JPH0629890A - 干渉波除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】マルチパスフェージング回線においてダイバー
シティ効果を損なわないで強度の広帯域干渉波とマルチ
パス歪の除去を実現する。 【構成】Ｎ素子のアンテナアレイ１０１からの受信信号
を２分岐し、乗算器１０３、相関器１０４および合成器
１０７により第１の適応アレイを、乗算器１０５、相関
器１０６および合成器１０８により第２の適応アレイを
構成する。第１の適応アレイによる等価アンテナパター
ンで主ビーム受信を、第２の適応アレイによる等価アン
テナパターンで角度ビーム受信を行う。遅延素子１２３
を用いることで角度ダイバーシティブランチ間の希望波
遅延時間差をτに保つ。該ブランチ間でＡＧＣ増幅器１
０９から逆相合成器１１８で構成されるパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイにより干渉除去を行
う。該手段の出力をＡＭＦ１２０とＤＦＥ１２１により
適応整合フィルタリングおよび適応等化を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に角度ダイバーシティを用いる見通し外通信回線にお
いてＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）がマイナスとなるよう
な強度な干渉波が存在した場合の広帯域干渉波の除去お
よびフェージングによる波形歪の適応等化を行なう干渉
波除去装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に見通し外通信では図４に示すよう
に、対流圏でのマイクロ波の散乱現象を利用しており、
４０１の送信点Ａから放射されるマイクロ波はアンテナ
指向性パターンの広がりに従いベクトルＡＣ、ＡＬ、Ａ
Ｕの方向に伝搬する。対流圏ではこれらのビームが散乱
し、それらの一部は４０２の受信点Ｂの受信アンテナに
より受信される。すなわち図に示すような経路ＡＬＢ，
ＡＣＢ，ＡＵＢのマルチパス伝搬が生じる。実際には無
数のマルチパス波となるが、ここでは簡単の為に３波で
モデル化する。従って４０１の送信点Ａにて４０３のイ
ンパルスを送信した場合、４０２の受信点Ｂでのインパ
ルス応答は４０４のように遅延分散する。各マルチパス
は互いに独立なレイリーフェージングを受けており、４
０４のインパルス応答は時間変動し厳しい周波数選択性
フェージングを引き起こす。見通し外通信での角度ダイ
バーシティ受信は、受信アンテナに受信ホーンを２個用
意し、一方の受信パターン中心軸を主ビーム（ベクトル
ＣＢ）方向に他方の受信パターン中心軸を角度ビーム
（ベクトルＵＢ）方向に設定することにより２個の独立
なダイバーシティブランチを構成することが出来る。主
ビームと角度ビームからの受信信号は互いに無相関であ
り、十分ダイバーシティ信号として利用できる。また経
路ＡＵＢの伝搬距離は経路ＡＣＢより大きい為、角度ビ
ーム受信波は主ビーム受信波に比べ時間τだけ遅延して
いる。

【０００３】一方、ＰＳＫやＱＡＭを用いたディジタル
マイクロ波通信回線に対してＦＭ回線による干渉や、隣
接チャンネルからの干渉あるいは妨害波などが問題とな
ることがある。特にディジタル伝送が高速の場合、ＦＭ
干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、それ以外の干渉波
は広帯域の場合がある。また強度のマルチパスフェージ
ング回線においてはダイバーシティ方式や適応等化技術
が不可欠で、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回
線では整合フィルタ（ＭＦ）と判定帰還形等化器（ＤＦ
Ｅ）の受信機が必要となる。また見通し外通信での受信
信号レベルは低いために、干渉波レベルの方が高くなり
やすい。

【０００４】従来、この種の強度の広帯域干渉波を除去
するにはダイバーシティブランチ間での干渉波どうしを
逆相合成するパワー・インバージョン・アダプティブ・
アレイ方式がよく用いられている。この技術に関しては
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ：コンセブト アンド パフォーマンス”
アイ・イー・イー・ トランズアクション オン エ
アロスペース アンドエレクトロニク システムズ ヴ
ォル エーイーエス １５ ナンバー６ １９７９年１
１月（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ａｅ
ｖｏｓｐａｃｅ ａｎｄ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓ
ｙｓｔｅｍ Ｖｏｌ ＡＥＳ１５，Ｎｏ６，１９７９／
１１）として発表されている。

【０００５】マルチパスフェージング環境下での広帯域
干渉波の除去についてパワー・インバージョン・アダプ
ティブ・アレイを用いた従来例は図５に示すように、５
０１と５０２は乗算器、５０３は加算器、５０４は減算
器、５０５はＡＧＣ増幅器、５０６と５０７は相関器、
５０８と５０９はＡＧＣ増幅器、５１０は切替器、５１
１は等化器である。この従来例において、各ダイバーシ
ティ入力はＡＧＣ増幅器５０８，５０９によりフェージ
ングによるレベル変動が除かれた後、乗算器５０１，５
０２に通される。乗算器５０１，５０２では相関器５０
６，５０７からの複素タップ係数がそれぞれ乗じられ
る。これらのタップ係数は、ＡＧＣ増幅器５０８，５０
９出力とダイバーシティ合成後のＡＧＣ増幅器５０５出
力との相関値である。これらの相関値は乗算器５０１，
５０２の入力信号に対する伝達係数の複素共約となって
おり、乗算器５０１，５０２の出力は位相に関して互い
に同相に振幅に関しては入力の２乗になる。従って乗算
器５０１出力と５０２出力を加算器５０３で合成するこ
とにより最大比合成が行われる。干渉波が存在しない時
は切替器５１０はＡＧＣ増幅器５０５出力の最大比合成
ルートを選択出力し、等化器（ＥＱＬ）５１１に受信信
号を供給し、マルチパスフェージングによる波形歪が除
去される。

【０００６】このダイバーシティ受信機に広帯域でＤ／
Ｕ比（干渉波と希望波の比）がマイナスとなるような強
力な干渉波が存在する場合に、切替器５１０は減算器５
０４出力を選択出力する。この減算器５０４は乗算器５
０１出力から乗算器５０２出力を減じており、加算器５
０３が位相について同相合成を行うのに対し、減算器５
０４は逆相合成を行うことで、干渉波の除去を行う。す
なわち減算器５０４出力はパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイ出力と等価である。

【０００７】図６にその干渉除去の動作説明を示す。
（ａ）と（ｄ）はそれぞれダイバーシティルート１，２
の入力１，２を示している。ここで、各ルートの希望波
をＳ１、Ｓ２とし、干渉波をＪ１，Ｊ２とする。Ｄ／Ｕ
がマイナスとなるくらい干渉波が大きい時、干渉波同士
が同相合成されるように制御され、（ｂ）と（ｅ）に示
すように、乗算器５０１と５０２出力にて干渉波Ｊ１と
Ｊ２とが振幅および位相が等しくなる。この場合、
（ｃ）は加算器５０３出力では干渉波同士の同相合成を
示している。一方、（ｆ）に示すように減算器５０４で
は干渉波同士が逆相合成されるので、干渉波は除去さ
れ、希望信号波のみ抽出されている。しかしＳ１とＳ２
については最大比合成のみならず同相合成すら行なわれ
ないことになる。特に希望波Ｓと干渉波Ｊとの位相関係
により、希望信号波が消えることがある。入力１と２が
（ｇ）と（ｊ）のようにＳとＪとの振幅位相関係が同じ
場合に、乗算器５０１と５０２の出力は（ｈ）と（ｋ）
のように一致する。この時（ｉ）のように加算器５０３
出力はＳもＪも同相合成で、減算器５０４出力はＳもＪ
も逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消滅することになる。

【０００８】前述したパワー・インバージョン・アダプ
ティブ・アレイ方式以外にもアダプティブ・アンテナ・
アレイを利用し、干渉波方向にアンテナ・パターンのヌ
ルを作り干渉波を受信しない方式は従来から用いられて
いる。これはサイド・ローブ・キャンセラーとも呼ばれ
るが、希望波と干渉波の到来方向が一致した場合には、
希望波をも受信できなくなるという問題点がある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の干渉波
除去装置では、干渉波を除去しようとすると、希望波に
ついてダイバーシティの最大比合成あるいは同相合成が
行なわれないため、マルチパスフェージング回線での適
応等化による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合
によっては希望信号を消失させてしまうと言う欠点があ
る。

【００１０】本発明の目的は、干渉波除去に伴う希望波
の消滅を防ぐことが出来、かつ、ダイバーシティ効果を
損なわないで強度の広帯域干渉波の除去とマルチパス歪
を効果的に除去することが可能な干渉波除去装置を提供
することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナとＮ個の受信
機とＮ個の乗算器とＮ個の相関器と１個の合成器からな
る第１の適応アレイと、前記Ｎ個の受信機それぞれの出
力を２分岐し第１の適応アレイとは独立なＮ個の乗算器
とＮ個の相関器と１個の合成器からなる第２の適応アレ
イと、前記第１の適応アレイ出力を利得制御する第１の
ＡＧＣ増幅器と、前記第２の適応アレイ出力を利得制御
する第２のＡＧＣ増幅器と、前記第１のＡＧＣ増幅器出
力を相関信号と乗算する第１の乗算器と、前記第２のＡ
ＧＣ増幅器出力を相関信号と乗算する第２の乗算器と、
前記第１および第２の乗算器出力の同相合成器および逆
相合成器と、前記同相合成器出力を利得制御する第３の
ＡＧＣ増幅器と、前記逆相合成器出力を利得制御する第
４のＡＧＣ増幅器と、前記第３と第４のＡＧＣ増幅器出
力を切り替える切替器と、この切替器出力を通す適応整
合フィルタおよび判定帰還形等化器と、前記判定帰還形
等化器出力を前記第１の適応アレイの相関器に供給し第
１の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行う手段と、
前記判定帰還形等化器出力を遅延させる遅延器と、この
遅延器出力を前記第２の適応アレイの相関器に供給し第
２の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行う手段と、
前記第１のＡＧＣ増幅器出力と前記第３のＡＧＣ増幅器
出力との相関をとる第１の相関器と、前記第２のＡＧＣ
増幅器出力と前記第４のＡＧＣ増幅器との相関をとる第
２の相関器と、前記第１の相関器出力を第１の乗算器に
乗じ前記第２の相関器出力を第２の乗算器に乗じる手段
とを備え角度ダイバーシティブランチ間でのパワー・イ
ンバージョン・アダプティブアレイによる干渉波除去を
行うことを特徴とする。

【００１２】

【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の第１の実施例の構成図である。図２
は本実施例の動作説明図である。図３は本発明の第２の
実施例の構成図である。

【００１３】図１において１０１はＮ個のアンテナ、１
０２はＮ個の受信機、１０３はＮ個の乗算器、１０４は
Ｎ個の相関器、１０５はＮ個の乗算器、１０６はＮ個の
相関器、１０７は合成器、１０８は合成器、１０９〜１
１２はＡＧＣ増幅器、１１３は乗算器、１１４は相関
器、１１５は乗算器、１１６は相関器、１１７は同相合
成器、１１８は逆相合成器、１１９は切替器、１２０は
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）、１２１は判定帰還形等化
器（ＤＦＥ）、１２２は制御器、１２３は遅延時間τを
有する遅延素子である。

【００１４】図２の動作説明図は図１に対応するもの
で、２０１は５個のアンテナ、２０２はＮ個の乗算器、
２０３はＮ個の乗算器、２０４，２０５は合成器、２０
６，２０７はＡＧＣ増幅器、２０８，２０９は乗算器、
２１０は逆相合成器、２１１はＡＧＣ増幅器、２１２は
適応整合フィルタ（ＡＭＦ）、２１３は判定帰還形等化
器（ＤＦＥ）である。

【００１５】図４で説明したように通常角度ダイバーシ
ティは２個の受信ホーンの角度差で実現されるが、本実
施例ではアダプティブ・アレイ・アンテナを利用する。
その理由は季節などによる伝搬の長期変動に対しても常
に良好な角度ダイバーシティ受信を行う為である。図４
に示した経路ＡＵＢと経路ＡＣＢとは短期的にはレイリ
ーフェージングの変動を受けているが、これらは常に幾
何学的に固定されてはおらず、長期的に変化する。その
場合、固定された複数の受信ホーンにより角度ダイバー
シティ受信を行っていると、あるブランチの受信レベル
が他方に比べ低くダイバーシティ効果が得られないこと
がある。この場合、受信ビームの指向性を適応的に調整
することにより、ダイバーシティブランチ信号を捉える
ことが出来る。すなわちアダプティブ・アレイ・アンテ
ナによるビームフォーミング機能を利用する。

【００１６】次に第１の実施例の動作を説明する。図２
に示すようにアンテナアレイ２０１からの出力をそれぞ
れ２分岐し乗算器２０２と合成器２０４とから成る第１
の適応アレイと、乗算器２０３と合成器２０５とから成
る第２の適応アレイとを用意する。すなわち第１の適応
アレイによる等価アンテナパターンを主ビーム受信に、
第２の適応アレイによる等価アンテナパターンを角度ビ
ーム受信に用いる。図４のインパルス応答４０４におい
てｔ＝−τ，０，＋τにおける離散値をそれぞれｈ３，
ｈ２，ｈ１とし、送信信号をＳ（ｔ）とおく。この場
合、図４のベクトルＣＢ方向の主ビーム希望波Ｓ１とベ
クトルＵＢ方向の角度ビーム希望波はそれぞれ、
（１），（２）式で表される。

【００１７】 Ｓ１＝ｈ１・Ｓ（ｔ）………（１） Ｓ２＝ｈ２・Ｓ（ｔ＋τ）…（２） 図２に示すように干渉波Ｊがアンテナアレイ２０１に到
来する場合に、第１の適応アレイおよび第２の適応アレ
イによる受信波Ｒ１およびＲ２はそれぞれ（３），
（４）式のように示される。

【００１８】 Ｒ１＝Ｓ１＋Ｊ１＝ｈ１・Ｓ（ｔ）＋Ｊ・Ａ１ｅｘｐ（ｊφ１）………（３） Ｒ２＝Ｓ２＋Ｊ２＝ｈ２・Ｓ（ｔ＋τ）＋Ｊ・Ａ２ｅｘｐ（ｊφ２）…（４） 受信信号Ｒ１とＲ２は図２の合成器２０４，２０５の出
力であり、それらのベクトル表示はそれぞれ、図２の
（ａ）および（ｂ）のように示すことができる。ここで
はＤ／Ｕ（希望波対干渉波比）がマイナスとなることを
想定しており、図２のベクトル図（ａ），（ｂ）のよう
に干渉波の方が希望波より高いレベルとなっている。こ
の場合、ＡＧＣ増幅器２０６，２０７は干渉波レベルを
正規化しようとする。本実施例では第１の適応アレイと
第２の適応アレイに対してパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイを適用しており、図２の乗算器２０
８、乗算器２０９および逆相合成器２１０で干渉波に対
して逆相合成を行う。すなわち乗算器２０８出力と乗算
器２０９出力での信号ベクトル図は図２（ｃ），（ｄ）
に示すように、干渉波に関して同位相、同振幅に制御さ
れている。ここで、希望波Ｓ１とＳ２とは同位相である
と仮定する。干渉波逆相合成後の信号ベクトルは図２
（ｅ）のようになる。ここではＡＧＣ増幅器２１１によ
り希望波が正規化されている。通常のパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイで図２（ｅ）に示すよう
な希望波ベクトル関係では、Ｓ１とＳ２とが互いにキャ
ンセルしあい信号が消失することになる。しかしながら
本実施例においては、（３）および（４）式に示される
ように希望波Ｓ１とＳ２との間には伝搬遅延時間差τが
存在しており、図２の（ｇ）のようにＳ１ベクトルとＳ
２ベクトルとが逆相であっても、時間差により信号が消
失しない。ここで（ｇ）の波形は２波マルチパス伝搬路
におけるインパルス応答と等価である。この２波マルチ
パス伝搬による希望波の遅延分散は適応整合フィルタ２
１２により基準タイミングに集束される。図２（ｈ）に
示すようにＳ１とＳ２の時間差は吸収され、かつＳ１と
Ｓ２の間で時間領域の最大比合成が行われる。この最大
比合成でＳＮ比例が改善されるが、これは角度ダイバー
シティが時間領域のダイバーシティに変換され、整合フ
ィルタによりそのダイバーシティゲインが得られている
と解釈できる。この効果による改善量はインプリシット
ダイバーシティゲインと呼ばれている。すなわち従来技
術の干渉除去ではダイバーシティが縮退してしまうが、
本方式では干渉除去を行っても、ダイバーシティ効果は
保存されることになる。整合フィルタリング後、最終的
な符号間干渉が判定帰還形等化器２１３により除去され
る。この適応整合フィルタと判定帰還形等化器による適
応受信に関しては、渡辺孝次郎氏の電子通信学会、通信
方式研究会１９７９年２月（ＣＳ７８−２０３）“マル
チパス伝送路における適応受信方式”として提案されて
おり、見通し外通信にすでに実用化されている。

【００１９】次に図１により具体的に説明する。図１に
おいて、アンテナ１０１と受信機１０２はアンテナアレ
イを構成し、乗算器１０３、相関器１０４および合成器
１０７が第１の適応アレイを、１０５、１０６と１０８
が第２の適応アレイを構成する。通常適応アレイにより
アンテナの指向性を受信信号の到来方向に向ける操作は
ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アダプ
ティブアレイの手法がよく用いられる。すなわち、加算
器１０７または加算器１０８出力と基準信号との誤差信
号をまず求め、さらに該誤差信号と乗算器１０３または
１０５入力と相関を取ることで、受信波到来方向にアン
テナ指向性を向ける為の乗算器１０３、１０５に乗ずる
べきタップ係数が得られる。本発明の方式では装置規模
をより小さくする目的で判定帰還形等化器１２１の出力
判定データとの相関処理を用いる。具体的には、適応ア
レイ１の制御に関して判定帰還形等化器１２１出力の判
定データとＮ個の乗算器１０３入力と相関を取り、該相
関値をそれぞれの乗算器１０３に乗ずる。この相関法は
前記に述べた誤差信号を用いたＬＭＳアルゴリズムによ
るＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ
Ｅｒｒｏｒ）法と等価になる。この等価性に関して
は、パラバン，マシューズによりアイ・イー・イー・イ
ー・トランズアクションズ オン コミュニケーション
ズ ヴォル コム−３８、ナンバー１２、１９９０年１
２月の論文“パフォーマンス オブ アダプティブ マ
ッチト フィルタ レシーバーズ オバー フェージン
グ マルチパス チャネルズ”に解析されている。図１
において、第１の適応アレイは主ビームを追随するよう
に動作する。一方、第２の適応アレイは角度ビームを追
随させる必要がある。すでに説明したように、角度ビー
ム受信波は主ビーム受信波に比べて遅延している。そこ
で図１の遅延素子１２３によりτだけ遅延させた判定デ
ータを用いて相関器１０６により相関制御させること
で、第２の適応アレイの等価アンテナ指向性を主ビーム
よりτ遅延する経路のビームを追随させることが可能で
ある。すなわち主ビームよりτ遅延している角度ビーム
を捕そくできる。以上の相関法による適応アレイ制御に
より、主ビームと角度ビーム受信波間の遅延差τを保ち
ながら角度ダイバーシティ受信を行うことができる。

【００２０】上述した適応アレイによる角度ダイバーシ
ティ受信信号は第１の１０９、１１０、１１１、１１
２、１１３、１１４、１１５、１１６、１１７および１
１８から構成されるパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイにより干渉除去され、適応整合フィルタ２
１２と判定帰還形等化器２１３からなる適応受信機によ
りインプリシットダイバーシティゲインが得られ、かつ
伝搬路のマルチパス歪を含めた最終的な波形歪が除去さ
れる。切替制御器１２２は判定帰還形等化器１２１出力
の判定データから回線品質を監視しており、干渉波が存
在すると判断した場合、切替器１１９を制御しパワー・
インバージョン・アダティブ・アレイア出力のＡＧＣ増
幅器１１２出力を選択する。干渉波が無い場合には通常
のダイバーシティ最大比合成出力であるところのＡＧＣ
増幅器１１１出力を選択する。

【００２１】次に本発明の第２の実施例を図３により説
明する。図３において、３０１はＮ個のアンテナ、３０
２はＮ個の乗算器、３０３はＮ個の乗算器、３０４は１
個の合成器、３０５は１個の合成器、３０６は１個のＡ
ＧＣ増幅器、３０７は１個のＡＧＣ増幅器、３０８は１
個の乗算器、３０９は１個の乗算器、３１０は１個の逆
相合成器、３１１は１個のＡＧＣ増幅器、３１２は１個
の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）、３１３はＮ個のアンテ
ナ、３１４はＮ個の乗算器、３１５はＮ個の乗算器、３
１６は１個の合成器、３１７は１個の合成器、３１８は
１個のＡＧＣ増幅器、３１９は１個のＡＧＣ増幅器、３
２０は１個の乗算器、３２１は１個の乗算器、３２２は
１個の逆相合成器、３２３は１個のＡＧＣ増幅器、３２
４は１個の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）、３２５は１個
の合成器、３２６は１個の判定帰還形等化器（ＤＦＥ）
である。

【００２２】第２の実施例では、角度と空間の４重ダイ
バーシティ受信への適用例を示す。Ｎ素子のアンテナア
レイ３０１は空間ダイバーシティブランチ１を構成し、
Ｎ素子のアンテナアレイ３１３は空間ダイバーシティブ
ランチ２を構成する。各空間ブランチにおいて、図１で
説明したのと同様にそれぞれ適応アレイ１、２を構成す
る。減算器３１０出力と減算器３２２出力はそれぞれ空
間ブランチ１と２でのパワー・インバージョン・アダブ
ティブ・アレイ出力に対応する。ＡＧＣ増幅器３１１お
よび３２３を通して、これら空間ダイバーシティ信号は
適応整合フィルタ３１２および３２４により適応ダイバ
ーシティ合成される。最終的なダイバーシティ合成され
た加算器３２５出力は判定帰還形等化器３２６に通され
適応等化動作を受ける。

【００２３】

【発明の効果】本発明は以上説明したように、角度ダイ
バーシティ受信にアダプティブアンテナアレイを適用す
ることで、主ビームと角度ビームの受信波間で一定の遅
延時間差を生じさせ、さらに角度ダイバーシティブラン
チ間でパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ
による干渉除去を行い、干渉除去後の信号を適応整合フ
ィルタ（ＡＭＦ）および判定帰還形等化器（ＤＦＥ）を
用いた適応受信機に通すことにより、従来の干渉波除去
に伴う希望信号波の消滅の問題点を解決し、ダイバーシ
ティ効果を保存しながら強度な広帯域干渉波とマルチパ
ス歪の除去を可能とする効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の構成図である。

【図２】本発明による動作説明図である。

【図３】本発明による第２の実施例の構成図である。

【図４】本発明および従来例に共通の見通し外通信の説
明図である。

【図５】従来の干渉波除去装置の構成図である。

【図６】従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

１０１，３０１，３１３ アンテナ １０２ 受信機 １０３，１０５，１１３，１１５，３０２，３０３，３
０８，３０９，３１４，３１５，３２０，３２１ 乗
算器 １０４，１０６，１１４，１１６ 相関器 １０７，１０８，３０４，３０５，３１６，３１７
合成器 １０９〜１１２，３０６，３０７，３１１，３１８，３
１９，３２３ ＡＧＣ増幅器 １１７，３２５ 同相合成器 １１８，３１０，３２２ 逆相合成器 １１９ 切替器 １２０，３１２，３２４ 適応整合フィルタ（ＡＭ
Ｆ） １２１，３２６ 判定帰還形等化器（ＤＦＥ） １２２ 制御器 １２３ 遅延素子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のアンテナと
   Ｎ個の受信機とＮ個の乗算器とＮ個の相関器と１個の合
   成器からなる第１の適応アレイと、前記Ｎ個の受信機そ
   れぞれの出力を２分岐し第１の適応アレイとは独立なＮ
   個の乗算器とＮ個の相関器と１個の合成器からなる第２
   の適応アレイと、前記第１の適応アレイ出力を利得制御
   する第１のＡＧＣ増幅器と、前記第２の適応アレイ出力
   を利得制御する第２のＡＧＣ増幅器と、前記第１のＡＧ
   Ｃ増幅器出力を相関信号と乗算する第１の乗算器と、前
   記第２のＡＧＣ増幅器出力を相関信号と乗算する第２の
   乗算器と、前記第１および第２の乗算器出力の同相合成
   器および逆相合成器と、前記同相合成器出力を利得制御
   する第３のＡＧＣ増幅器と、前記逆相合成器出力を利得
   制御する第４のＡＧＣ増幅器と、前記第３と第４のＡＧ
   Ｃ増幅器出力を切り替える切替器と、この切替器出力を
   通す適応整合フィルタおよび判定帰還形等化器と、前記
   判定帰還形等化器出力を前記第１の適応アレイの相関器
   に供給し第１の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行
   う手段と、前記判定帰還形等化器出力を遅延させる遅延
   器と、この遅延器出力を前記第２の適応アレイの相関器
   に供給し第２の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行
   う手段と、前記第１のＡＧＣ増幅器出力と前記第３のＡ
   ＧＣ増幅器出力との相関をとる第１の相関器と、前記第
   ２のＡＧＣ増幅器出力と前記第４のＡＧＣ増幅器との相
   関をとる第２の相関器と、前記第１の相関器出力を第１
   の乗算器に乗じ前記第２の相関器出力を第２の乗算器に
   乗じる手段とを備え角度ダイバーシティブランチ間での
   パワー・インバージョン・アダプティブアレイによる干
   渉波除去を行うことを特徴とする干渉波除去装置。
2. 【請求項２】 前記角度ダイバーシティブランチでのパ
   ワー・インバージョン・アダプティブアレイの構成を２
   系統設け空間ダイバーシティおよび角度ダイバーシティ
   の４重ダイバーシティを構成することを特徴とする請求
   項１記載の干渉波除去装置。