧に基づく電流
を前記直流出力ラインに出力させるスイッチング回路を
備えていることを特徴とする請求項１または２記載のス
イッチング電源装置。
【請求項４】前記第１のエネルギー放出手段は、前記
スイッチングオフ時において、前記補助巻線誘起電圧が
所定の基準電圧よりも高いときに、前記補助巻線誘起電
圧に基づく電流を前記直流出力ラインに出力させるスイ
ッチング回路を備えていることを特徴とする請求項１ま
たは２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】前記スイッチング回路は、前記補助巻線
誘起電圧に基づく電流を前記直流出力ラインに出力可能
な第１のトランジスタと、前記直流電力の電圧値がツェ
ナー電圧よりも高くなったときに導通するツェナーダイ
オードと、当該ツェナーダイオードのツェナー電流によ
って作動させられて前記第１のトランジスタを作動させ
る第２のトランジスタとを備えていることを特徴とする
請求項３記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】前記第１のエネルギー放出手段は、前記
スイッチングオフ時に前記補助巻線誘起電圧に基づく電
流を当該補助巻線誘起電圧が誘起される向きに出力可能
な一方向性素子と、当該一方向性素子の出力電流に基づ
くエネルギーを一旦蓄積するためのエネルギー蓄積用コ
ンデンサとを備えていることを特徴とする請求項１から
５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】前記第２のエネルギー放出手段は、前記
トランスのいずれか１つの巻線と相俟って閉回路を形成
する一方向性素子およびツェナーダイオードの直列回路
で構成され、当該直列回路は、前記スイッチングオフ時
において当該直列回路が設けられている巻線に誘起され
る誘起電圧が前記ツェナーダイオードのツェナー電圧よ
りも高くなったときに当該ツェナーダイオードのツェナ
ー電流が前記閉回路内を流れることによって前記トラン
スに蓄積されたエネルギーを放出させることを特徴とす
る請求項２から６のいずれかに記載のスイッチング電源
装置。