KR100726719B1

KR100726719B1 - 안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신신호를 처리하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100726719B1
Application number: KR1020010020971A
Authority: KR
Inventors: 최승원; 황현구
Original assignee: 주식회사 세스텍
Priority date: 2001-04-18
Filing date: 2001-04-18
Publication date: 2007-06-11
Also published as: KR20020081011A

Abstract

본 발명은 웨이트 벡터 계산없이 안테나 어레이 시스템을 이용하여 수신 신호의 검출과 처리를 수행하는 방법 및 장치를 제공한다. 비간섭성검파(Non-coherent detection)를 수행하는 본 발명의 시스템에서는, 안테나 어레이(antenna array)를 이루는 다수의 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 갖도록 하고, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지도록 처리함으로써, 스마트 안테나(smart antenna)용으로 기능할 뿐만 아니라 위상(phase) 차이를 이용한 다이버시티(diversity)용으로도 기능하도록 한다. 즉, 간섭신호가 λ정도의 거리 차이를 가지는 안테나 어레이로 입사될 때, 간섭신호의 위상은 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 단지 절대값(magnitude)만이 남는다. 그리고 제곱 연산은 비선형(Nonlinear) 연산(operation)이므로 간섭신호는 안테나 소자마다의 독립적인(independent)노이즈(noise)가 된다. 따라서 제곱 연산된 각 안테나의 신호들을 합하면 페이즈 다이버시티(phase diversity)가 실현되어 성능 개선이 이루어진다. 예컨대, IS-95 역방향 링크(Reverse Link) 신호의 검파(Searching)와 복조(Demodulation)에 상기 페이즈 다이버시티 기술이 사용될 경우 안테나 소자수가 증가함에 따라서 신호 검파 성능이 크게 향상되고 신호의 에러율(error rate)도 현저하게 감소됨으로써 통신품질이 향상된다.

에레이안테나, 비간섭성 검파, 비선형연산, 페이즈 다이버시티

Description

안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 방법 및 장치{Method and apparatus for processing received signals without weight vector computing in antenna array system}

도 1은 본 발명이 적용되는 N개의 안테나 어레이를 구비한 기지국 수신 시스템에서 이루어지는 페이즈 다이버시티(Phase Diversity) 개념을 설명하기 위한 개략적인 신호 처리 장치 블록도.

도 2는 S _l,k = 50, σ²= 1000 이고, N 값이 1, 2, 3, 4 인 경우에 대해 플롯(plot)함으로써 얻은 안테나 개수에 따른 Z _i,k 의 성능향상 분포 그래프도.

도 3은 S _l,k = 0(원하는 신호가 없는 경우임), σ²= 1000 이고, N 값이 1, 2, 3, 4 인 경우에 플롯함으로써 얻은 안테나 개수에 따른 Z _l,k 의 성능향상 분포 그래프도.

도 4는 본 발명에 따라 IS-95 역방향 검파기에 페이즈 다이버시티(Phase Diversity)가 적용된 수신 장치의 일실시예 구성도.

도 5는 적분하는 칩(chip)의 개수인 PC(processing gain)가 64이고, 유저 수는 50명일 때, 이론치로 얻은 그래프도.

도 6은 적분하는 칩(chip)의 개수인 PG(processing gain)가 64이고, 유저 수 는 50명일 때, 시뮬레이션으로 얻은 그래프도.

도 7과 안테나 소자의 개수가 1개일 때 이론치로 얻은 P _F 대 P _D 의 그래프도.

도 8은 안테나 소자의 개수가 1개일 때 시뮬레이션으로 얻은 P _F 대 P _D 의 그래프도.

도 9는 본 발명에 따라 IS-95 역방향 복조기에 페이즈 다이버시티(Phase Diversity)가 적용된 수신 장치의 일실시예 구성도.

도 10은 적분 주기 T _W = 256인 IS-95 역방향 링크에서, 안테나 소자 개수 N을 1, 2, 3, 4로 증가시키면서 이론치로 얻은 워드에러율( P _W (/)) 그래프도.

도 11은 적분 주기 T _W = 256인 IS-95 역방향 링크에서, 안테나 소자 개수 N을 1, 2, 3, 4로 증가시키면서 시뮬레이션으로 얻은 워드에러율( P _W (/)) 그래프도.

본 발명은 안테나 어레이 시스템에서의 신호 수신 처리 기술에 관한 것으로, 특히 안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 방법 및 장치와, 그를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 관한 것이다.

종래의 기지국 수신시스템에서는 일반적으로 단일 안테나를 이용하는 복조 기술을 채용하고 있어, 통신 용량 및 품질을 개선하는데 기술적인 면에서 한계가 있었고, 잡음과 간섭영향을 줄이는 데에도 많은 어려움이 따랐다.

한편, 무선 통신 시스템의 통화품질 향상 및 용량을 증대시키기 위해, 기지국에 무선 신호 공간에서 선택적으로 신호를 수신할 수 있도록 하는 안테나 어레이 시스템을 구비시키는 방안이 제안되어 간섭 신호의 감소를 통한 통신품질의 향상을 시도하기도 하였으나, 그 신호 처리를 위한 연산량이 방대하여 여전히 잡음과 간섭영향을 줄이는데에 한계가 있었다.

특히, 본 출원인이 무선 통신 시스템에서 개선된 웨이트 벡터(weight vector) 연산기법을 이용하여 어레이 안테나 수신신호를 처리하는 방안으로서, 미국 특허 제5,808,913호, 미국 특허 제5,999,800호, 미국 특허 제 6,127,973호 및 미국 특허 제6,188,352호, 등을 제안하여, 연산량을 현저히 감소시켰으나, 이 또한 근본적으로 복잡한 연산처리를 수반하는 무선 신호 환경에서 실시간으로 신호처리를 수행하기 위해서는 시스템 부하를 증가시키는 요인이 될 뿐만 아니라, 시스템 구성이 복잡해지는 문제점을 내포하고 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 종래 기술의 제반 문제점들을 해결하기 위하여 제안된 것으로서, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지도록 하는, 안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 방법을 제공함에 그 목적을 두고 있 다.

또한, 본 발명은 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지도록 하는, 안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 장치를 제공함에 다른 목적이 있다.

또한, 본 발명은 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지도록 하는, 안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 방법을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 제공함에 또 다른 목적이 있다.

본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 무선 수신 시스템에서 수신신호를 처리하기 위한 방법에 있어서, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하는 제 1 단계; 상기 제 1 단계에서 각 안테나 소자별로 이루어지는 수신신호 처리 과정에서 얻어진 포락선 검파(envelope detection) 결과를 서로 더하는 제 2 단계; 및 상기 제 2 단계에서 더해진 결과를 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 포락선 검파 신호로 출력하는 제 3 단계를 포함하여, 별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 한다.

또한, 수신신호를 처리하기 위한 방법에 있어서, 상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 한다.

또한, 수신신호를 처리하기 위한 방법에 있어서, 상기 제 1 단계에서, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 무선 수신 시스템에서 수신신호를 처리하기 위한 장치에 있어서, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하는 수단; 상기 수신신호를 처리하는 수단에서 각 안테나 소자별로 이루어지는 수신신호 처리 과정에서 얻어진 포락선 검파(envelope detection) 결과를 서로 더하는 수단; 및 상기 더하는 수단에서 더해진 결과를 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 포락선 검파신호로 출력하는 수단을 포함하여, 별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 한다.

또한, 수신신호를 처리하기 위한 장치에 있어서, 상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 한다.

또한, 수신신호를 처리하기 위한 장치에 있어서, 상기 수신신호를 처리하는 수단은, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 무선 수신 시스템에서 수신신호를 처리하기 위해, 마이크로 프로세서를 구비한 신호처리 장치에, 다수의 안테나 소자( λ이내의 간격을 가지도록 배열됨)를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하는 제 1 기능; 상기 제 1 기능에서 각 안테나 소자별로 이루어지는 수신신호 처리 과정에서 얻어진 포락선 검파(envelope detection) 결과를 서로 더하는 제 2 기능; 및 상기 제 2 기능에서 더해진 결과를 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 포락선 검파 신호로 출력하는 제 3 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 상기 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식의 수신신호를 역확산하기 위한 써칭(단, 여기에서 써칭(searching)이란 수신신호의 포착(acquisition)을 위하여 통신채널별로 지연시간을 찾아 내는 것을 의미함) 과정에서 코드 상관 결과(도 4의 Z _n 참조. 단 n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 단계; 상기 제 1 단계에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 코드 상관 결과를 서로 더하는 제 2 단계; 및 상기 제 2 단계에서 더해진 결과(즉,

, 단 N은 상기 안테나 배열 시스템의 안테나 소자 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 코드 상관 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 단계를 포함하여, 별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 한다.

또한, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 한다.

또한, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 상기 제 1 단계에서, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 장치에 있어서, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 상기 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식의 수신신호를 역확산하기 위한 써칭(단, 여기에서 써칭(searching)이란 수신신호의 포착 (acquisition)을 위하여 통신채널별로 지연시간을 찾아 내는 것을 의미함) 과정에서 코드 상관 결과(도 4의 Z _n 참조, 단 n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 수단; 상기 코드 상관 결과를 구하는 수단에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 코드 상관 결과를 서로 더하는 수단; 및 상기 더하는 수단에 서 더해진 결과(즉,

, 단 N은 상기 안테나 배열 시스템의 안테나 소자개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 코드 상관 신호로 사용되도록 출력하는 수단을 포함하여, 별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신신호를 처리하는 것을 특징으로 한다.

또한, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 상기 코드 상관 결과를 구하는 수단에서, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신 호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 검파하기 위해 마이크로 프로세서를 구비한 신호 처리 장치에, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 상기 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식의 수신신호를 역확산하기 위한 써칭(단, 여기에서 써칭(searching)이란 수신신호의 포착(acquisition)을 위하여 통신채널별로 지연시간을 찾아 내는것을 의미함) 과정에서 코드 상관 결과(도 4의 Z _n 참조. 단 n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 기능; 상기 제 1 기능에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 코드 상관 결과를 서로 더하는 제 2 기능; 및 상기 제 2 기능에 서 더해진 결과(즉,

, 단 N은 상기 안테나 배열 시스템의 안테나 소자개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 코드 상관 신호로 사유되도록 출력하는 제 3 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식 시스템의 왈쉬 복조(Walsh demodulation) 과정에서 수신신호와 각 왈쉬 워드와의 상관 결과(도 9의 Z _k.n 참조. 단 k는 왈쉬워드 인덱스이고, n 은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 단계; 상기 제 1 단계에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 각 왈쉬워드의 상관 결과를 서로 더하는 제 2 단계; 및 상기 제 2 단계에서 더해 진 결과(즉,

for k=1, 2, ..., K. 단 K는 주어진 시스템의 왈쉬워드 총 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 왈쉬복조 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 단계를 포함하여, 별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 한다.

또한, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 한다.

또한, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 상기 제 1 단계에서, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 장치에 있어서, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 각 안테나소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식 시스템의 왈쉬 복조(Walsh demodulation) 과정에서 수신신호와 각 왈쉬 워드와의 상관 결과(도 9의 Z _k.n 참조. 단 k는 왈쉬워드 인덱스이고, n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 수단; 상기 상관결과를 구하는 수단에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 각 왈쉬워드의 상관 결과를 서로 더하는 수단; 및 상기 더하는 수단에서 더해진 결과(즉,

for k=1, 2, ..., K. 단, K는 주어진 시스템의 왈쉬워드 총 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 왈쉬복조 신호로 사용되도록 출력하는 수단을 포함하여, 별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 한다.

또한, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법에 있어서, 상기 상관결과를 구하는 수단에서, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아, 원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으 로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 한다.

한편, 본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 비간섭성 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 복조하기 위해 마이크로 프로세서를 구비한 신호 처리 장치에, 다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식 시스템의 왈쉬 복조(Walsh demodulation) 과정에서 수신신호와 각 왈쉬 워드와 의 상관 결과(도 9의 Z _k.n 참조. 단 k 는 왈쉬워드 인덱스이고, n은 안테나소자 인덱스임)를 구하는 제 1 기능; 상기 제 1 기능에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 각 왈쉬워드의 상관 결과를 서로 더하는 제 2 기능; 및 상기 제 2 기능에서 더해진 결과(즉,

for k=1, 2, ..., K. 단, K는 주어진 시스템의 왈쉬워드 총 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 왈쉬복조 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 기능을 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.

전술한 본 발명의 목적 및 특징들과, 장점은 첨부된 도면과 관련된 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해질 것이다.

본 발명 기술의 이해를 돕기 위하여, [1] A. F. Naguib, Adaptive Antennas for CDMA Wireless Networks, Ph,D thesis, Stanford University, CA, Aug. 1996 과; [2] J. G. Proakis, Digital Communications, New York, McGraw-Hill, 3rd ed., 1995, pp. 41-45 와; [3] J. S. Lee, L. E. Miller, CDMA System Engineering Handbook, Boston, Artech House, 1998, pp. 750-790 과; [4] D. Shim, S. Choi, "A New Blind Adaptive Algorithm Based On Lagrange's Formula For a Smart Antenna System In CDMA Mobile Communications, " Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference (VTC98), Vol. 3, pp. 1660-1664, Ottawa, Ontario, Canada, 1998 이 여기에 참조된다.

도 1은 본 발명이 적용되는 N개의 안테나 어레이를 구비한 기지국 수신 시스템에서 이루어지는 페이즈 다이버시티(Phase Diversity) 개념을 설명하기 위한 개략적인 신호 처리 장치 블록도이다. 도면을 참조하여 n번째 안테나 소자에 대한 수신 데이터를 복조하는 처리 절차를 예로서 설명하면 다음과 같다.

우선, 비간섭성 검파(Non-coherent detection)를 수행하는 시스템은 원하는 신호를 검출하는 과정에서 들어오는 모든 신호의 위상이 사라지게 되는 특징이 있다. 즉, 상기 과정에서는 동위상(In-phase)채널(I-channel)과 직교(Quadrature)채널(Q-channel)을 형성해서 제곱한 후 더하는 연산과 정이 포함된다. 그리고 나서 각 안테나 소자들의 신호를 합하면 원하는 신호는 안테나 개수에 비례하는 이득을 갖게 되지만, 간섭신호는 각 안테나소자별로 독립적인(independent) 노이즈(noise)처럼 변하게되어 상기 원하는 신호보다 훨씬 더 작은 이득을 가지게 된다. 본 발명에서는 이를 '페이즈 다이버시티'(phase diversity)라고 부른다. 본 발명에서는 살기 다수의 안테나 소자들을 신호의 파장 길이( λ)보다 실질적으로 짧은 소자 간격으로 배열시키면서 상기한 바와 같은 다이버시티 이득을 제공하는 안테나 어레이 시스템 설계 기술을 제시한다.

본 발명의 바람직한 실시예를 통해 알 수 있는 바와 같이, 상기 페이즈 다이버시티(phase diversity)가 이루어질 수 있는 조건은 다음과 같다.

첫째, 안테나 어레이(antenna array)가 있어야 한다. 둘째 상기 안테나 어레이에 수신되는 신호는 협대역(narrow band) 신호이어야 한다. 셋째로 원하는 신호를 검출하는 과정에 비선형 연산(Nonlinear operation)이 존재하여야 한다.

이제 도 1의 구조를 참조하여 설명하면, 도면에서 K는 상황에 종속적인(dependant) 검파 변수(detection variable)이다. M명의 유저(User) 신호가 각 안테나에 평면파(plane wave)로 입사한다고 가정하면, 각 안테나마다의 위상 차이는 하기 [수학식 1]과 같이 원하는 신호( l th user)의 입사각 θ와 안테나 소자들(elements) 사이의 간격 d의 함수로 표현된다 (이에 관한 보다 상세한 설명은 상기 참조 문헌 [1]에 소개되어 있음)

N개의 안테나 중에서 첫번째 안테나를 기준 안테나(reference antenna)로 하고, 도 1의 모든 신호 첨자에 l 을 추가해서 l 번째 유저에 대한 신호를 전개하면, n번째 안테나의 I-channel과 Q-channel의 신호 I _n.k , Q _n.k 는 각각 다음의 [수학식 1] 및 [수학식 2]와 같이 표현된다.

상기 수학식에서, S' _m.k 는 이전의 처리과정에서 생긴 이득(Gain)이고, A _m 는 신호의 진폭(amplitude)이고, φ _m 은 첫 번째 안테나에 도착하는 신호의 위상(phase)이다. 여기서 노이즈(noise)는 편의상 고려하지 않기로 한다.

상기 [수학식 2]와 [수학식 3]까지는 간섭 위상(interference phase)성분이 남아 있으나, 상기 두 식물 제곱하여 더하면, 위상은 의미가 없어진다. 상기 [수학식 2]와 [수학식 3]의 간섭신호에 해당하는 항(term)은 각각의 입사각이 랜덤(random)하기 때문에 가우시안 노이즈(gaussian noise)G(0, σ²)로 대체한다. 여기서 σ²은 각 간섭신호(interference power)의 합이다.

또한, 상기 수식에서 S _l,k =S' _l,k A _l 로 하고, φ _l+(n-1)

(θ _l,d ) = φ _n,l 로 표현하면, 상기 [수학식 2]와 [수학식 3]은 각각 아래의 [수학식 4] 및 [수학식 5]와 같 이 정리된다.

그리고, Z _l,k 는 Z _l,n,k 의 합이므로, 아래의 [수학식 6]과 같이 표현된다.

이것은 자유도 2*N의 σ²배 noncentral chi-squared RV이고, noncentrality parameter와 Z _l.k 의 pdf는 다음 [수학식 7] 및 [수학식 8]과 같다.

여기서, I _N-1 (·)는 modified bessel function of the first kind 이고, order는 'N-1'이다. 이때, S _l,k = 0 이라면, 즉 k번째 요소에 원하는 신호가 존재하지 않는다면 b _l,k = 0 이고, Z _l,k 는 자유도 2*N의 σ ²배 central chi-squared RV이다. Z _l,k 의 pdf는 다음 [수학식 9]와 같다.

여기서, Г(·)은 감마 함수(gamma function)이다.

상기 [수학식 8]을 여러 N값에 대해서, 플롯(plot)함으로써 성능의 향상을 예측한 결과로서, S _l,k = 50, σ² = 1000 이고, N이 1, 2, 3, 4 일때의 분포가 도 2에 예시되어 있다.

이를 통해, N 이 클수록 central limit theorem에 의해서 gaussian 분포를 보임을 알 수 있다. 또, 분포의 평균과 분산을 계산한 [표 1]과 [표 2]에서, 안테나의 개수가 n일 때의 평균과 분산이 N=1 일 때의 평균과 분산의 n배가 됨을 알 수 있다.(이에 관한 기초적인 이해는 상기 참조 문헌 [2]를 통해 얻을 수 있음)

한편, 원하는 신호가 없을 경우인 [수학식 9]의 경우도 상기 [수학식8]과 마찬가지이다. 즉 상기 [수학식 9]에서 σ² = 1000 으로 두고, N이 1, 2, 3, 4 일 때를 plot하면 도 3과 같이 된다. 도 3과 [표 2]를 보면, 도 2와 [표 1]의 경우와 마찬가지로, N이 1, 2, 3, 4로 증가함에 따라서, 평균과 분산이 각각 1, 2, 3, 4배로 증가하는 것을 확인할 수 있다.

따라서, 도 2의 분포를 모두 가우시안(gaussian)이라고 가정한다면, SIR이 안테나 개수만큼 좋아지게 된다. 이것은 이상적인 Diversity Gain의 upper bound이다. 즉, 앞의 경우와 마찬가지로 SIR이 안테나 개수만큼 증가한다. 결론적으로 페이즈 다이버시티(Phase Diversity)는 아이디얼(ideal)한 상황에서 안테나 개수만큼의 SIR을 증가시키는 것임을 명확히 알 수 있다.

＜ 실시예 1 ＞

IS-95 역방향 검파기(Reverse Searcher) 적용예

본 실시예에서는 IS-95 역방향 링크(reverse link)의 검파기(searcher)에 본 발명에 따라 페이즈 다이버시티 기술을 적용한 경우를 일실시예로서 설명한다.

도 4는 본 발명에 따라 IS-95 역방향 검파기에 페이즈 다이버시티(Phase Diversity)가 적용된 수신 장치의 일실시예 구성도이다.

설명의 편의상, λ이내의 등간격인 N개의 안테나 소자들에 신호가 수신되는 환경을 상정한다. 안테나에 도착하는 모든 유저의 신호 크기가 동일하다고 가정하면, n번째 안테나에서 수신되는 M명 유저(user)의 신호는 다음의 [수학식 10]과 같이 표현된다. 단 여기서 노이즈(noise)는 고려하지 않는다.

위 수학식에서, φ _m,n 은 m번째 user가 n번째 안테나에 도달하는 신호의 위상이고, P _I,m (t)과 P _Q,m (t)은 각각가 m 번째 유저의 I-channel과 Q-channel의 의사잡음 코드(PN code)이다.

이러한 수신 신호를 이용하는 검파기(searcher)의 구조가 도 4에 예시되어 있다. 본 도면에 도시된 검파기는 전술한 도 1의 구조에서 검파 변수 K값이 '1'에 해당하는 경우이다. 따라서, 여기서는 k 첨자를 생략하고, 도 4의 모든 신호 첨자에 l 을 추가해서, l 번째 유저에 대한 Z _l 의 값을 다음 [수학식 11]과 같이 표현할 수 있다.

이제 동기 테스트(synchronization test)에 관하여 살펴보기로 한다. 우선, 두가지 가설(hypothesis)을 세워보자. H₁은 완벽한 동기가 된 경우이고, H ₀는 전혀 동기(synchronization)가 맞지 않는 경우이다. 이들 가정에 대한 조건부 확률은 다음 [수학식 12] 및 [수학식 13]과 같다.(이 부분의 설명에 관하여는 상기 참조문헌 [3]을 참고하면 보다 쉽게 이해할 수 있다)

여기서, b _l =(2T*N)/(M-0.5) 이고, T는 도 4에서 보이는 적분기의 적분구간이다.

상기 두 식([수학식 12] 및 [수학식 13])을 이용해서, 단일 동기 테스트(single synchronization test)에 대해서, acquisition detection probability와 false alarm probability를 계산하면, 다음의 [수학식 14] 및 [수학 식 15]로 표현한다.

상기 [수학식 14] 및 [수학식 15]를 β _T 에 대해서 연립하면, P _F 대 P _D ,의 그래프를 얻는다. 적분하는 칩(chip)의 개수 즉, PC(processing gain)은 64이고, 유저수는 50명일 때, 이론치와 시뮬레이션에 의한 그래프들이 각각 도 5와 도 6에 도시되어 있다.

도 7과 도 8은 안테나 소자의 개수가 1개일 때의 각각 이론치와 시뮬레이션으로 얻은 P _F 대 P _D 의 그래프이다.

이들로부터, 이론치와 시뮬레이션의 결과가 거의 일치한다는 점과, 본 발명에 따른 페이즈 다이버시티를 사용할 때 검파(searching)성능이 크게 향상됨을 알 수 있다. 예를 들어, 도 6에서 유저수가 50이고, 안테나 소자의 개수가 4개일 때의 그래프가 도 8의 안테나 소자가 1개이고 유저수가 20명인 경우와 거의 비슷하다. 따라서, 이 경우의 SIR은 약 2.5배(4dB)정도가 향상됨을 알 수 있다.

＜ 실시예 2 ＞

IS-95 역방향 복조기(Reverse Demodulator) 적용예

본 실시예에서는 IS-95 역방향 복조기(Reverse link Demodulator)에 본 발명에 따라 페이즈 다이버시티 기술을 적용한 경우를 일실시예로서 설명한다.

도 9는 본 발명에 따라 IS-95 역방향 복조기에 페이즈 다이버시티(Phase Diversity)가 적용된 수신 장치의 일실시예 구성도이다. 도 9의 구조는 도 1의 구조에서 검파 변수 K값이 64에 해당하는 경우이다.

이해를 돕기 위하여, 도 9에 도시된 복조기는 완벽한 동기가 되고, 안테나에 도발하는 유저들의 파워가 일정하다고 가정한다.

안테나 소자들간의 거리는 λ이내로서 등간격이며, 안테나 수는 N, 유저수는 M일 때, n번째 안테나에서 수신되는 신호는 다음 [수학식 16]과 같이 표현된다.

여기서, T _c 는 one chip duration이고, I(t)는 P _m (t)W _m' (t)C _I (t), Q( t-T _c /2)는 P(t-T _c /2)W _m' (t-T _c /2)C _Q (t-T _c /2), P _m (t)는 m번째 유저의 long code, C _I (t)와 C _Q (t)는 기지국의 short code, φ _m,n 는 m번째 유저(user)가 n번째 안테나에 도달하는 신호의 위상(phase), W _m' (t)는 m번째 유저의 왈시 코드(Walsh code)이다.(0≤m'≤63)

도 9의 수신기에서는 최종적인 신호Z _k 중에 가장 큰 값을 선택하여 복조가 이루어지며, Z _k 는 다음과 같다.

본 실시예에서는 워드에러율(word error probability)을 구하기 위해 P _w (/)=1-P _w (C)를 이용한다. P _w (C)는 워드(word)가 맞는 경우의 확률이다. 가령, 도 9의 복조기에서 l 번째 유저의 의사잡음코드(PN code)가 사용되고, l 번째 유저는 W₁을 보냈다고 할 때, Z _k 의 값이 β라고 하면, 아래의 [수학식 18]이 성립된다.(이 부분에 대한 설명도 상기 참조문헌 [3]을 참고하면 보다 쉽게 이해할 수 있다)

따라서, P _w (/)=1-Ez ₁{K ⁶³(β)}를 이용하면, 아래의 [수학식 19]를 얻는다.

여기서, σ²= (M-1)*T _w 로서 간섭 파워(interference power)이다. 상기 [수 학식 19]에 주목해보면, 워드에러율(word error probability)은 안테나 소자의 개수 N, 유저 수 M, 적분 주기 T _w (=PG)의 함수임을 확인할수 있다. IS-95 역방향 링크(Reverse link)에서 한 워드(word)를 얻을 때는 256 칩(chip)을 적분하게 되므로 T _w 가 256이다. T _w 를 256이라고 하고, N을 1, 2, 3, 4로 증가시키면서 얻은 P _w (/)에 대한 그래프가 도 10과 도 11에 각각 도시되어 있다.

도 10은 상기 [수학식 19]를 수치 계산하여 유저가 5명부터 50명까지 일 때의 워드에러율(word error probability)을 얻은 그래프이다. 그리고 도 11은 유저가 15명부터 50명까지일 때의 워드에러율을 컴퓨터 시뮬레이션을 통해서 얻은 결과이다. 이 두 그래프를 보면, 이론적인 값과 시뮬레이션한 값이 거의 같음을 알 수 있다.

유저가 10명 이하인 경우는 상기 [수학식 19]를 수치 계산하여도 값에 오차의 비율이 커지게 되고, 시뮬레이션을 하기엔 에러율(error probability)이 너무 낮다. 그래서 앞의 그래프들은 주로 15명 이상의 경우에 대해서 정확한 값을 보이고 있다. 만약 크리티컬(critical)한 워드에러율을 0.1로 정한다면, 도 11에서 안테나 소자 개수가 4개일 때의 용량(Capacity)은 약 40명 정도이므로 안테나 소자 개수가 1개일 때의 용량인 약 15명에 비해서 약 2.7배(4.3dB)가 증가하게 된다.

이상의 내용으로부터 알 수 있듯이, 본 발명에 따른 페이즈 다이버시티 기술은, 비간섭성 검파(Non-coherent Detection)를 사용하는 안테나 어레이 시스템에서 페이즈 다이버시티용으로 쓰일 수 있고, 그 결과 SIR이 이상적인 조건에서는 안테 나 소자 개수만큼 증가하게 된다.

또한, IS-95 역방향 링크 복조기 및 검파기에 적용되는 경우, 페이즈 다이버시티에 사용되는 안테나 소자 수가 증가할수록 BER은 크게 감소하고, 검파(searching) 성능은 크게 증가한다. 즉, 본 발명에 따른 페이즈 다이버시티 기술은 종전의 스마트 안테나 시스템(smart antenna system)과 비교할때, 하드웨어 구성(Architecture)이 한층 더 간단해지고 많은 계산량을 갖는 웨이트(weight)를 구할 필요가 없다는 특징이 있다.(이러한 특징은 상기 참조문헌 [4]를 참고하면 보다 쉽게 이해될 수 있다)

그리고, 안테나 소자들간의 간격(spacing)이 큰 패스 다이버시티(Path Diversity)의 경우처럼 기지국에 적용하기 어렵지도 않기 때문에 본 발명의 페이즈 다이버시티(Phase Diversity)가 다른 시스템에 비해서 큰 장점을 지닌다.

한편, 지금까지 설명한 본 발명에 따른 수신 신호 처리 기법의 제어알고리즘은 소프트웨어적으로 구현될 수 있으며, 그 소프트웨어가 마이크로프로세서를 구비한 컴퓨팅 시스템의 RAM, ROM, CD-ROM, 하드디스크, 플로피 디스크, 자기 테이프 등, 다양한 기록매체에 저장될 수 있음은 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.

지금까지 구체적인 예시를 들어 설명하였는데 이는 본 발명 기술 사상의 이해를 돕기 위한 것이지 결코 그 기술적 범위를 제한하고자 하는 것이 아니다. 그리고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 명백하므로, 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부한 도면에 한정되는 것이 아니다.

본 발명에 따르면, 기지국 수신시스템이 안테나 어레이를 채용하여 무선신호공간에서 선택적으로 신호를 수신할 수 있도록 함과 동시에, 수신된 신호를 처리하는 과정에서 별도로 웨이트 벡터를 연산처리할 필요가 없기 때문에 그러한 복잡한 연산과정을 배제하면서도 정확한 검파 및 복조기능이 이루어지도록 함으로써, 시스템 구성상의 복잡도 및 신호처리 제어 부담을 현저히 경감시키면서 통신품질의 향상 및 통신용량을 증대시키는 매우 우수한 효과를 갖는다.

Claims

비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 무선 수신 시스템에서 수신신호를 처리하기 위한 방법에 있어서,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하는 제 1 단계;

상기 제 1 단계에서 각 안테나 소자별로 이루어지는 수신신호 처리과정에서 얻어진 포락선 검파(envelope detection) 결과를 서로 더하는 제 2 단계; 및

상기 제 2 단계에서 더해진 결과를 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 포락선 검파 신호로 출력하는 제 3 단계를 포함하여,

별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 하는 수신 신호 처리 방법.
제 2 항에 있어서,

상기 제 1 단계에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아,

원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 방법.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 무선 수신 시스템에서 수신신호를 처리하기 위한 장치에 있어서,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하는 수단;

상기 수신신호를 처리하는 수단에서 각 안테나 소자별로 이루어지는 수신신호 처리 과정에서 얻어진 포락선 검파(envelope detection) 결과를 서로 더하는 수단; 및

상기 더하는 수단에서 더해진 결과를 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 포락선 검파 신호로 출력하는 수단을 포함하여,

별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 처리 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 하는 수신 신호 처리 장치.
제 5 항에 있어서,

상기 수신신호를 처리하는 수단은,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnituae)만이 남아,

원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 무선 수신 시스템에서 수신신호를 처리하기 위해, 마이크로 프로세서를 구비한 신호처리 장치에,

다수의 안테나 소자( λ이내의 간격을 가지도록 배열됨)를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하는 제 1 기능;

상기 제 1 기능에서 각 안테나 소자별로 이루어지는 수신신호 처리과정에서 얻어진 포락선 검파(envelope detection) 결과를 서로 더하는 제 2 기능; 및

상기 제 2 기능에서 더해진 결과를 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 포락선 검파 신호로 출력하는 제 3 기능

을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체.
제 7 항에 있어서,

상기 제 1 기능에서, 상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남도록 하는 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체.
비간섭(non-coherent) 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법에 있어서,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 상기 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식의 수신신호를 역확산하기 위한 써칭(단, 여기에서 써칭(searching)이란 수신신호의 포착(acquisition)을 위하여 통신채널별로 지연시간을 찾아 내는 것을 의미함) 과정에서 코드 상관 결과(도 4의 Z _n 참조. 단 n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 단계;

상기 제 1 단계에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 코드 상관 결과를 서로 더하는 제 2 단계; 및

상기 제 2 단계에서 더해진 결과(즉,
, 단 N은 상기 안테나 배열 시스템의 안테나 소자 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 코드 상관 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 단계를 포함하여,

별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 하는 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 단계에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널은 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아,

원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 수신신호를 검파하기 위한 신호 처리 방법.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 장치에 있어서,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 상기 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식의 수신신호를 역확산하기 위한 써칭(단, 여기에서 써칭(searching)이란 수신신호의 포착(acquisition)을 위하여 통신채널별로 지연시간을 찾아 내는 것을 의미함) 과정에서 코드 상관 결과(도 4의 Z _n 참조. 단 n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 수단;

상기 코드 상관 결과를 구하는 수단에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 코드 상관 결과를 서로 더하는 수단; 및

상기 더하는 수단에서 더해진 결과(즉,
, 단 N은 상기 안테나 배열 시스템의 안테나 소자 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 코드 상관 신호로 사용되도록 출력하는 수단을 포함하여,

별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 장치.
제 12 항에 있어서,

상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 하는 수신 신호를 검파하기 위한 신호 처리 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 코드 상관 결과를 구하는 수단에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아,

원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 수신신호를 검파하기 위한 신호 처리 장치.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 검파하기 위해 마이크로 프로세서를 구비한 신호 처리 장치에,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 상기 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식의 수신신호를 역확산하기 위한 써칭(단, 여기에서 써칭(searching)이란 수신신호의 포착(acquisition)을 위하여 통신채널별로 지연시간을 찾아 내는 것을 의미함) 과정에서 코드 상관 결과(도 4의 Z _n 참조. 단 n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 기능;

상기 제 1 기능에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 코드 상관 결과를 서로 더하는 제 2 기능; 및

상기 제 2 기능에서 더해진 결과(즉,
, 단 N은 상기 안테나 배열 시스템의 안테나 소자 개수임)가 비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하기 위한 코드 상관 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 기능

을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체.
제 15 항에 있어서,

상기 제 1 기능에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남도록 하는 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법에 있어서,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식 시스템의 왈쉬 복조(Walsh demodulation) 과정에서 수신신호와 각 왈쉬 워드와의 상관 결과(도 9의 Z _k,n 참조. 단 k는 왈쉬워드 인덱스이고, n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 단계;

상기 제 1 단계에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 각 왈쉬워드의 상관 결과를 서로 더하는 제 2 단계; 및

상기 제 2 단계에서 더해진 결과(즉,
for k=1, 2, ..., K. 단, K는 주어진 시스템의 왈쉬워드 총 개수임)가 비간섭성(non-coherent)수신을 수행하기 위한 왈쉬복조 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 단계를 포함하여,

별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 하는 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 제 1 단계에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제 곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아,

원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 수신신호를 복조하기 위한 신호 처리 방법.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 장치에 있어서,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식 시스템의 왈쉬 복조(Walsh demodulation) 과정에서 수신신호와 각 왈쉬 워드와의 상관 결과(도 9의 Z _k,n 참조. 단 k는 왈쉬워드 인덱스이고, n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 수단;

상기 상관결과를 구하는 수단에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 각 왈쉬워드의 상관 결과를 서로 더하는 수단; 및

상기 더하는 수단에서 더해진 결과(즉,
for k=1, 2, ..., K. 단, K는 주어진 시스템의 왈쉬워드 총 개수임)가 비간섭성(non-coherent)수신을 수행하기 위한 왈쉬복조 신호로 사용되도록 출력하는 수단을 포함하여,

별도의 웨이트 벡터 계산없이 수신 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 장치.
제 20 항에 있어서,

상기 각 안테나 소자들이 λ이내의 간격을 가지도록 배열된 것을 특징으로 하는 수신 신호를 복조하기 위한 신호 처리 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 상관결과를 구하는 수단에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남아,

원하는 신호(원신호)는 안테나 소자 개수에 비례하는 이득을 얻는 반면에, 간섭신호는 안테나 소자별로 독립적인 노이즈가 되도록 하여 상기 원신호에 비해 상대적으로 훨씬 작은 이득을 가지는 것을 특징으로 하는 수신신호를 복조하기 위한 신호 처리 장치.
비간섭성(non-coherent) 수신을 수행하는 코드분할 다중 접속 방식의 시스템에 적용되어, 수신 신호를 복조하기 위해 마이크로 프로세서를 구비한 신호 처리 장치에,

다수의 안테나 소자를 구비한 안테나 어레이를 통해 입사되는 다수의 신호들 에 대하여 각 안테나 소자별로 포락선 검파(envelope detection)가 이루어지도록 수신신호를 처리하되, 각 안테나 소자별로 수행되는 코드분할 다중 접속 방식 시스템의 왈쉬 복조(Walsh demodulation) 과정에서 수신신호와 각 왈쉬 워드와의 상관 결과(도 9의 Z _k,n 참조. 단 k는 왈쉬워드 인덱스이고, n은 안테나 소자 인덱스임)를 구하는 제 1 기능;

상기 제 1 기능에서 각 안테나 소자마다 구한 상기 각 왈쉬워드의 상관 결과를 서로 더하는 제 2 기능; 및

상기 제 2 기능에서 더해진 결과(즉,
for k=1, 2, ..., K. 단, K는 주어진 시스템의 왈쉬워드 총 개수임)가 비간섭성(non-coherent)수신을 수행하기 위한 왈쉬복조 신호로 사용되도록 출력하는 제 3 기능

을 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체.
제 23 항에 있어서,

상기 제 1 기능에서,

상기 안테나 어레이로 입사되는 각 간섭신호의 위상이 I-채널과 Q-채널을 제곱하고 더하는 과정에서 사라지고 절대값(magnitude)만이 남도록 하는 기능을 실현시키기 위한 프로그램이 수록된 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체.