KR100786658B1

KR100786658B1 - 적응 안테나 어레이의 ｐｎ 코드 포착

Info

Publication number: KR100786658B1
Application number: KR1020037005726A
Authority: KR
Inventors: 왕빙에이치.; 권혁엠.
Original assignee: 네오리치, 인코포레이티드
Priority date: 2000-10-24
Filing date: 2001-10-24
Publication date: 2007-12-18
Also published as: JP2004515939A; US6404803B1; EP1336263A4; JP4047720B2; EP1336263B1; KR20030059808A; EP1336263A1; WO2002035745A1; AU2002211224A1; EP2495810A1; EP2495810B1

Abstract

PN(pseudo noise) 코드 포착 방식은 스마트 안테나 어레이(102)의 모든 요소 및 적응 문턱치를 채용한다. 기본 구조는 상관 검색기(105), 적응 빔형성기(107) 및 적응 문턱치 세팅 회로(108)의 조합이다. 각각의 감시 간격 동안에, 상기 적응 빔형성기는 시험용 PN 코드 위상 오류로 대역환원된 축적 수신 신호를 사용하여 상기 스마트 안테나의 가중치 벡터를 적응적으로 갱신한다. 공간적인 상관 신호는 그때에 상기 적응 빔형성기에 의해 계산된 스마트 안테나 가중치 벡터 마지막 가중치에 해당하는 상기 감시 주기로 배열된 각각의 안테나에 수신된 상기 신호의 축적된 값을 가중함으로써 형성되며, 마지막으로 PN 코드 포착 발생 여부를 결정하기 위해 상기 적응 문턱치가 비교된다.

Description

적응 안테나 어레이의 ＰＮ 코드 포착{PN CODE ACQUISITION WITH ADAPTIVE ANTENNA ARRAY}

본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것이며, 특히 CDMA(Code Division Multiple Access) 무선 통신 시스템에서 PN 코드 포착을 스마트 안테나에 적용시키는 것에 관한 것이다.

3세대(G) 무선 통신 시스템에서, 특히 3GPP(3rd Generation Partnership Project, "Physical Channels and Mapping of Transport Channels onto Physical Channels(FDD)", 3GPP Technical Specification, TS25.211, v3.2.0, 2000년 3월; 3GPP, "Spreading and Modulation(FDD)", 3GPP Technical Specification, TS25.213, v3.2.0, 2000년 3월; 및 3GPP, "FDD: Physical Layer Procedures", 3GPP Technical Specification, TS25.214, v3.2.0, 2000년 3월(묶어서 "3GPP") 또는 TIA의 CDMA2000 표준에서, Interim V&V Text for CDMA2000 Physical Layer(Revision8.3), March 16, 1999("TIA") 에 기술된 것과 같은 광대역(W-CDMA) 시스템에서의 옵션은 기지국에 스마트 안테나 기술을 채용한 것이다. 스마트 안테나는 공간 다이버시티를 사용함으로써 희망 사용자로부터 도착각(DOAs)의 상이한 방향에서의 간섭 신호를 억제할 수 있다. 스마트 안테나 기술은 높은 서비스 품질 및 1.92Mbps 이상의 고속 데이터 속도로 더 많은 사용자를 지원하는 것과 같이 요즈음 주목을 끌고 있다. 스마트 안테나를 채용한 스마트 안테나 및 시스템 아키텍처의 예는 공동 출원되고 출원 계류중인 미국 출원 번호 09/610,470, 출원일 2000년 5월 5일, 명칭 "Smart Antenna with Adaptive Convergence Parameter"; 미국 출원 번호 09/661,155, 출원일 2000년 9월 13일, 명칭 "Smart Antenna with No Phase Calibration for CDMA Reverse Link"; 및 미국 출원 번호 09/699,633, 출원일 2000년 9월 26일, 명칭 "New Cellular Architecture"에서 찾을 수 있다. 이들 출원의 내용은 여기서 참조로 편입된다.

일반적으로 스마트 안테나 기술의 이득에도 불구하고, 리틀(little) 안테나는 기지국에 스마트 안테나를 채용한 CDMA 시스템에서 PN(pseudonoise) 코드 포착에 채용되어 왔다. 여기서 사용된 대로 PN 코드 포착은 동기화와 같은 기술에서 참조된 프로세스의 한 부분을 지칭한다. 동기화는 일반적으로 2개의 프로세스를 포함하는 것으로 간주된다:PN 코드 포착(특정 경계 영역 안에서 용해되는 알려진 PN 코드에 대한 위상 오류 즉, 거친 PN 코드 위상 오류 수정이 있는) 및 PN 코드 트래킹은 PN 코드 오류의 분명한 차이가 검출되고 수정된다. 그러므로, PN 코드 포착은 이것을 혼동케 하는 별명에도 불구하고 수신기 및 발신기(기지국 및 이동부 또는 역도 성립) 사이의 PN 위상 오류에 대한 거친 수정을 지칭하며, 검출된 PN 코드 자체(PN 코드 위상 오류에 반대되는 대로)에 의한 프로세스를 지칭하지 않는다.

PN 코드 포착은 상기 스마트 안테나 가중치 벡터가 희망 신호의 DOA(상기 스마트 안테나 나머지 DOAs로부터 신호를 억제하기 때문에)에 대응하지 않을 때 상이 할 수 있다. 이 잠재된 문제 때문에 존재하는 시스템은 PN 포착 목적을 위한 M 어레이 소자 밖의 오직 하나의 소자 출력을 사용한다. F. Adachi, M. Sawahashi 및 H. suda, "Wideband DS-CDMA for Next-Generation Mobile Communication", IEEE Communication Magazine, pp.56-69, 1998년 9월("Adachi et al"). 그러므로, 스마트 안테나의 이점(예컨대 스마트 안테나의 상기 잠재적인 이득)은 PN 코드 포착에 사용되지 않는다. 이것은 하나의 소자를 채용하였을 때 PN 코드 포착이 충분하지 않은 기지국에서 수신된 SINR(signal-to-interface-plus-noise-ratio)의 결과로 기지국의 기대되는 높은 스마트 안테나 이득 때문에 시스템의 상기 이동부가 낮은 파워로 신호를 송신가능 함으로써 또 다른 문제를 야기한다.

본 발명은 안테나 어레이 및 적응 문턱치의 다중 소자를 채용한 효과적인 PN 코드 포착 방식에 관한 것이다. 본 발명은 CDMA 무선 통신, 특히 DS(Direct Sequence)-CDMA 무선 통신에 유용하다. 바람직한 실시예의 기본 구조는 종래의 PN 상관 검색기, 적응 빔형성기 및 적응 문턱치 세팅 회로의 결합이다. 각 감시 간격 동안, 다중 칩으로 구성된, 상기 적응 빔형성기는 입력으로서 축적 수신 신호 시험용 PN 코드 위상 오류로 대역환원된 상기 스마트 안테나 요소(여기서, 스마트 안테나 요소는 집합적으로 상기 스마트 안테나를 형성하는 안테나 배열에 전방향 안테나로서 단일 안테나를 지칭한다.)에 대해 가급적 칩 속도로 가중치 벡터를 적응적으로 갱신한다. 상기 적응 빔형성기는 이러한 목적을 위해 다수의 알고리즘 중 임의의 하나를 사용할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 정규화된 최소 평균 제곱 알고 리즘이 사용된다. 공간적 상관 신호는 상기 적응 빔형성기 알고리즘에 의해 계산된 스마트 안테나 가중치 벡터의 마지막 가중치에 대응하는 상기 감시 주기에 걸쳐 상기 배열의 각 안테나에 수신된 상기 신호에 축적된 값을 가중함으로써 이때 형성된다. 이러한 공간적 상관 신호는 이때 PN 코드 포착 발생 여부를 결정하는 문턱치에 비교된다. 만약 상기 문턱치가 과도하면, PN 코드 포착이 선언된다. 그렇지 않으면, 새로운 시험용 PN 코드 위상 오류가 선별되며 상기 프로세스는 반복된다.

종래의 연속 검색 알고리즘에서, PN 코드 포착에 대한 상기 문턱치는 고정되어지고 주어진 실패 알람 확률

및 간섭 신호에 대한 비트 에너지 스펙트럼 밀도 비율

로부터 계산된다. 그러나, 페이딩 환경의 실제 이동부에서,

는 빈번히 변한다. 바람직한 실시예에서, 적응 문턱치 세팅 알고리즘은 단일 안테나 요소를 가진 수신기에 대해 Kwonhue Choi, Kyungwhoon Cheun 및 Kwanggeog Lee, "Adaptive PN code Acquisition Using Instantaneous Power-Scaled Detection Threshold Under Rayleigh Fading and Gaussian Pulsed Jamming", 제4회 CDMA 국제회의, 회보 Vol.Ⅱ, pp. 162-169, 한국 서울, 1999년 9월 8-11일("choi et al.")에서 분석되어지며, 이러한 내용은 여기에 참조로 편입된다. 본 발명은 다중 어레이 요소를 가진 수신기에 대해 적응 문턱치 세팅 알고리즘을 발전시킨다. 상기 적응 문턱치 세팅 회로는 바람직한 실시예의 실제 평균 파워 추정기이다. 상기 적응 빔형성기가 적응적으로 상기 가중치 벡터

를 갱신하는 동안에, 상기 파워 추정기는

초의 각 감시 간격 동안에 PN 코드 대역환원 전의 임시 수신 신호 및 간섭 파워를 추정한 다. 상기 평균 추정 파워는 이때 PN 코드포착 여부에 사용되는 상기 적응 문턱치를 생성하는 고정된 참조 문턱치를 가늠하는데 채용된다. M=5 요소의 상기 제안된 PN 코드 포착 방식을 가진 상기 PN 코드 포착 시간은 예를 들어, "Adachi et al."에 기술된 시스템으로서의, 시스템에 대한 PN 코드 포착 시간보다 주어진 SIRN에서 210% 짧아질 수 있다.

본 발명의 일 측면에서, 상기 PN 코드 포착 시스템은 기지국에 적용 가능하며, 여기서 상기 안테나는 상기 기직국 안에 있다. 본 발명의 다른 측면에 의하면, 상기 시스템은 이동부에 적용가능하며, 여기서 상기 스마트 안테나는 이동국 안에 있다.

본 발명의 특징, 목적 및 장점은 동일성을 확인하는 참고 지표를 가진 도면과 함께 주어졌을 때 그것을 통하여 아래에서 설명한 상세한 설명에서 좀 더 명확해질 것이다.

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따라 구성된 DS-CDMA 시스템에 대한 제시된 PN 코드 포착 방식을 보여주는 블록도이다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 DS-CDMA 시스템에 대한 제시된 PN 코드 포착 방식을 보여주는 플로우 차트이다.

도 3은 수신 신호 파워 변동에 강건한 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 PN 코드 포착 방식을 지시하는, 페이딩 환경 아래 M=1,3 및 5 소자 경우에 대한 dB 단위의 비트 에너지 간섭 파워 스펙트럼 밀도 비율(bit-energy-to-interference power spectral density ratio)

에 대한 이론 및 시뮬레이션의 실패 알람 확률

를 보여주는 도면이다.

도 4는 이론 및 시뮬레이션 검출 확률

대 PN 코드 포착 방식 검출 확률

를 현저히 향상시키는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 페이딩 환경 아래 M=1, 3 및 5에 대한 dB에서의 간섭 파워에 대한 비트 에너지 스펙트럼 밀도 비율

를 보여주는 도면이다.

도 5는 이론 및 모의 평균 포착 시간

대 평균 포착 시간

을 현저히 향상시키는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 페이딩 환경 아래 M=1, 3 및 5에 대한 dB에서의 간섭 파워에 대한 비트 에너지 스펙트럼 밀도 비율

를 보여주는 도면이다.

다음의 상세한 설명은, 칩 속도 및 스마트 안테나 어레이의 요소의 수와 같은 여러 특정 설명, 본 발명의 완전한 이해를 제공하게 위한 방법으로써 제공된다. 바람직한 실시예에 의해 논의되는 설명은 본 발명을 제한하여 이해될 수 없다.

본 발명은 CDMA 무선 통신 시스템의 이동부에서 기지국으로의 리버스 링크의 문맥 아래에서 기술된다. 그러나, 본 발명은 포워드 링크 PN 코드 포착에도 동등하게 적용 가능하다.

본 발명은 또한 다이렉트 시퀀스 CDMA(DS-CDMA)시스템에 특히 적용 가능하다고 믿어지며, 여기서 같은 문맥으로 논의될 것이며, DS-CDMA 시스템에 한정하여 이 해하지 말아야 한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따라 구성된 DS-CDMA 시스템에 대한 제시된 PN 코드 포착 방식을 보여주는 블록도이다. 상기 스마트 안테나 어레이의 각 요소(101)에서 수신된 입력 신호 r'(t)는 복조기(102) 및 정합 필터(103)를 지나간다. 각 정합 필터(103)의 출력은 칩 샘플러(104)에 의해 칩 속도로 샘플링 되며, 상관기(105)에 의해 시험용 PN 코드 위상 오류와 상관된다(대역환원 된다). 상기 축적기(106)의 출력은 상기 스마트 안테나 어레이에 대한 갱신 프로세스에 의해 사용된다.

바람직한 실시예에서, 상기 스마트 안테나의 가중치 벡터는 LMS 알고리즘으로 갱신된다. 매우 바람직한 실시예에서, S. Haykin의 "Adaptive filter Theory" 3판, Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey, 1996("Haykin")에 기술된 상기 정규화된 최소 평균 제곱(Least Mean Square : LMS) 알고리즘은 상기 가중치 벡터에 채용된다. 다른 벡터 갱신 알고리즘도 가능하며, 함께 출원 계류 중인 미국 출원 09/610,470, 출원일 2000년 7월 5일, 제목 "Smart Antenna with Adaptive Convergence Parameter"에 공통으로 지정되어 논의된 그들 알고리즘을 포함한다. 상기 벡터 갱신 LMS 알고리즘이 되는 것은 불필요하다.

초의 각 감시 간격 동안(여기서

는 상기 칩 주기이고 N은 감시 간격 내의 칩 주기의 수이다)에, 적응 빔형성기(107)는 적응적으로 상기 가중치 벡터

를 가급적 칩속도로 갱신한다. 적응 빔형성기에 대한 상기 입력(107)은 앞에서 기술한대로 상기 시험용 PN 코드 오류를 사용하여 대역환원된 후의 상기 축적기(106) 출력이다.

바람직한 실시예에서, 상기 벡터 갱신 프로세스는 상기 감시 간격이 시작한 후에 시작한다. 이것은 프로세싱 파워를 보전하기 위해 행해진다. 상기 갱신이 시작하는 상기 샘플 시간 인덱스

(여기서 i는 칩 또는 샘플 인덱스)는 상기 적응 알고리즘이 수렴하는데 필요한 시간을 반영하는데 선별된다. 예를 들면, 앞서 기술한 정규화된 LMS를 사용한 바람직한 실시예에서 상기 감시 주기에서 칩 N의 수는 256이고,

는 192가 선별되며, 256 - 192 = 64 번의 상기 알고리즘의 반복이 제공된다. 이것은 상기 알고리즘은 전형적으로 수렴하는데 및 안전 계수를 포함하는데 근사적으로 40번 반복하는 사실을 반영한다.

상기 갱신 프로세스는 제1 감시 간격 동안에 i=N-2에서 종료한다. 상기 가중치 벡터

는 감시 간격에서의 상기 갱신 알고리즘에 의해 계산되며, 최상의 가중치 벡터

로 간주될 수 있으며, i=N-1에서의 마지막 축적 출력으로 안테나 어레이 공간적 상관 출력

을 생성하는데 사용된다. 상기

의 제곱은 이때 PN 코드 포착의 성취 여부를 결정하기 위해 적응 문턱치(아래에서 더 자세히 논의되는)와 비교된다. 만약 상기 문턱치가 과도해지면, 상기 PN 코드가 포착되고 상기 프로세스는 종료한다. 그렇지 않으면, 새로운 시험용 PN 코드 위상 오류가 선별되고 상기 알고리즘은 반복된다. 상기 가중치 벡터 적응은 PN 코드 포착이 성취될 때까지

초 계속적인 감시 간격에서 수행된다.

상기 바람직한 LMS 알고리즘은 칩 주기 당 5M의 컴퓨테이션(computation)을 가지며, 여기서 M은 상기 안테나 어레이 요소(101)의 수이다. 갱신 비율은 1.2288 Mcps의 칩 속도와 같이 충분히 작아질 수 있다. 본 발명은 가급적 PN 상관 검색기의 모든 어레이 요소(101)를 채용하는 반면 오직 하나의 요소가 상기 실재하는 문헌("Adachi et al.")에 채용되었다.

다음의 논의는 앞서 기술한 프로세스를 좀 더 자세히 설명한다. 상기 어레이 안테나 요소(101)는 본질적으로 이상적임이 가정되고, 임의의 방향에 대해 동일한 응답을 가지며, 상기 안테나 간격은 반송파 파장의 절반이다. 상기 어레이 응답 벡터는 다음과 같이 쓰여질 수 있다.

여기서,

는 상기 희망 사용자 신호에서의 DOA이며,

는 트랜스포즈를 나타낸다. m 번째 요소에서 수신된 신호는 다음과 같이 쓰여진다.

여기서, P는 수신된 신호 파워이며,

및

는 각각 상기 페이딩 진폭 및 위상이고, b(t)는 정보 데이터이고, c(t)는 PN 확산 시퀀스이고,

및

는 각각 상기 각 반송파 주파수 및 위상이고,

는 칩 간격이고,

는 참조에서 PN 코드 위상 오프셋이며, 0에서 PN 스퀀스 주기 L 사이의 균일하게 분포하는 임의의 정수가 될 수 있음이 가정된다. 수학식(2)의 상기

는 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 대역 간섭과 노이즈 신호의 합을 나타낸다. 단일 경로를 가진 페이딩 채널은 단순함을 가정한다. 또한 본 발명은 다중 경로 채널에 적용될 수 있다.

에 의 해 상기 시험용 PN 코드 스퀀스를 편이시키는 단순화된 검색은 여기서 단순한 것으로 간주된다. 상기 PN 코드의 위상은 완전 검색의 칩 간격의 프랙션(fraction)에서 변위될 수 있으며, 긴 시뮬레이션 시간이 소요된다. 단일 드웰(dwell)은 단순함을 가정한다. 본 발명은 또한 완전하고 다중 드웰 PN 코드 검색에 적용할 수 있다. 상기 PN 확산 시퀀스 c(t)는 다음과 같이 쓰여진다.

여기서, 동일한 확률로

,

는 단위 진폭 및 지속시간

의 사각형 펄스이다. 상기 반송파 동기화는 비간섭성(noncoherent) PN 코드 단일 드웰 연속 검색이 채용되었기 때문에 가정하지 않는다. 또한, 파일럿 채널은 파일럿 심볼 대신에 사용되며, 즉 CDMA2000 의 상기 파일럿 채널로서 모든 시간에 대해 b(t)=1이다. 이때, 반송파 주파수로 다운-컨버젼(down-conversion) 후에 m 번째 요소에서 상기 동등한 기저대역 신호

는 다음과 같다.

여기서,

는 평균이 0이고 편차

인 복소수 AWGN이다. 정합 필터

(103)의 출력은 칩 속도로 샘플링되고 상기 샘플

은 다음과 같다.

여기서, i 및

각각 상기 칩 인덱스 및 칩 에너지를 나타낸다. 상기 국지적 PN 코 드로 상관된 후에

는 다음과 같다,

여기서,

는 추정되는 PN 코드이고,

모든 안테나 요소 출력은 벡터 형태로 쓰여질 수 있다.

여기서,

는 수정된 어레이 응답 벡터로 간주될 수 있으며, 수학식(1)에서

와 비교된다. PN 코드 위상 편이에 대해

의 감시 간격을 가정한다. 에너지는 PN 대역환원(105) 후에 모든 분기에서 축적된다. m 번째 분기에 대해

에서 상기 축적기(106) 출력은 다음과 같다.

여기서, 제1 감시 간격에 대해 i=0, 1, ..., N-1이며, m = 1,2, ...,M이다. 상기 적응 빔형성기(107)는 가급적 갱신 가중치 벡터

를

에서 적응적으로 시작하며 갱신을 제1 감시 간격 동안 i=N-2에서 종료한다. (본 기술 분야의 당업자는 또한 더 일찍 또는 더 늦게, 상기 감시 간격의 시작만큼 시초에조차, 갱신을 시작하 는 것이 가능함을 알 것이다.) 동일한 프로세스는 PN 코드가 포착될 때까지 나머지 감시 간격에 적용된다. 상기 정규화된 LMS 알고리즘은 상기 가중치 벡터를 갱신하는데 채용된다. 이러한 가중치 벡터의 적응은

초의 모든 감시 간격에서 수행된다. 상기 적응 빔형성기(107)의 입력은 다음과 같다.

최상의 가중치 벡터

로서 간주될 수 있는 감시 간격에서의 상기 마지막 가중치 벡터

는 마지막 축적 출력

으로 공간적 상관 출력

생성하는데 사용된다. 상기 안테나 어레이 공간적 상관 출력

(109)은 다음과 같다.

여기서, H는 허미시안(Hermitian)을 나타낸다. 즉, 콘주게이트 및 트랜스포즈(conjugate and transpose),

및

마지막 결정 변수 Z(110)은 정규화되어 다음과 같이 쓰여진다.

앞서 논의한 대로, 마지막 결정 변수 Z는 이때 PN 코드 포착 여부를 결정하기 위해 문턱치(가급적 적응 문턱치 세팅 회로(108)에 의해 계산되는 적응 문턱치)와 비교된다. 바람직한 실시예에서, 상기 적응 문턱치 세팅 회로(108) 각 감시 간격

동안에 상기 평균 파워를 추정한다. 도1를 참조하여

를 고려하면, 상기 평균 파워

는 다음과 같다.

만약 Z가 조절된 문턱치

보다 크다면, PN 코드 포착이 선언되고, 상기 트래킹 루프는 단일 드웰 연속 검색에 대해 트리거(trigger)되며, 여기서 k는 상기 고정된 참조 문턱치이다. 그렇지 않으면, 상기 포착 방식은 상기 국지적으로 생성된 PN 코드 위상을 편이시키며(즉, 새로운 시험용 PN 코드 위상 오류을 생성한다), 상기 검색기는 수정 PN 코드 위상이 요청 될 때까지 계속된다(즉, PN 코드 포착이 성취된다).

보다 더 큰 Z의 상기 확률은 다음과 같다.

상기 실패 알람 확률

및 검출 확률

의 미분을 후에 쉽게하기 위해, 수학식(17)을 새로운 결정 변수 U 및 V를 사용하여 다시 쓰면 다음과 같다.

여기서,

이고,

는 수학식(12)에 주어진

상기 샘플 평균이며,

는

의 상기 샘플 편차로 다음과 같다.

상기 수신된 PN 코드 및 상기 국지 PN 코드가 동일한 위상으로 정렬되는 가설

아래에 수학식(18)은 상기 검출 확률

을 제공하며, PN 코드가 위상 밖에 있을 때의 가설

아래에 수학식(18)은 상기 실패 알람 확률

을 다음과 같이 제공한다.

수학식(19) 및 (20)에서, k<0일 때는

및

모두는 1과 같고, k>1이면 0과 같다. 따라서, k의 범위를 본 발명 안에서 0과 1사이에 초점을 둔다.

다음은 이론적 분석이다. 상기 위상

과 마찬가지로 상기 진폭

는 각 감시 시간

에 걸쳐 일정하게 유지하나 상기 감시 간격 사이에 독립한 슬로우 레이라이(slow Rayleigh) 페이딩 채널을 가정한다.

이때

및

은 상기 제1 감시 간격에 대해 다음과 같다.

여기서

및

는 상수이다. 그러므로 수학식(7)은 상기 제1 감시 간격에 대해 다음과 같다.

여기서,

는 상수이다.

(1)PN 코드가 동기화된 때

이 경우는 다음을 의미한다.

이론적 분석에 대해, PN 코드가 동기화 됐을 때 이상적 수행을 획득하기 위해서 수 학식(9)에 수정된 어레이 벡터에 동일한 완전한 가중치 벡터

를 적용한다. 요약하면, 상기 스마트 안테나는 PN 코드가 동기화 됐을 때, 감시 간격

의 마지막 주기 동안에 다음과 같이 완전하게 희망 사용자 신호의 DOA를 트랙할 수 있다.

실제로, 스마트 안테나는 희망 사용자의 상기 DOA를 완전하게 트랙할 수 없다. 수학식(28)의 상기 이상적 경우는 검출 확률

및 평균 포착 시간

각각의 상계와 하계를 제공한다.

수학식(28)은 다음을 의미한다.

수학식 (6),(27) 및 (29)를 (14)로 치환하면,

여기서,

이고, 이것은 0 평균 및 편차가

인 복소수 AWGN 변수가 되는 것을 쉽게 보일 수 있다. 수학식(30)을 수학식(12)로 치환하면, 상기 샘플 평균을 얻을 수 있다.

여기서,

0 평균 및 편차가

인 복소수 AWGN 변수이다. 수학식(30) 및 (31)을 수학식(19) 및 (20)으로 치환하면,

여기서,

는

의 상기 샘플 편차이다. 수학식(32)에서, 상기 결정 변수 U는 다음과 같은 조건 확률 밀도 함수를 가진 비집중 카이-스퀘어(non-central chi-sqaure) 분포를 갖는다.

여기서,

는 제1 종의 수정된 베셀(Bessel) 함수의 0차 계수이고,

는 레이라이(Rayleigh)로 분포하며, 이것의 확률 밀도 함수는 다음과 같다.

여기서,

평균 페이딩 채널 파워이다. 동기화 아래 U의 상기 확률 밀도 함수(pdf)는 다음과 같다.

여기서,

방정식(33)에서, 상기 결정 변수 V는 2(MN-1)의 자유도를 가진 집중 카이-스퀘어 분포를 가지며, 이것의 확률 변수 함수는 다음과 같다.

여기서,

수학식(32) 및 (33)에서, U 및 V는 샘플 평균 및 샘플 편차가 가오시안(Gaussian) 분포로부터 샘플된 때 통계적으로 독립했기 때문에 통계적으로 독립이다. 이때, 상기 검출 확률은 다음과 같이 유도되다.

(2)PN 코드가 동기화 되지 않았을 때 이것은 다음을 의미한다.

스마트 안테나의 빔형성 방향은 상기 희망 사용자 신호와 다름을 가정한다. 이것은 일반적으로 상기 PN 코드가 동기화 되지 않았을 때 사실이다. 상기 가중치 벡터 일반적 손실없이 다음과 같음을 가정한다.

수학식(40)은 다음을 의미한다.

수학식 (6), (41) 및 (43)은 수학식(14)로 치환하면, 다음과 같다.

는 0 평균 및 편차가

인 복소수 AWGN 변수

이다. 수학식(44)는 다시 쓰여질 수 있다.

수학식(45)를 수학식(12)로 치환하면, 다음과 같다.

이것은 또한 0 평균 및 편차가

복소수 AWGN 변수이다. 수학식(45) 및 (46)을 수학식(19) 및 (20)으로 치환하면 다음과 같다.

여기서,

는

의 상기 샘플 편차이다. 서브섹션(1)과 비슷하게, 사기 결정 변수 U 및 V는 각각 2 및 2(MN-1)의 자유도를 가진 집중 카이-스 퀘어 분포를 따르며, 그들의 확률 밀도 함수는 아래와 같다.

여기서,

서브섹션(1)과 비슷하게, U 및 V는 샘플 평균 및 샘플 편차는 가오시안 분포로부터 샘플된 때 통계적으로 독립인 사실로 인해 통계적으로 수학식(47) 및 (48)로부터 통계적으로 독립이다. 이때 상기 실패 알람 확률은 다음과 같이 유도될 수 있다.

상기 실패 알람 확률

는

및

에 의존하지 않는 오직 k, M 및 N의 함수이다. 그러므로 상기 적응 문턱치 알고리즘은 근사적으로 CFAR(Constant False Alarm Rate)을 성취할 수 있다.

도2는 본 발명의 상기 제안된 PN 코드 포착 시스템의 상기 대응 플로우 차트를 보여준다. 도2의 모든 벡터는 M 요소를 가지며, 여기서 M은 안테나 요소의 수이 다. 첫째로, 블록(201)의 수신된 스퀀스

에서 시작하며, 도1에서의 상기 칩 샘플러(104)의 출력에 의해 형성된다. 다음으로, 블록(202)의

(상기 대역환원 신호)는 상기 상관기(105)의 출력에 의해 형성된다. 다음으로, 블록(203)의

는 상기 축적기(106) 출력에서 형성된다. 이때 상기 블록(203)의 출력은 블록(204) 및 블록(208)에서 사용된다.

에서 상기 빔형성기(107)는 상기 가중치 벡터

의 갱신을 시작한다. 블록(205)의

는

에서 상기 초기 기중치 벡터이다. 블록(204)에서, 상기 적응 빔형성기(107)의 입력은

이고, 이것은 정규화된

이다. 블록(204)의 상기 출력은 상기 가중치 벡터 블록(206)을 갱신하는데 사용된다. 블록(206)은 상기 적응 빔형성기(107)에 대해 상기 LMS 알고리즘을 보여준다. 블록(206)에서 보여준것과 같이, 상기 가중치 벡터의 중간값

은 각 갱신에 형성되며, 이때 이것은 뒤따르는 갱신에 사용된다. 블록(206)로부터의 상기 갱신된 가중치 벡터 블록(207)의 출력이다. i=N-1에서 블록(207)에서 보여준 상기 마지막 가중치 벡터는 블록(209)의 상기 상관 출력(109)

를 생성하기 위해 블록 (208)에서 보여준 마지막 축적기 출력

에 곱해진다. 블록(210)은 상기 결정 변수 Z(210)을 얻기 위해 블록(209)의 출력을 사용하여

의 크기의 제곱을 계산하여, 블록(212)로 출력한다. 상기 파워는 블록(201) 및 블록(207)의 출력을 활용하여 블록(211)에서 추정된다. 블록(212)에서, Z는 블록(211)에서 보여준 상기 적응 문턱치 세팅 회로(108) 출력에 의해 조절된 문턱치와 비교된다.

상기 이론적 결과를 입증하기 위해, 시뮬레이션은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 상기 PN 코드 포착 방식으로 행해진다. 상기 시뮬레이션 파라미터는 다음과 같이 기술된다.

, M = 1,3 및 5 안테나 요소의수,

, N=256, 비트 속도=9600 bits/second, 칩 속도=

chips/second 및 페널티 계수

가 가정된다. 상기 고정된 참조 문턱치 k는 상기 적응 문턱치 경우에

가 0.01과 같은 것을 보증함으로써 선택된다. k=0.0179는 1 요소일 때 선택되고; k=0.0108은 3 요소일 때; 및 k=0.0089는 5 요소일 때 선택된다. 상기 고정된 참조

는 비적응 문턱치 경우에 대해 수학식(59)의

가

에서 0.01과 같도록 하기 위해 선택된다. 칩 당 하나의 샘플이 시뮬레이션에 주어진다. 제이크(Jakes)의 페이딩 모델은 페이딩 환경에 사용된다. 상기 평균 페이딩 채널 파워는

,속도

및 반송파 주파수

=900Mhz 가 페이딩 경우에 선택된다. 확산 계수 128 및

가 사용되며,

는 정보 비트 에너지이다. 상기 시뮬레이션 파라미터는 표1에 요약된다.

에 대한 이론 및 시뮬레이션의 실패 알람 확률

를 보여주는 도면이다. M=1,3 및 5 경우에 대한 상기 시뮬레이션

는 상기 이론적

주변에 매우 약하게 변동한다. 그리고 상기 시뮬레이션

가 증가함에 따라

는 증가하지 않는 반면, 비적응 문턱치 방식에 대해

는 증가한다. 이것은 본 발명이 근사적으로 CFAR을 성취할 수 있으며, 상기 수신된 신호 파워 변화에 대하여 로버스트(robust)하다.

도 4는 이론 및 시뮬레이션 검출 확률

대 PN 코드 포착 방식 검출 확률

를 보여주는 도면이다.

M = 3 및 5 경우 시뮬레이션 결과에서 M = 1경우와 비교하여 각각 SINR에서 3.5 dB 및 4.9 dB의 향상을 보여준다.

도 5는 이론 및 모의 평균 포착 시간

대 평균 포착 시간

를 보여주는 도면이다.

에서, M = 3 및 5 경우는 M=1에 비교하여 각각 SINR에서 2.7 dB 및 4.2 dB가 향상될 수 있다. 그러므로, 기지국이 본 발명을 채용할 때, 무작위 접속 사용자는 상기 단일 안테나 경우보다 더 작은 파워로 신호를 전송한다. 간섭은 줄이 수 있으며, 시스템의 용량이 증가될 수 있다. 또는

에서, M = 5 요소의 상기 제안된 PN 코드 포착 방식의 상기 PN 코드 포착 시간은 "Aldachi et al."에 단일 요소에 존재하는 PN 코드 포착 방식에 비교하여 상당히 짧아지며, 예를 들면 210% 이다. 시뮬레이션 결과가

일 때 이론적 결과와 다른 것이 관찰된 다. 이것은 상기 스마트 안테나 가중치 벡터가 완전하게 상기 희망 사용자 신호의 DOA와 들어맞지 않기 때문이며, 반면에 완전한 가중치 벡터는 상기 이론적 결과에서 가정된다.

결과적으로, 본 발명의 스마트 안테나 및 적응 문턱치 세팅을 사용한 PN 코드 포착 방식은 상기 수신 신호 파워 변화에 대하여 로버스트(robust)하며, M = 5 요소가 사용될 때 상기 동일한 검출 확률을 성취하는데 PN 코드 포착 시간에서 성능 210 % 및 SINR에서 적어도 4.5 dB을 향상시킬 수 있다.

본 기술 분야의 당업자는 본 발명을 실현하는데 대한 다양한 디자인 및 실시예가 가능함을 쉽게 파악할 것이다. 예를 들면, 단일 드웰이 앞서 기술된 동안, 본 발명은 동등하게 다른 PN 검색에 적용 가능하며, 예는 이중 드웰, 연속 및 완전 검색 등이 있다. 부가적으로, 본 기술 분야의 당업자는 여기서 기술된 다양한 장치가 하드웨어 또는/및 소프트웨어로 구현될 수 있음을 인식할 것이다. 본 발명은 첨부된 청구항의 범위 안에서 이해되어야 함으로 특별히 여기서 기술한 것 이상의 실제화가 가능하다.

Claims

의사 노이즈(PN) 코드를 포착하는 방법에 있어서,

생플링 속도로 스마트 안테나 어레이의 복수의 소자로부터 획득하고, 시험용 PN 코드 위상 오류에 의해 편이된 PN 코드를 사용하여 대역환원된 대역환원 샘플을 축적하는 단계로서, 별도의 축적이 각 요소에 유지되는 단계;

상기 축적 대역환원 샘플에 기초하여 안테나 어레이 가중치 벡터를 갱신하는 단계;

상기 갱신 안테나 어레이 가중치 벡터로부터 대응하는 가중치로 각 소자로부터 상기 축적 대역환원 샘플에 의해 가중되고 상기 가중된 샘플을 결합함으로써 공간적 상관 신호를 형성하는 단계;

PN 코드 포착 성취 여부를 결정하기 위해 문턱치와 상기 공간적 상관 신호를 비교하는 단계; 및

만약 PN 코드 포착이 성취되지 않았을 경우 새로운 시험용 PN 코드 위상 오류를 선별하고 상기 축적, 갱신, 형성 및 비교 단계를 반복하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 생플링 속도는 칩 속도와 동일한 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 생플링 속도는 칩 속도보다 더 빠른 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 갱신 단계는 최소 평균 제곱 알고리즘을 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 갱신 단계는 정규화된 최소 평균 제곱 알고리즘을 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 문턱치는 고정된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 문턱치는 적응적인 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제7항에 있어서, 상기 적응 문턱치는 추정된 파워(power)에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제8항에 있어서, 복수의 확산 축적 신호를 형성하도록 각 소자로부터 대역환원되지 않은 수신된 신호를 축적하는 단계, 상기 갱신 안테나 어레이 가중치 벡터 로부터 대응하는 가중만큼 각 소자에서 각 확산 축적 신호를 가중하는 단계 및 상기 가중 확산 축적 신호를 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제9항에 있어서, 상기 결합 가중 확산 축적 신호를 평균하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 축적하는 단계는 감시 주기 내에 샘플의 수보다 하나가 적은 샘플의 수에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 갱신 단계는 상기 샘플링 속도와 근사적으로 동일한 속도로 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제12항에 있어서, 상기 갱신 단계는 감시 주기 내에 샘플의 수보다 둘이 적은 샘플의 수에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제12항에 있어서, 상기 갱신 단계는 감시 주기 내에 샘플의 수보다 둘이 적은 것보다 적은 샘플의 수에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제14항에 있어서, 상기 갱신 단계에서 수행된 샘플의 수는, 상기 안테나 어레이 가중치 벡터를 갱신하는데 사용된 알고리즘의 수렴 속도에 기초한 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 축적, 갱신, 형성, 비교 및 선별 단계는 기지국에 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 축적, 갱신, 형성, 비교 및 선별 단계는 이동부에 수행되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제16항에 있어서, 상기 기지국은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제16항에 있어서, 상기 기지국은 다이렉트 시퀀스 CDMA 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제17항에 있어서, 상기 이동부는 CDMA 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제17항에 있어서, 상기 이동부는 다이렉트 시퀀스 CDMA 시스템의 일부를 형 성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 축적, 갱신, 형성, 비교 및 선별 단계는 리버스 링크에 형성되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 상기 축적, 갱신, 형성, 비교 및 선별 단계는 포워드 링크에 형성되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 샘플이 축적되는 동안의 감시 주기는 상기 축적 단계의 각 반복에 대해 일정한 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법,
제1항에 있어서, 샘플이 축적되는 동안의 감시 주기는 짧은 감시 주기와 긴 감시 주기 사이에서 변화하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제1항에 있어서, 샘플이 축적되는 동안의 감시 주기는 적어도 세 개의 주기 사이에서 변화하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
PN 코드 포착의 발생 여부를 결정하는데 사용되는 문턱치를 계산하는 방법에 있어서,

복수의 분리하여 보존된 비확산 축적 신호를 형성하기 위해 안테나 어레이의 복수의 소자 각각에서 대역환원 되지 않은 수신 신호를 축적하는 단계;

갱신 안테나 어레이 가중치 벡터로부터 대응하는 가중치만큼 각 소자로부터 각 비확산 축적 신호를 가중하는 단계; 및

상기 가중된 비확산 축적 신호를 결합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제27항에 있어서, 상기 결합 가중 비확산 축적 신호를 평균하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
제28항에 있어서, 문턱치가 사용된 각 감시 주기 동안에 주기 상기 축적, 가중, 결합 및 평균 단계를 반복하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 방법.
PN 코드 포착 장치에 있어서,

각각의 칩 샘플러는 대응하는 안테나 어레이의 소자로부터 신호를 수신하도록 접속되며, 상기 안테나 어레이는 복수의 소자를 가지는 복수의 칩 샘플러;

각각의 대역환원기는 대응하는 칩 샘플러로부터 샘플을 수신하도록 접속되는 복수의 대역환원기;

각각의 축적기는 대응하는 대역환원기로부터 대역환원 샘플을 수신하도록 접속되는 복수의 축적기;

축적된 대역환원 샘플을 수신하도록 접속되며, 갱신 안테나 어레이 가중치 벡터를 출력하는 적응 빔형성기; 및

상기 각 축적기로부터 상기 빔형성기 및 축적 대역환원 샘플로부터 상기 갱신 안테나 어레이 벡터를 수신하도록 접속되고, 공간적 상관 신호를 형성하기 위해 상기 갱신 안테나 어레이 벡터로부터 대응하는 가중에 의해 상기 축적기로부터 축적된 샘플을 가중하도록 구성된 PN 상관 검색기를 포함하되,

상기 상관 검색기는 PN 코드 포착 성취 여부를 결정하기 위해 문턱치와 상기 공간적 상관 신호를 비교하도록 더 구성되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 문턱치로 상기 상관 검색기를 공급하도록 접속된 적응 문턱치 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제31항에 있어서, 상기 적응 문턱 회로는 평균 파워 계산기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제31항에 있어서, 상기 적응 문턱 회로는

각 제2 축적기는 대응하는 칩 샘플러 출력의 제곱을 수신하도록 접속된 복수의 제2 축적기;

각 곱셈기는 마지막 축적 값을 수신하도록 각각의 제2 축적기에 접속되며, 상기 갱신 안테나 어레이 가중치 벡터로부터 대응하는 가중치에 기초한 가중만큼 상기 마지막 축적 값을 가중하도록 더 구성되는 복수의 곱셈기; 및

곱셈기로부터의 출력의 합을 형성하도록 상기 각 곱셈기에 접속된 덧셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 문턱치는 고정된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 칩 샘플러는 칩 속도로 샘플링 되도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 칩 샘플러는 칩 속도보다 더 빠른 속도로 샘플링 되도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 적응 빔형성기는 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘을 채용하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 적응 빔형성기는 정규화된 최소 평균 제곱 알고리즘을 채용하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 적응 빔형성기는 상기 샘플 속도와 근사적으로 동일한 속도로 상기 안테나 어레이 가중치 벡터를 갱신하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제39항에 있어서, 상기 적응 빔형성기는 수렴하는 상기 적응 빔형성기 및 안전 계수가 요구되는 선별된 샘플에서 추정된 수에 기초하여 상기 안테나 어레이 가중치 벡터의 갱신을 시작하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제40항에 있어서, 상기 적응 빔형성기는 감시 주기 내에 마지막 샘플의 두 번째에서 상기 안테나 어레이 가중치 벡터의 갱신을 중지하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 각 칩 샘플러는 상기 안테나 어레이의 대응 소자에 접속된 상기 안테나 어레이를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제42항에 있어서, 상기 안테나는 기지국에 배치된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제42항에 있어서, 상기 기지국은 CDMA 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제42항에 있어서, 상기 기지국은 다이렉트 시퀀스 CDMA 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제42항에 있어서, 상기 안테나는 이동부에 배치되는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제46항에 있어서, 상기 이동부는 CDMA 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제46항에 있어서, 상기 이동부는 다이렉트 시퀀스 CDMA 시스템의 일부를 형성하는 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 상관 검색기는 단순 검색을 수행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 상관 검색기는 완전 검색을 수행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 상관 검색기는 연속 검색을 수행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 상관 검색기는 단일 드웰(dwell) 검색을 수행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 상관 검색기는 이중 드웰 검색을 수행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 상관 검색기는 다중 드웰 검색을 수행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
제30항에 있어서, 상기 어레이에서 인접한 소자 사이의 간격은 근사적으로 반송파 파장의 절반과 동일한 것을 특징으로 하는 PN 코드 포착 장치.
PN 코드 포착의 발생 여부를 결정하는데 사용되는 문턱치 계산 장치에 있어서,

대응하는 칩 샘플러로부터의 출력의 제곱을 수신하도록 접속되며, 상기 칩 샘플러는 안테나 어레이 내의 대응 소자로부터 신호를 수신하도록 접속된복수의 제2 축적기;

각 곱셈기는 마지막 축적 값을 수신하도록 각각의 축적기에 접속되며, 상기 갱신 안테나 어레이 가중치 벡터로부터 대응하는 가중치에 기초한 가중으로 상기 마지막 축적 값을 가중하도록 더 구성되는 복수의 곱셈기; 및

상기 곱셈기로부터 출력의 합을 형성하도록 상기 각 곱셈기에 접속된 덧셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 문턱치 계산 장치.