JPH06347493A - 交流電圧信号の整流用回路装置 - Google Patents
交流電圧信号の整流用回路装置Info
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- JPH06347493A JPH06347493A JP6133516A JP13351694A JPH06347493A JP H06347493 A JPH06347493 A JP H06347493A JP 6133516 A JP6133516 A JP 6133516A JP 13351694 A JP13351694 A JP 13351694A JP H06347493 A JPH06347493 A JP H06347493A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ２つのトランジスタから構成されかつ両方の
入力端に交流電圧信号を供給される差動増幅段により信
号源の交流電圧信号を整流する回路装置が，小さい供給
電圧で確実に動作し，小さい電流しか消費しないように
する。 【構成】 ２つの非対称な差動増幅段Ｔ１，Ｔ２；
Ｔ３，Ｔ４が，交流電圧信号を供給する共通な信号源４
から給電され，非対称性を考慮して，両方の差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２；Ｔ３，Ｔ４が信号源４に異なる向きに接続
されている。これに反し両方の差動増幅段の出力端Ａ
ｃ１，Ａｃ２；Ａｃ３，Ａｃ４は，非対称を考慮して同
じ向きに接続されて，動作抵抗Ｒ１，Ｒ２を形成する出
力回路６ａに接続され，この出力回路６ａの出力端
Ａ１，Ａ２が，近似的に２乗特性を持つ整流された交流
電圧信号ＵＡを供給する。
入力端に交流電圧信号を供給される差動増幅段により信
号源の交流電圧信号を整流する回路装置が，小さい供給
電圧で確実に動作し，小さい電流しか消費しないように
する。 【構成】 ２つの非対称な差動増幅段Ｔ１，Ｔ２；
Ｔ３，Ｔ４が，交流電圧信号を供給する共通な信号源４
から給電され，非対称性を考慮して，両方の差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２；Ｔ３，Ｔ４が信号源４に異なる向きに接続
されている。これに反し両方の差動増幅段の出力端Ａ
ｃ１，Ａｃ２；Ａｃ３，Ａｃ４は，非対称を考慮して同
じ向きに接続されて，動作抵抗Ｒ１，Ｒ２を形成する出
力回路６ａに接続され，この出力回路６ａの出力端
Ａ１，Ａ２が，近似的に２乗特性を持つ整流された交流
電圧信号ＵＡを供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，信号源により発生され
る交流電圧信号を整流する回路装置が，少なくとも１つ
の第１及び第２のトランジスタから構成される差動増幅
段を持ち，この差動増幅段の両方の入力端へ交流電圧信
号が供給される，交流電圧信号の整流用回路装置に関す
る。
る交流電圧信号を整流する回路装置が，少なくとも１つ
の第１及び第２のトランジスタから構成される差動増幅
段を持ち，この差動増幅段の両方の入力端へ交流電圧信
号が供給される，交流電圧信号の整流用回路装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】このような回路装置は，Ｕ．Ｔｉｅｔｚ
ｅ ｕｎｄ Ｃｈ．Ｓｃｈｅｎｋの″Ｈａｌｂｌｅｉｔ
ｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ″，Ｓｐｒｉ
ｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ，１９７８，４．Ａｕｆｌａｇ
ｅ，Ａｂｂｉｌｄｕｎｇ ２５．１３から公知である。
この回路装置では，差動増幅段の１つのトランジスタへ
交流電圧信号が供給され，第２のトランジスタのベース
電極は基準電位にある。差動増幅段の両方のトランジス
タのコレクタ電位は２つの並列接続されているエミツタ
ホロワへ供給されるので，正のコレクタ電位が出力端へ
伝達される。
ｅ ｕｎｄ Ｃｈ．Ｓｃｈｅｎｋの″Ｈａｌｂｌｅｉｔ
ｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ″，Ｓｐｒｉ
ｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ，１９７８，４．Ａｕｆｌａｇ
ｅ，Ａｂｂｉｌｄｕｎｇ ２５．１３から公知である。
この回路装置では，差動増幅段の１つのトランジスタへ
交流電圧信号が供給され，第２のトランジスタのベース
電極は基準電位にある。差動増幅段の両方のトランジス
タのコレクタ電位は２つの並列接続されているエミツタ
ホロワへ供給されるので，正のコレクタ電位が出力端へ
伝達される。
【０００３】更にＣ．Ｔａｍａｚｏｕ，Ｆ．Ｊ．Ｌｉｄ
ｇｅｙ ａｎｄ Ｄ．Ｇ．Ｈａｉｇｈの″Ａｎａｌｏｇ
ＩＣ ｄｅｓｉｇｎ：ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏ
ｄｅａｐｐｒｏａｃｈ″，Ｐｅｔｅｒ Ｐｅｒｅｇｒｉ
ｎｕｓ Ｌｔｄ． Ｌｏｎｄｏｎ，１９９０，Ｆｉｇ．
２．１０から，別の交流電圧信号の整流用回路装置が公
知であり，その整流された信号がほぼ２乗特性を持つて
いる。この回路が図５に示され，３つのｎｐｎトランジ
スタＴ７，Ｔ８及びＴ９により構成されている。中央ト
ランジスタＴ８のエミツタ面積は他の両方のトランジス
タＴ７及びＴ９のエミツタ面積よりｎ倍大きい。これら
３つのトランジスタのエミツタ電極は，電流Ｉ１を供袷
するただ１つの定電流源から給電される。トランジスタ
Ｔ７とＴ８又はＴ８とＴ９のベース間には，同じ抵抗値
を持つそれぞれ１つの抵抗Ｒ７又はＲ８が接続されてい
る。従つて信号源４から供給される交流電圧信号Ｕ
Ｅは，トランジスタＴ７のベース電極へ直接供給される
が，トランジスタＴ８へは半分しか供給されない。トラ
ンジスタＴ７及びＴ９のコレクタ電極は直接動作電圧源
ＵＢに接続され，中央トランジスタＴ８のコレクタ電極
は動作抵折Ｒ９を介して動作電圧源ＵＢに接続されてい
る。
ｇｅｙ ａｎｄ Ｄ．Ｇ．Ｈａｉｇｈの″Ａｎａｌｏｇ
ＩＣ ｄｅｓｉｇｎ：ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ−ｍｏ
ｄｅａｐｐｒｏａｃｈ″，Ｐｅｔｅｒ Ｐｅｒｅｇｒｉ
ｎｕｓ Ｌｔｄ． Ｌｏｎｄｏｎ，１９９０，Ｆｉｇ．
２．１０から，別の交流電圧信号の整流用回路装置が公
知であり，その整流された信号がほぼ２乗特性を持つて
いる。この回路が図５に示され，３つのｎｐｎトランジ
スタＴ７，Ｔ８及びＴ９により構成されている。中央ト
ランジスタＴ８のエミツタ面積は他の両方のトランジス
タＴ７及びＴ９のエミツタ面積よりｎ倍大きい。これら
３つのトランジスタのエミツタ電極は，電流Ｉ１を供袷
するただ１つの定電流源から給電される。トランジスタ
Ｔ７とＴ８又はＴ８とＴ９のベース間には，同じ抵抗値
を持つそれぞれ１つの抵抗Ｒ７又はＲ８が接続されてい
る。従つて信号源４から供給される交流電圧信号Ｕ
Ｅは，トランジスタＴ７のベース電極へ直接供給される
が，トランジスタＴ８へは半分しか供給されない。トラ
ンジスタＴ７及びＴ９のコレクタ電極は直接動作電圧源
ＵＢに接続され，中央トランジスタＴ８のコレクタ電極
は動作抵折Ｒ９を介して動作電圧源ＵＢに接続されてい
る。
【０００４】この回路の動作を図６のＵＥ−ＩＣ線図に
ついて以下に説明する。トランジスタＴ８とＴ７又はＴ
８とＴ９の面積比ｎにより，不動作状態でトランジスタ
Ｔ８のＩ１・ｎ／（ｎ＋２）のコレクタ電流ＩＣ８が動
作抵抗Ｒ９を通つて流れる。これは，図６の線図におい
て曲線ＩＣ８と縦軸との交点である。
ついて以下に説明する。トランジスタＴ８とＴ７又はＴ
８とＴ９の面積比ｎにより，不動作状態でトランジスタ
Ｔ８のＩ１・ｎ／（ｎ＋２）のコレクタ電流ＩＣ８が動
作抵抗Ｒ９を通つて流れる。これは，図６の線図におい
て曲線ＩＣ８と縦軸との交点である。
【０００５】これに反し，入力電圧ＵＥ＝０では，トラ
ンジスタＴ７又はＴ９は，図６の曲線ＩＣ７又はＩＣ９
で示すように，電流の増大する部分を引受ける。しかし
電流ＩＣ８は減少し，入力電圧ＵＥが値０の範囲（図６
の範囲ｄ）では，この電流ＩＣ８の推移は２次の放物線
により近似される。従つてトランジスタＴ８のコレクタ
の電圧は不動作値に対して上昇する。これは２乗特性を
持つ交流電圧信号ＵＥの整流に相当する。
ンジスタＴ７又はＴ９は，図６の曲線ＩＣ７又はＩＣ９
で示すように，電流の増大する部分を引受ける。しかし
電流ＩＣ８は減少し，入力電圧ＵＥが値０の範囲（図６
の範囲ｄ）では，この電流ＩＣ８の推移は２次の放物線
により近似される。従つてトランジスタＴ８のコレクタ
の電圧は不動作値に対して上昇する。これは２乗特性を
持つ交流電圧信号ＵＥの整流に相当する。
【０００６】しかし図５によるこの公知の回路では，両
方の抵折Ｒ７及びＲ８の電力消費が欠点である。更にこ
の回路の確実な動作は大きい入力電圧ＵＥを必要にす
る。
方の抵折Ｒ７及びＲ８の電力消費が欠点である。更にこ
の回路の確実な動作は大きい入力電圧ＵＥを必要にす
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は，小さ
い供給電圧で確実に動作し，更に僅かな電流しか消費し
ない，最初にあげた種類の回路装置を提示することであ
る。
い供給電圧で確実に動作し，更に僅かな電流しか消費し
ない，最初にあげた種類の回路装置を提示することであ
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
本発明によれば、第２の差動増幅段が設けられ，両方の
差動増幅段が非対称又は対称に構成されるが，機能的に
は適当なオフセツト電圧により非対称にされている。こ
れら両方の差動増幅段は，その非対称性を考慮して，異
なる向きで信号源に接続されるが，出力端は非対称性を
考慮して同じ向きに接続される。出力端は，整流された
交流電圧信号を供給する出力回路に接続されている。
本発明によれば、第２の差動増幅段が設けられ，両方の
差動増幅段が非対称又は対称に構成されるが，機能的に
は適当なオフセツト電圧により非対称にされている。こ
れら両方の差動増幅段は，その非対称性を考慮して，異
なる向きで信号源に接続されるが，出力端は非対称性を
考慮して同じ向きに接続される。出力端は，整流された
交流電圧信号を供給する出力回路に接続されている。
【０００９】
【発明の効果】本発明による回路装置は，図５による回
路装置に対して，入力側分圧器がないため，同じ特性曲
線において，確実な動作のために半分の入力電圧しか必
要としないという利点を持つている。本発明によるこの
回路装置は，整流ダイオードで構成される普通のブリツ
ジ回路より著しく速く動作する。
路装置に対して，入力側分圧器がないため，同じ特性曲
線において，確実な動作のために半分の入力電圧しか必
要としないという利点を持つている。本発明によるこの
回路装置は，整流ダイオードで構成される普通のブリツ
ジ回路より著しく速く動作する。
【００１０】別の利点は，本発明による回路装置の出力
特性曲線は零点の範囲で近似的に２乗特性を持つてい
る。なぜならば，これにより電力に比例する量が存在す
るからである。
特性曲線は零点の範囲で近似的に２乗特性を持つてい
る。なぜならば，これにより電力に比例する量が存在す
るからである。
【００１１】
【実施態様】本発明による回路装置の有利な構成では，
両方の差動増幅段の非対称性が，これらの差動増幅段に
属するトランジスタの面積比又は幅比により生ずる。
両方の差動増幅段の非対称性が，これらの差動増幅段に
属するトランジスタの面積比又は幅比により生ずる。
【００１２】本発明の別の有利な構成では，両方の差動
増幅段の非対称性が，整流すべき交流電圧信号に重畳さ
れる補助電圧により生ずる。従つて差動増幅段は，エミ
ツタの面積比による代りに，外部のオフセツト電圧によ
り非対称にされ，本発明の有利な構成によれば，このオ
フセツト電圧が前置差動増幅段の動作抵抗のタツプを介
して生ずる。本発明の他の構成では，片側のエミツタ抵
抗により生ずる。対称に構成されるこのような差動増幅
段の使用は，同じトランジスタを使用できるという利点
を生ずる。
増幅段の非対称性が，整流すべき交流電圧信号に重畳さ
れる補助電圧により生ずる。従つて差動増幅段は，エミ
ツタの面積比による代りに，外部のオフセツト電圧によ
り非対称にされ，本発明の有利な構成によれば，このオ
フセツト電圧が前置差動増幅段の動作抵抗のタツプを介
して生ずる。本発明の他の構成では，片側のエミツタ抵
抗により生ずる。対称に構成されるこのような差動増幅
段の使用は，同じトランジスタを使用できるという利点
を生ずる。
【００１３】更に本発明による回路装置では，出力回路
が差動増幅段の出力端にそれぞれ接続される２つのオー
ム動作抵抗を含んでいる。この場合回路装置の不動作状
態で合成出力電流が値０をとるようにするため，両方の
動作抵抗のコンダクタンスが，差動増幅段の非対称性の
値に等しい値の比に選ばれている。
が差動増幅段の出力端にそれぞれ接続される２つのオー
ム動作抵抗を含んでいる。この場合回路装置の不動作状
態で合成出力電流が値０をとるようにするため，両方の
動作抵抗のコンダクタンスが，差動増幅段の非対称性の
値に等しい値の比に選ばれている。
【００１４】更に両方の出力端が電流鏡回路を介して接
続され，本発明の別の構成によれば，差動増幅段の非対
称性を形成する値に一致するように，電流鏡回路の鏡係
数が設定されるので，この場合も不動作電流は値０をと
る。同時に出力電流の２乗成分の和も有利に得られる。
続され，本発明の別の構成によれば，差動増幅段の非対
称性を形成する値に一致するように，電流鏡回路の鏡係
数が設定されるので，この場合も不動作電流は値０をと
る。同時に出力電流の２乗成分の和も有利に得られる。
【００１５】
【実施例】図面に示されている実施例により，本発明を
以下に説明する。
以下に説明する。
【００１６】図１による回路装置は，ｎｐｎトランジス
タＴ１とＴ２又はＴ３とＴ４により構成される２つの差
動増幅段を示している。信号源４は入力電圧として交流
電圧信号ＵＥを発生し，この交流電圧信号が両方の差動
増幅段へ同時に供給される。両方の差動増幅段におい
て，それぞれ１つのトランジスタＴ１又はＴ３が，それ
ぞれの相手トランジスタＴ２又はＴ４のエミツタ面積よ
りｎ倍大きいエミツタ面積を持つように構成され，これ
は図にエミツタの二重矢印で示されている。差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２は２つの入力端Ｅ１及びＥ２を持ち，これら
の入力端は信号源４のそれぞれの端子に接続されてい
る。これに反し第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４は，第１の
差動増幅段Ｔ１，Ｔ２に対して非対称性を考慮して，入
力端Ｅ３及びＥ４を異なる向きに信号源４に接続されて
いる。従つて大きい方のトランジスタＴ３の出力端
Ｅ３，第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ２の対応する大きい方
のトランジスタＴ１と同じように信号源４の端子に接続
されず，小さい方のトランジスタＴ２の入力端Ｅ２が接
続される信号源４の端子に接続されている。同じように
第２差動増幅段Ｔ３，Ｔ４の小さい方のトランジスタの
入力端Ｅ４も，第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ２の大きい方
のトランジスタＥ１が接続される信号源４の端子に接続
されている。
タＴ１とＴ２又はＴ３とＴ４により構成される２つの差
動増幅段を示している。信号源４は入力電圧として交流
電圧信号ＵＥを発生し，この交流電圧信号が両方の差動
増幅段へ同時に供給される。両方の差動増幅段におい
て，それぞれ１つのトランジスタＴ１又はＴ３が，それ
ぞれの相手トランジスタＴ２又はＴ４のエミツタ面積よ
りｎ倍大きいエミツタ面積を持つように構成され，これ
は図にエミツタの二重矢印で示されている。差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２は２つの入力端Ｅ１及びＥ２を持ち，これら
の入力端は信号源４のそれぞれの端子に接続されてい
る。これに反し第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４は，第１の
差動増幅段Ｔ１，Ｔ２に対して非対称性を考慮して，入
力端Ｅ３及びＥ４を異なる向きに信号源４に接続されて
いる。従つて大きい方のトランジスタＴ３の出力端
Ｅ３，第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ２の対応する大きい方
のトランジスタＴ１と同じように信号源４の端子に接続
されず，小さい方のトランジスタＴ２の入力端Ｅ２が接
続される信号源４の端子に接続されている。同じように
第２差動増幅段Ｔ３，Ｔ４の小さい方のトランジスタの
入力端Ｅ４も，第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ２の大きい方
のトランジスタＥ１が接続される信号源４の端子に接続
されている。
【００１７】これに反し両方の差動増幅段のコレクタ端
子Ａｃ１及びＡｃ２又はＡｃ３及びＡｃ４は，非対称性
を考慮して同じ向きに接続され，即ち第１の差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２の大きい方のトランジスタＴ１のコレクタ端
子Ａｃ１は，第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４の大きい方の
トランジスタＴ３のコレクタ端子Ａｃ３に接続されて，
第１の出力端Ａ１を形成し，同じようにそれぞれ小さい
方のトランジスタＴ２及びＴ４のコレクタ端子Ａｃ２及
びＡｃ４も，第２の出力端Ａ２となるようにまとめられ
ている。
子Ａｃ１及びＡｃ２又はＡｃ３及びＡｃ４は，非対称性
を考慮して同じ向きに接続され，即ち第１の差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２の大きい方のトランジスタＴ１のコレクタ端
子Ａｃ１は，第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４の大きい方の
トランジスタＴ３のコレクタ端子Ａｃ３に接続されて，
第１の出力端Ａ１を形成し，同じようにそれぞれ小さい
方のトランジスタＴ２及びＴ４のコレクタ端子Ａｃ２及
びＡｃ４も，第２の出力端Ａ２となるようにまとめられ
ている。
【００１８】これら両方の出力端Ａ１及びＡ２には，第
１及び第２のオーム動作抵抗Ｒ１及びＲ２を持つ出力回
路６ａが接続され，この出力回路は一方で第１及び第２
の出力端Ａ１及びＡ２に接続され，他方で正の動作電圧
ＵＢの電位にある。
１及び第２のオーム動作抵抗Ｒ１及びＲ２を持つ出力回
路６ａが接続され，この出力回路は一方で第１及び第２
の出力端Ａ１及びＡ２に接続され，他方で正の動作電圧
ＵＢの電位にある。
【００１９】両方の出力端Ａ１及びＡ２から，一緒に接
続される両方のコレクタの電位の差である出力電圧ＵＡ
が取出し可能である。
続される両方のコレクタの電位の差である出力電圧ＵＡ
が取出し可能である。
【００２０】各差動増幅段Ｔ１，Ｔ２又はＴ３，Ｔ
４は，負の動作電圧−ＵＢの電位にある定電流源１又は
２から給電される。従つて第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ２
には定電流Ｉ１が流入し，第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４
には定電流Ｉ２が流入する。
４は，負の動作電圧−ＵＢの電位にある定電流源１又は
２から給電される。従つて第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ２
には定電流Ｉ１が流入し，第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４
には定電流Ｉ２が流入する。
【００２１】次に図１による本発明の回路装置の作用
を，図４のａ）〜ｃ）によるＵＥ−ＩＣ特性曲線に関連
して説明する。不動作状態従つて交流電圧信号ＵＥ＝０
では，流入する電流Ｉ１又はＩ２は面積比ｎに応じて分
配される。それにより出力端Ａ１には，第１の差動増幅
段Ｔ１，Ｔ２からの電流ＩＣ１と，第２の差動増幅段Ｔ
３，Ｔ４からの電流ＩＣ３とが流入する。 ＩＣ１＋ＩＣ３＝ｎ（Ｉ１＋Ｉ２）／（ｎ＋１） これに反し第２の出力端Ａ２には，小さい方の相手トラ
ンジスタＴ２及びＴ４の両方のコレクタ電流ＩＣ２及び
ＩＣ４の和が流入する。 ＩＣ２＋ＩＣ４＝（Ｉ１＋Ｉ２）／（ｎ＋１） ＵＥ＝０における電流の値が図４のａ）及びｂ）にも示
されている。両方の抵抗Ｒ１及びＲ２のコンダクタンス
の比が，両方の差動増幅段のトランジスタの面積比に等
しく選ばれると，出力端には値０の不動作電流が現われ
る。
を，図４のａ）〜ｃ）によるＵＥ−ＩＣ特性曲線に関連
して説明する。不動作状態従つて交流電圧信号ＵＥ＝０
では，流入する電流Ｉ１又はＩ２は面積比ｎに応じて分
配される。それにより出力端Ａ１には，第１の差動増幅
段Ｔ１，Ｔ２からの電流ＩＣ１と，第２の差動増幅段Ｔ
３，Ｔ４からの電流ＩＣ３とが流入する。 ＩＣ１＋ＩＣ３＝ｎ（Ｉ１＋Ｉ２）／（ｎ＋１） これに反し第２の出力端Ａ２には，小さい方の相手トラ
ンジスタＴ２及びＴ４の両方のコレクタ電流ＩＣ２及び
ＩＣ４の和が流入する。 ＩＣ２＋ＩＣ４＝（Ｉ１＋Ｉ２）／（ｎ＋１） ＵＥ＝０における電流の値が図４のａ）及びｂ）にも示
されている。両方の抵抗Ｒ１及びＲ２のコンダクタンス
の比が，両方の差動増幅段のトランジスタの面積比に等
しく選ばれると，出力端には値０の不動作電流が現われ
る。
【００２３】正の制御では，第１の差動増幅段Ｔ１，Ｔ
２においてトランジスタＴ１のコレクタ電流ＩＣ１が更
に増大し，相手トランジスタＴ２のコレクタ電流ＩＣ２
が更に減少し，これに反し第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４
の大きい方のトランジスタＴ３のコレクタ電流Ｉ
Ｃ３が，信号源４への異なる向きの接続のため減少し，
相手トランジスタＴ４のコレクタ電流ＩＣ４が増大す
る。対応する特性曲線が図４のａ）に示されている。両
方の出力端Ａ１及びＡ２へそれぞれ供給される和電流Ｉ
Ａ１及びＩＡ２の推移が図４のｂ）からわかる。こうし
て両方の出力端Ａ１及びＡ２は，ＵＥ＝０の範囲で近似
的に２乗の特性を持つ同じ向きの交流電圧信号を供給す
る。出力電圧ＵＡは両方の出力端Ａ１及びＡ２に存在す
る電位の差であり，図４のｃ）に示され，ＵＥ＝０の近
くでは，近似的に放物線状の推移が得られる。
２においてトランジスタＴ１のコレクタ電流ＩＣ１が更
に増大し，相手トランジスタＴ２のコレクタ電流ＩＣ２
が更に減少し，これに反し第２の差動増幅段Ｔ３，Ｔ４
の大きい方のトランジスタＴ３のコレクタ電流Ｉ
Ｃ３が，信号源４への異なる向きの接続のため減少し，
相手トランジスタＴ４のコレクタ電流ＩＣ４が増大す
る。対応する特性曲線が図４のａ）に示されている。両
方の出力端Ａ１及びＡ２へそれぞれ供給される和電流Ｉ
Ａ１及びＩＡ２の推移が図４のｂ）からわかる。こうし
て両方の出力端Ａ１及びＡ２は，ＵＥ＝０の範囲で近似
的に２乗の特性を持つ同じ向きの交流電圧信号を供給す
る。出力電圧ＵＡは両方の出力端Ａ１及びＡ２に存在す
る電位の差であり，図４のｃ）に示され，ＵＥ＝０の近
くでは，近似的に放物線状の推移が得られる。
【００２４】図１による回路装置は，非常に大きい制御
では，図４のｂ）からわかるように，出力電流ＩＡ１及
びＩＡ２の値が入力電圧ＵＥの極性に関係なく等しくな
るという特徴を持つている。
では，図４のｂ）からわかるように，出力電流ＩＡ１及
びＩＡ２の値が入力電圧ＵＥの極性に関係なく等しくな
るという特徴を持つている。
【００２５】図２は，出力回路６ｂのみが異なる回路装
置を示している。この出力回路６ｂは，２つのｐｎｐト
ランジスタＴ７及びＴ８を持つ電流鏡回路，及び直流電
圧源５と出力抵抗Ｒａとから成る後続段の等価回路を含
んでいる。ダイオードとして接続されるトランジスタＴ
７は第１の出力端Ａ１に接続され，電源トランジスタＴ
８は第２の出力端Ａ２に接続されている。更に直流電圧
源５と出力抵抗Ｒａから成る直列回路は，電流鏡回路の
電源トランジスタＴ８のエミツタ−コレクタ区間を橋絡
している。電流鏡回路を形成するトランジスタＴ７及び
Ｔ８のエミツタ電極は，動作電圧源ＵＢの正の電位に接
続されている。この電流鏡回路では，鏡値は差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２又はＴ３，Ｔ４の面積比ｎに等しく，それに
より不動作電流は値０に補償され，即ち入力電圧ＵＥ＝
０では，出力抵抗Ｒａを通つて値０の出力電流ＩＡが流
れる。その電流の推移が図４のｄ）及びｅ）に示されて
いる。ｅ）による出力電流ＩＡも値ＵＥ＝０の入力電圧
の範囲で近似的に放物線の曲線を持ち，両方の出力電流
ＩＡ１及びＩＡ２の２乗成分が加算されている。
置を示している。この出力回路６ｂは，２つのｐｎｐト
ランジスタＴ７及びＴ８を持つ電流鏡回路，及び直流電
圧源５と出力抵抗Ｒａとから成る後続段の等価回路を含
んでいる。ダイオードとして接続されるトランジスタＴ
７は第１の出力端Ａ１に接続され，電源トランジスタＴ
８は第２の出力端Ａ２に接続されている。更に直流電圧
源５と出力抵抗Ｒａから成る直列回路は，電流鏡回路の
電源トランジスタＴ８のエミツタ−コレクタ区間を橋絡
している。電流鏡回路を形成するトランジスタＴ７及び
Ｔ８のエミツタ電極は，動作電圧源ＵＢの正の電位に接
続されている。この電流鏡回路では，鏡値は差動増幅段
Ｔ１，Ｔ２又はＴ３，Ｔ４の面積比ｎに等しく，それに
より不動作電流は値０に補償され，即ち入力電圧ＵＥ＝
０では，出力抵抗Ｒａを通つて値０の出力電流ＩＡが流
れる。その電流の推移が図４のｄ）及びｅ）に示されて
いる。ｅ）による出力電流ＩＡも値ＵＥ＝０の入力電圧
の範囲で近似的に放物線の曲線を持ち，両方の出力電流
ＩＡ１及びＩＡ２の２乗成分が加算されている。
【００２６】図３に示す本発明の実施例では，両方の差
動増幅段Ｔ１，Ｔ２及びＴ３，Ｔ４がそれぞれ同じトラ
ンジスタから構成されている。これら両方の差動増幅段
における非対称性は，分圧器Ｒ３，Ｒ４又はＲ５，Ｒ６
によりそれぞれ生ずる補助電圧ＵＨ１又はＵＨ２によつ
て得られる。これら両方の分圧器は，ｎｐｎトランジス
タＴ５及びＴ６から構成される第３の差動増幅段の動作
抵抗である。ここで信号源４はトランジスタＴ５及びＴ
６のベースに直接接続され，これらのトランジスタのエ
ミツタ電極は第３の定電流源３から給電される。出力回
路として図１による出力回路６ａ又は図２による出力回
路６ｂを使用することができる。
動増幅段Ｔ１，Ｔ２及びＴ３，Ｔ４がそれぞれ同じトラ
ンジスタから構成されている。これら両方の差動増幅段
における非対称性は，分圧器Ｒ３，Ｒ４又はＲ５，Ｒ６
によりそれぞれ生ずる補助電圧ＵＨ１又はＵＨ２によつ
て得られる。これら両方の分圧器は，ｎｐｎトランジス
タＴ５及びＴ６から構成される第３の差動増幅段の動作
抵抗である。ここで信号源４はトランジスタＴ５及びＴ
６のベースに直接接続され，これらのトランジスタのエ
ミツタ電極は第３の定電流源３から給電される。出力回
路として図１による出力回路６ａ又は図２による出力回
路６ｂを使用することができる。
【００２７】図１〜３による本発明の実施例は，逆の導
電型を持つバイポーラトランジスタからも構成すること
ができる。
電型を持つバイポーラトランジスタからも構成すること
ができる。
【００２８】図に示す実施例による簡単な構造の差動増
幅段を使用する代りに，例えばダーリントン差動増幅
段，相補差動増幅段又はダーリントン相補差動増幅段の
ような複雑に構成される差動増幅段も使用することがで
きる。
幅段を使用する代りに，例えばダーリントン差動増幅
段，相補差動増幅段又はダーリントン相補差動増幅段の
ような複雑に構成される差動増幅段も使用することがで
きる。
【図１】本発明の実施例としての回路装置の接続図であ
る。
る。
【図２】図１による実施例の別の出力回路の接続図であ
る。
る。
【図３】本発明の別の実施例としての回路装置の接続図
である。
である。
【図４】本発明による回路装置の作用を説明するための
電流−電圧特性曲線図である。
電流−電圧特性曲線図である。
【図５】従来の回路装置の接続図である。
【図６】図５による回路装置の電流−電圧特性曲線図で
ある。
ある。
１，２ 定電流源 ４ 信号源 ６ａ，６ｂ 出力回路 Ａ１，Ａ２ 出力端 Ａｃ１〜Ａｃ４ 出力端 Ｅ１〜Ｅ４ 入力端 Ｉ１，Ｉ２ 一定電流 Ｔ１〜Ｔ４ トランジスタ ＵＡ 整流された交流電圧信号 ＵＥ 交流電圧信号
Claims (10)
- 【請求項１】 信号源（４）により発生される交流電圧
信号（ＵＥ）を整流する回路装置が，少なくとも１つの
第１及び第２のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）から構成さ
れる差動増幅段を持ち，この差動増幅段の両方の入力端
（Ｅ１，Ｅ２）へ交流電圧信号（ＵＥ）が供給されるも
のにおいて， ａ）第３及び第４のトランジスタ（Ｔ３，Ｔ４）から構
成される第２の差動増幅段が設けられ， ｂ）両方の差動増幅段がそれぞれほぼ一定の電流
（Ｉ１，Ｉ２）を供給され，これら両方の電流（Ｉ１，
Ｉ２）が同じであり， ｃ）両方の差動増幅段が非対称に構成され， ｄ）非対称性を考慮して，第２の差動増幅段の両方の入
力端（Ｅ３，Ｅ４）が，第１及び第２のトランジスタ
（Ｔ１，Ｔ２）から構成される第１の差動増幅段に対し
て異なる向きに信号源（４）に接続され， ｅ）非対称性を考慮して，両方の差動増幅段の出力端
（Ａｃ１，Ａｃ２；Ａｃ３，Ａｃ４）が，それぞれ１つ
の出力端（Ａ１，Ａ２）を形成して同じ向きに接続さ
れ， ｆ）両方の差動増幅段に対して１つの出力回路（６ａ，
６ｂ）が設けられて，整流された交流電圧信号（ＵＡ）
を形成することを特徴とする，交流電圧信号の整流用回
路装置。 - 【請求項２】 信号源（４）により発生される交流電圧
信号（ＵＥ）を整流する回路装置が，少なくとも１つの
第１及び第２のトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２）から構成さ
れる差動増幅段を持ち，この差動増幅段の両方の入力端
（Ｅ１，Ｅ２）へ交流電圧信号（ＵＥ）が供給されるも
のにおいて， ａ）第３及び第４のトランジスタ（Ｔ３，Ｔ４）から構
成される第２の差動増幅段が設けられ， ｂ）両方の差動増幅段がほぼ一定の電流（Ｉ１，Ｉ２）
を供給され，これら両方の電流（Ｉ１，Ｉ２）が同じで
あり， ｃ′）両方の差動増幅段が対称に構成され，適当なオフ
セツト電圧により機能的に非対称にされ， ｄ）非対称性を考慮して，第２の差動増幅段の両方の入
力端（Ｅ３，Ｅ４）が，第１及び第２のトランジスタ
（Ｔ１，Ｔ２）から構成される第１の差動増幅段に対し
て異なる向きに信号源（４）に接続され， ｅ）非対称性を考慮して，両方の差動増幅段の出力端
（Ａｃ１，Ａｃ２；Ａｃ３，Ａｃ４）が，それぞれ１つ
の出力端（Ａ１，Ａ２）を形成して同じ向きに接続さ
れ， ｆ）両方の差動増幅段に対して１つの出力回路（６ａ，
６ｂ）が設けられて，整流された交流電圧信号（ＵＡ）
を形成することを特徴とする，交流電圧信号の整流用回
路装置。 - 【請求項３】 両方の差動増幅段の非対称性が，これら
の差動増輻段に属するトランジスタ（Ｔ１，Ｔ２；
Ｔ３，Ｔ４）の面積比又は幅比により生ずることを特徴
とする，請求項１に記載の回路装置。 - 【請求項４】 両方の差動増幅段の非対称性が，交流電
圧信号（ＵＥ）に重畳される補助電圧（ＵＨ１，
ＵＨ２）により生ずることを特徴とする，請求項２に記
載の回路装置。 - 【請求項５】 第５及び第６のトランジスタ（Ｔ５，Ｔ
６）を持つ第３の差動増幅段が設けられて，信号源
（４）により制御され，補助電圧（ＵＨ１，ＵＨ２）が
この第３の差動増幅段の動作抵抗（Ｒ３，Ｒ４；Ｒ５，
Ｒ６）にあるタツプを介して得られることを特徴とす
る，請求項４に記載の回路装置。 - 【請求項６】 両方の差動増幅段の非対称性が片側のエ
ミツタ抵抗により生ずることを特徴とする，請求項２に
記載の回路装置。 - 【請求項７】 出力回路（６ａ）が，差動増幅段の出力
端（Ａ１，Ａ２）にそれぞれ接続される２つのオーム動
作抵抗（Ｒ１，Ｒ２）を含んでいることを特徴とする，
請求項１ないし６の１つに記載の回路装置。 - 【請求項８】 両方の動作抵抗（Ｒ１，Ｒ２）のコンダ
クタンスが，差動増幅段の非対称性の値に等しい値の比
に選ばれていることを特徴とする，請求項７に記載の回
路装置。 - 【請求項９】 出力回路が電流鏡回路（Ｔ７，Ｔ８）を
含み，両方の出力端（Ａ１，Ａ２）がこの電流鏡回路
（Ｔ７，Ｔ８）を介して接続されていることを特徴とす
る，請求項１ないし６の１つに記載の回路装置。 - 【請求項１０】 電流鏡回路（Ｔ７，Ｔ８）が，差動増
幅段の非対称性を形成する値に一致する鏡係数を持つて
いることを特徴とする，請求項９に記載の回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4316027.1 | 1993-05-13 | ||
| DE4316027A DE4316027A1 (de) | 1993-05-13 | 1993-05-13 | Schaltungsanordnung zum Gleichrichten von Wechselspannungssignalen |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06347493A true JPH06347493A (ja) | 1994-12-22 |
Family
ID=6488003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6133516A Pending JPH06347493A (ja) | 1993-05-13 | 1994-05-12 | 交流電圧信号の整流用回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5473529A (ja) |
| EP (1) | EP0624802B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06347493A (ja) |
| DE (2) | DE4316027A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07326936A (ja) * | 1994-06-02 | 1995-12-12 | Mitsubishi Electric Corp | 差動増幅器 |
| DE10142022A1 (de) * | 2001-08-28 | 2003-03-20 | Philips Corp Intellectual Pty | Schaltungsanordnung zur Gleichrichtung eines Signals |
| US8791644B2 (en) * | 2005-03-29 | 2014-07-29 | Linear Technology Corporation | Offset correction circuit for voltage-controlled current source |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE267807C (ja) * | ||||
| DE255003C (ja) * | ||||
| JPS5194749A (ja) * | 1975-02-18 | 1976-08-19 | ||
| DE2527658B2 (de) * | 1975-06-20 | 1977-08-25 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vollweggleichrichter |
| DE2558554A1 (de) * | 1975-12-24 | 1977-06-30 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum erzeugen eines parabelfoermigen signals aus einer saegezahnfoermigen steuergroesse |
| JPS5866064A (ja) * | 1981-10-15 | 1983-04-20 | Toshiba Corp | レベル検出回路 |
| JPS58202603A (ja) * | 1982-04-28 | 1983-11-25 | Toko Inc | 両波検波回路 |
| AT391560B (de) * | 1984-08-10 | 1990-10-25 | Schrack Elektronik Ag | Schaltungsanordnung zur auswertung von von der sekundaerseite eines uebertragers gewonnenen wechselstromsignalen |
| JPH0677035B2 (ja) * | 1985-03-29 | 1994-09-28 | クラリオン株式会社 | Ａｃ−ｄｃ変換回路 |
| SU1312492A1 (ru) * | 1985-07-08 | 1987-05-23 | Львовский политехнический институт им.Ленинского комсомола | Измерительный преобразователь переменного напр жени в посто нное |
| IT1186420B (it) * | 1985-12-10 | 1987-11-26 | Sgs Microelettronica Spa | Dispositivo di rivelazione del segnale di fase,in particolare per alternatori di autoveicoli |
| JPS6324377A (ja) * | 1986-07-16 | 1988-02-01 | Nec Corp | 二乗回路 |
| DD255003A1 (de) * | 1986-11-18 | 1988-03-16 | Robotron Messelekt | Vollweggleichrichterschaltung fuer signale mit grossem frequenzbereich |
| DD267807A1 (de) * | 1987-12-09 | 1989-05-10 | Greifswald Nachrichtenelekt | Schwellenlose vollweggleichrichterschaltung |
| DE3831454A1 (de) * | 1988-09-16 | 1990-03-29 | Philips Patentverwaltung | Vollweg-gleichrichterschaltung |
| DE3942959C2 (de) * | 1989-12-23 | 1995-06-29 | Telefunken Microelectron | Funkempfänger |
| JPH0423506A (ja) * | 1990-05-17 | 1992-01-27 | Nec Corp | Ａｇｃ検波回路 |
| CA2062875C (en) * | 1991-03-13 | 1997-05-13 | Katsuji Kimura | Multiplier and squaring circuit to be used for the same |
| JP2887993B2 (ja) * | 1991-10-25 | 1999-05-10 | 日本電気株式会社 | 周波数ミキサ回路 |
-
1993
- 1993-05-13 DE DE4316027A patent/DE4316027A1/de not_active Withdrawn
-
1994
- 1994-04-19 US US08/230,151 patent/US5473529A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-03 EP EP94106875A patent/EP0624802B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-03 DE DE59409807T patent/DE59409807D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-12 JP JP6133516A patent/JPH06347493A/ja active Pending
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4316027A1 (de) | 1994-11-17 |
| EP0624802A2 (de) | 1994-11-17 |
| US5473529A (en) | 1995-12-05 |
| EP0624802B1 (de) | 2001-07-25 |
| EP0624802A3 (de) | 1996-03-06 |
| DE59409807D1 (de) | 2001-08-30 |
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