CN1321051A - 用于无线通信装置的接收器结构 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于无线通信装置的接收器结构(1)和无线通信装置中用于处理所接收的比特流的处理方法。根据本发明的接收器结构(1)包括:对接收的比特流进行相关处理和获取接收的比特流的延时分布的相关装置(8);选择装置(9),用于根据延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量和将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径(6a至6l)中相应的一个,在其中多径分量被进一步处理;以及组合装置(7),用于组合从接收器路径输出的处理后的多径分量。

Description

用于无线通信装置的接收器结构

本发明涉及一种用于无线通信装置的接收器结构和无线通信装置中用于处理接收的比特流的处理方法，具体来说，涉及CDMA(码分多址)接收器。本发明具体涉及一种用于无线电信系统的移动台的接收器结构和处理方法。

在移动通信中，由于传输信号的散射和/或折射，通信装置中所接收到的信号常常包含许多不同的多径信号。这些不同的多径信号是所传输信号的副本，它们通过不同传输路径以不同延时和振幅达到接收器的。这些几乎同时达到接收器的多径信号的组合称为多径分量。多径信号可以或者相长地叠加或者相消地叠加，这取决于其相位。这导致所接收的多径分量的振幅的急剧波动，即衰落。当所接收的信号的振幅很低时，称该信号处于衰落状态。

为了解决和妥善地处理接收器中的多径分量，不得不使所传输信号的带宽较实际数据信号的宽。在直接序列扩展频谱系统中，如IS-95和WCDMA，这是通过将每个数据符号乘以更高脉冲速率(所谓的片码率)的伪噪声(PN)码来实现的。PN码的N个脉冲称为片码且它们的周期一般表示为T_c。扩展频谱系统可以通过称为RAKE接收器的接收器结构来利用这些多径分量。这种接收器结构的一般构造如图1所示。通过将来自不同独立多径的不同多径分量(即信号)组合，可以使组合信号衰落的可能性明显低于单个多径分量的情况。因此，采用其中运用了称为多径分集的处理方法的RAKE接收器结构，可以显著地提高抗衰落能力。

如图1所示，用于无线通信装置的常见的RAKE接收器结构，如直接序列WCDMA系统，例如包括：用于接收以无线方式传输的信号的天线2；模拟前端3，例如用于将接收的信号下变频为基带；以及模拟数字转换器4，用于将接收并已下变频的信号模-数转换成数字比特流。接收的比特流被提供给L路平行接收器路径或指状接头6a至6l，它们中的每一个使用不同的延时从多径分量中解调信号。最初是由路径搜索器5将这些延时分配给接收器路径6a至6l，同时从模拟数字转换器4输出的接收并下变频的比特流也提供给该路径搜索器。换言之，路径搜索器5计算该接收器结构的每个接收器路径或指状接头6a至6l中所用的不同延时。在每个接收器路径6a至6l中，进一步处理各个多径分量，例如，互相关处理或去扩展，最后进行反倒频处理。接收器路径6a至6l的输出被提供给组合器7进行处理，例如利用各个多径分量的接收功率对每一个输出信号进行加权，然后将组合信号提供给接收器的其余部分，例如去交织装置，信道解码装置及其他装置。

在路径搜索器5中，通过测量其延时分布、即接收信号的接收功率与时间的关系来对由模拟数字转换器4提供的接收比特流进行处理，然后利用它将不同的延时分配到不同的接收器路径6a至6l。所述延时分布的测量一般是通过将接收的基带信号与PN码的本地副本进行互相关处理实现的。一般按照某个因子对接收的信号和本地PN码进行重复取样。在下文中，假定使用因子2进行重复取样。这样可以在2N个离散的间隔为T_c/2延时上测量延时分布，由此每个延时对应于一个多径分量。第n个多径分量的第k个测量值，即延时nT_c/2的多径分量表示为y_k(n)。由于噪声或干扰，对单个测量值的扰动常常太高，以致无法进行可靠的路径选择。因此，延时分布的实际估算值是通过对大量测量的瞬时延时分布进行非相关地取平均值得到的。如果此数量用K来表示，则第n个多径分量的振幅估算值由如下表达式得出 $z\left(n\right)=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_k\left(n\right)\right|}^2----\left(1\right)$

因为y_k(n)是复杂的高斯随机变量，所以z(n)一般是一个自由度2K和具有非中心参数｜h(n)｜²的偏心X²随机变量，其中h(n)表示对应的多径分量的振幅。这种情况已在E.Bejjani,J.-F.Bounquier和B.deCacqueray的“用于宽带码分多址(WCDMA)移动系统的自适应信道延时选择”中予以描述，见Proceedings IEEE车辆技术秋季讨论会(VTC′99)，荷兰阿姆斯特丹pp.203-207,1999年9月。这样，功率延时分布的期望值由如下表达式得出

       m_z=E[z(n)]=｜h(n)｜²+σ_y ²,    (2)

其中σ_y ²是y_k(n)的方差。这样，非相干取平均值使估算的延时分布按σ_y ²偏移。此处，明显需要一个阈值。即使对于某个延时并不存在实际传输路径，即，h(n)=0，但估算的延时分布也不为0。假如实际传输路径的数量小于接收器路径或RAKE指状接头6a至6l的数量，则一个简单的路径选择规则也就可以进行选择延时了，比如选择对应于估算延时频谱z(n)的L个最高值的那些L个延时，这些延时并不对应无线通信系统的发射器和接收器之间的实际传输路径。但是，这些噪声本体(noise-only)多径分量并不会增加有用信号的功率，而只是增加噪声的功率，从而降低性能。另外，把接收器路径或RAKE指状接头6a至6l分配给噪声本体路径不仅降低性能，而且浪费资源。因此，本着获取最大性能和最小复杂性的目的，需要一个有效而简单的决策规则。

这一目的通常通过只选择那些测量的延时分布超过某个阈值

的延时来实现。在上述的现有技术水平下，选择该阈值为最强路径Z_max的功率的一小部分，例如，

其中α等于2或4(对应于3或6dB)。但是，此方法未考虑估算功率延时频谱的偏移取决于噪声功率σ_y ²。如果要求稍微更精细的阈值设置，如下公式也成立，它是由S.Fukumoto,M.Sawahashi和F.Adachi提出，参见“用于宽带DS-CDMA的匹配式基于滤波器的RAKE组合器”IEICE传输通信E81-B卷，no.7,pp.1384-1390,1998年7月：

其中z_min是z(n)的最小值，α和β的值通过模拟分别已确定为5dB和3dB。为此，E.Bejjani,J.-F.Bounquier和B.de Cacqueray在其文章中提出了另一种阈值

显然，该阈值取决于平均噪声值m_z,noise和与噪声本体路径对应的z(n)的标准偏差σ_z,noise。

其设想为使该阈值调整为刚刚高于其偏移。因为接收器上无法识别哪个路径是噪声本体路径，所以z(n)最大值所对应的一定数量的路径不得不先被丢弃，然后才能根据估算的功率延时分布z(n)计算m_z,noise和σ_z,noise的估算值。公式(4)中的参数γ是将通过模拟进行优化的设计参数。但是，该阈值设置显然远比固定阈值或由公式(3)给出阈值复杂得多。公式(4)中提出的阈值，其主要问题是m_z,noise和σ_z,noise只能在丢弃估算功率延时分布中一定数量的L_d＞L路最强路径之后进行计算，这就意味着在选择实际延时之前需要一个附加的对所有可能的延时的循环处理过程。通常，无论如何都要在路径搜索器5中进行最强多径分量z_max所对应的延时的选择，以确保至少一个RAKE指状接头或接收器路径6a至6l被分配给多径分量。

根据片码脉冲的实际波形而定，间隔短的多径分量(如短于T_c)相关性或强或弱。但是，为了实现最大分集增益，图1所示的接收器结构的组合器7中组合的多径分量应该尽可能地不相关。因此，一般这样选择多径分量，使得对于这些对应的延时，确保相邻延时之间的最小时间间隔T_d，例如，T_d=0.75T_c。对于E.Bejjani等人所提出的上述阈值计算，这将意味着在计算m_z,noise和σ_z,noise之前，与L_d个最强路径间隔小于T_d的那些多径分量也将需要从估算的功率延时分布中丢弃，这将更加增大该阈值设置的复杂性。要指出的是，如上所述，E.Bejjani等人并未讨论这种情况，他未考虑对接收的信号和本地PN码进行重复取样。

根据上述的说明，如果按照E.Bejjani等人所述方法计算阈值，则路径搜索器5中可能会执行下列步骤：首先，估算功率延时分布。第二步是，丢弃L_d个最强路径。第三步是，丢弃间隔小于T_d的相邻路径。第四步是，计算m_z,noise和σ_z,noise。第五步是，从L_d个最强路径中选择L个最强路径。接着，在第六步中，丢弃除最强路径外所有未超过由公式(4)给出的阈值的路径。因此按E.Bejjani等人所描述的阈值设置的缺点是：因为必须已知噪声参数并且用它来计算阈值，所以需要对功率延时分布搜索多次。这导致接收器结构的高度复杂性，特别是路径搜索器。

因此，本发明的目的在于提出一种用于无线通信装置的接收器结构，以及一种无线通信装置中用于处理所接收比特流的处理方法，其中可以使用更简单和有效的方式计算阈值。

这个目的是通过一种用于无线通信装置的接收器结构实现的。上述目的还通过无线通信装置中用于处理所接收的比特流的处理方法来实现。

用于无线通信装置的接收器结构包括：相关装置，用于对所接收的比特流进行相关处理和获取所述接收的比特流的延时分布；选择装置，用于根据上述获取的延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量和将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径中的相应的一个，在其中进一步处理这些多径分量；以及组合装置，用于组合从所述接收器路径输出的所述处理后的多径分量；由此，所述选择装置根据由所述延时分布计算的阈值选择所述若干多径分量，其特征在于所述选择装置根据整个延时分布的平均值来计算所述阈值。

因此，根据本发明，阈值9是根据整个延时分布的统计参数来计算的，而且上述的先有技术中根据需要从延时分布中丢弃L_d最强路径的步骤可以被省略。这样，本发明就提供了一种更为简单和有效的方法计算该阈值，使接收器结构整体的复杂性得以降低。另外，本发明提高了接收器结构的性能，因为允许阈值规则中使用更高平均值加权，在实际传输路径的数量少于接收器路径或RAKE指状接头数量的情况下可使接收器的性能得以提高。

阈值计算中选择装置所依据的整个延时分布最好包括对应于实际传输路径的多径分量。还有，阈值最好与平均值成正比。还有，该延时分布最好是根据若干接收的延时分布计算的平均延时分布。在此情况中，接收功率延时分布被测量多次，然后再取平均值。还有，该阈值最好按照 计算，

是所述阈值，m_z是所述平均值，a、b和c是整形参数，以及K是用于计算所述平均延时分布的接收延时分布的数量。

本发明的另一个方面，提出一种用于无线通信装置的接收器结构，它包括：相关装置，用于对所接收比特流进行相关处理和获取所述接收的比特流的延时分布；选择装置，用于根据所获取延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量和将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径中相应的一个，在其中进一步处理这些多径分量，以及组合装置，用于组合从所述接收器路径输出的处理后的多径分量；由此，所述选择装置根据由所述延时分布计算的阈值选择多径分量的数量，所述的延时分布是根据若干延时分布计算的平均延时分布；其特征在于所述阈值是按照 计算的， 是所述阈值，σ_y ²是延时分布的噪声方差值，a、b和c是整形差数，K是用于计算该平均延时分布的接收延时分布的数量。

在任何情况中，整形参数a最好大于1。还有，整形参数c在任何情况下都最好等于-0.5。

对应的处理方法在权利要求8和13中予以定义，由此在对应的从属权利要求中声明对一些有利的实施例的权利要求。

参照附图，通过下列说明对本发明作进一步的详细介绍，附图中：

图1说明根据本发明的接收器结构的一般构造；

图2更为详细地说明图1所示的接收器结构的路径搜索器。

图1说明根据本发明用于无线通讯装置的接收器结构1的一般构造。正如本说明书的上述介绍中所述，此处图1所示的接收器结构1的一般构造对应于在先有技术中常见的接收器结构的一般构造。图1所示的接收器结构特别适用于WCDMA通信系统的情况。上述对接收器结构1的各部件的功能和特性的总体解释也适合于本发明的接收器结构，从而，先有技术和本发明的主要不同点在于在路径搜索器5中执行的阈值计算。

用于无线通信装置、例如用于WCDMA通信系统的移动台的接收器结构1包括用于例如从通信系统的基站接收信号的天线2。接收的信号被提供给模拟前端3，后者将接收信号下变频为基带。从模拟前端3输出的已下变频的数据被提供给模拟数字转换器4，后者将下变频后的数据数字化并将产生的比特流提供给L个接收器路径或指状接头(finger)6a至6l。从模拟数字转换器输出的已数字化比特流还被提供给路径搜索器5，后者估算所接收数据的功率延时分布，并为接收器路径6a至6l设置各自的延时，使得对应于所述各个延时的多径分量在相应的接收器路径或指状接头6a至6l中得以被进一步处理。来自接收器6a至6l的输出在组合器7中进行组合，然后被提供给接收器的另一个处理装置。本发明的接收器结构1中所包括的各个装置(除路径搜索器5)的功能对应于本申请的上述介绍中所述的已知的接收器结构，所以对应的解释不再累述。

图2显示根据本发明的接收器结构1的路径搜索器5的详细结构方框图。路径搜索器5包括延时分布估算装置8和路径选择装置9。延时分布估算装置8包括用于对来自模拟数字转换器4的所接收的并下变频的比特流进行相关处理以及获取所述比特流的延时分布的相关装置。从而，以上述方式、例如通过多次测量延时分布并对该数量的延时分布取平均值以便获取平均延时分布来获得所述延时分布。例如延时分布估算装置8是通过专用硬件来实现的。

路径选择装置9根据在相关装置8中获取的延时分布从所述接收的比特流选择至少一种多径分量，并且将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径6a至6l中相应的一个，在其中所述多径分量得以被进一步处理。如上所述，在每个接收器路径或RAKE指状接头6a至6l中的所述进一步处理包括对各个多径分量的进一步的互相关处理或去扩展、最后进行反倒频处理。接收器路径6a至6l的输出在组合器7中被组合。

选择装置9根据由延时分布计算的阈值选择要分配到每个接收器路径6a至6l的多径分量的数量，其中该阈值是根据整个延时分布的平均值计算的。从而，阈值计算中选择装置9所依据的整个延时分布包括对应于两个传输路径的多径分量。

因此，根据本发明的接收器结构1和处理方法避免了先有技术中提出的阈值设置的缺点，同时提供更为有效的阈值设置，从而产生整个接收器的更好性能。根据本发明的阈值设置的数学背景将在下面予以解释。

分别以m_z和α_z表示所有多径分量z_n的平均值和方差。一般多径分量的总数远大于对应于实际传输路径的多径分量的数量。在此情况中，m_z仅稍大于m_z,noise，而α_z和α_z,noise的差值当然很大。对于中心X²随机变量 $x=\underset{k1}{\overset{2K}{\mathrm{\Σ}}}{w}^2,$ 自由度为2K,K是用于获取平均延时分布的延时分布数以及2是由于复值的原因，其标准偏差由如下公式得出： ${\mathrm{\σ}}_x=2\sqrt{K}{\mathrm{\σ}}^2----\left(5\right)$

其中α是2K个独立实值高斯随机变量w的标准偏差(cf.J.Proakis，《数字通信第3版》McGraw-Hill,1995)。此处，噪声本体多径分量的标准偏差α_z,noise与它们的平均值m_z,noise的关系通过如下公式给出： ${\mathrm{\σ}}_{z,\mathrm{noise}}=\frac{1}{\sqrt{K}}{\mathrm{\σ}}_y^2=\frac{1}{\sqrt{K}}{m}_{z,\mathrm{noise}}----\left(6\right)$

其中在a(n)=0的情况下使用公式(2)得到公式(6)右边的表达式。这样，由公式(4)得出的阈值可以简化为

因为m_z和m_z,noise之间的差可以忽略不计，所以在公式(7)中m_z,noise可以被替换为m_z，从而得出如下用于所提出的阈值设置的表达式

这样，所述阈值γ不需要象在先有技术中那样需要按照公式(4)进行附加的对所有多径分量的循环处理，而且完全无需标准偏差的计算。再者，如下公式提出了一个更为通用的阈值规则

其中a、b和c是设计参数。例如，按照公式(8)计算的阈值会对应于下列值：a=1,c=-0.5以及b=γ。尤其是，一般认为，要选择参数a大于1，因为通过模拟表明这样会更有效地丢弃噪声本体的多径分量，从而得到较好性能，并且较设置值a=1而言接收器结构1的复杂性得以降低。要注意的是，按照公式(9)计算的更为通用的阈值的计算具有与按照公式(8)的阈值设置一样低的复杂程度。一般还认为，在任何情况下都选择最强多径分量z_max所对应的延时，以确保至少有一种多径分量被选择并被分配到所述各接收器路径或指状接头6a至6l中的一个。

再者，相对于E.Bejjani等人所提出的阈值，所提出的按照公式(8)和(9)的阈值规则可以更容易地结合另一个规则：确保所选的多径分量之间的某最小时间间隔。根据本发明，本发明的接收器1的路径搜索器装置5执行下列步骤。第一步是在延时分布估算装置8中估算功率延时分布。第二步是选择具有最小时间间断T_d的L个最强路径(在此情况中，样值将密集一起，因此存在相关的风险)，并在路径选择装置9中计算m_z。第三步是丢弃未超过按照公式(9)计算的阈值的除最强路径外的路径。第三步也在路径选择装置9中执行。

根据本发明另个方面，公式(2)可以用于a(n)=0的情况，而如下的阈值设置可以用于通过接收器的其他装置已获知所述附加噪声的方差α_y ²的情况：

在前一种情况下，甚至可以忽略不计平均值的计算，使得整个接收器结构1的设计更为简单。而在后一种情况下，功率延时分布在延时分布估算装置8中进行估算，然后在路径选择装置9中选择具有最小时间间隔T_d的L个最强路径。然后丢弃除该最强路径外的未超过公式(10)所给的阈值的路径。

本发明的主要优点是简化了接收器结构1，因为E.Bejjani等人所述先有技术中需要附加循环处理以确定要丢弃的L_d个最强路径，以便可以计算噪声本体路径的平均值和标准偏差，而本发明避免了这一步骤。另外，可以显著地提高接收器1的性能。在阈值规则中考虑到更高平均值加权，这在实际传输路径的数量少于接收器路径或RAKE指状接头数量的情况下可使接收器的性能得以提高。

Claims (14)

1．一种用于无线通信装置的接收器结构(1)，它包括：

相关装置(8)，用于对所接收的比特流进行相关处理和获取所述接收比特流的延时分布；

选择装置(9)，用于根据所述获取的延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量，并将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径(6a至61)中的相应的一个，在其中所述多径分量得以被进一步处理；以及

组合装置(7)，用于组合从所述接收路径输出的所述处理后的多径分量；

由此所述选择装置(9)根据从所述延时分布计算的阈值选择所述数量的多径分量，

其特征在于，

所述选择装置(9)根据所述整个延时分布的平均值计算所述阈值。

2．根据权利要求1的用于无线通信装置的接收器结构(1)，其特征在于：

所述阈值计算中选择装置(9)所依据的所述整个延时分布包括对应于各实际传输路径的多径分量。

3．根据权利要求1或2的用于无线通信装置的接收器结构(1)，其特征在于：

所述阈值与所述平均值成正比。

4．根据权利要求1、2或3的用于无线通信装置的接收器结构(1)，其特征在于：

所述延时分布是根据若干接收延时分布计算的平均延时分布。

5．根据权利要求4的用于无线通信装置的接收器结构(1)，其特征在于：

所述阈值是按照

计算的， 是所述阈值，m_z是所述平均值，a、b和c是整形参数，以及K是用于计算所述平均延时分布的接收延时分布的数量。

6．一种用于无线通信装置的接收器结构(1)，它包括：

相关装置(8)，用于对所接收的比特流进行相关处理和获取所述接收比特流的延时分布；

选择装置(9)，用于根据所述获取的延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量，并将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径(6a至6l)中的相应的一个，在其中所述多径分量得以被进一步处理；以及

组合装置(7)，用于组合从所述接收路径输出的所述处理后的多径分量；

由此，所述选择装置(9)根据从所述延时分布计算的阈值选择所述数量的多径分量，所述延时分布是根据若干接收延时分布计算的平均延时分布，

其特征在于，

所述阈值是按照 计算的，

是所述阈值，σ_y是噪声方差值，a、b和c是整形参数，以及K是用于计算所述平均延时分布的接收延时分布的数量。

7．根据权利要求5或6的用于无线通信装置的接收器结构(1)，其特征在于：

a＞1且c=-0.5。

8．无线通信装置中用于处理接收的比特流的处理方法，它包括下列步骤：

对接收的比特流进行相关处理；

获取所述接收的比特流的延时分布；

根据所述获取的延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量；

将所选的每个多径分量分配到若干接收器路径中相应的一个，在其中所述各多径分量被进一步处理，以及

组合从所述接收器路径输出的所述处理后的多径分量，

由此，根据从所述延时分布计算的阈值选择所述数量的多径分量，

其特征在于，

所述阈值是根据所述整个延时分布的平均值计算的。

9．根据权利要求8的用于处理接收的比特流的处理方法，其特征在于：

所述阈值计算所依据的所述整个延时分布包括对应于各实际传输路径的所述多径分量。

10．根据权利要求8或9的用于处理接收的比特流的处理方法，其特征在于：

所述阈值与所述平均值成正比。

11．根据权利要求8、9或10的用于处理所接收的比特流的处理方法，其特征在于：

所述的延时分布是根据若干接收延时分布计算的平均延时分布。

12．根据权利要求11的用于处理所接收的比特流的处理方法，其特征在于：

所述阈值是按照

计算的， 是所述阈值，m_z是所述平均值，a、b和c是整形参数，以及K是用于计算所述平均延时分布的接收延时分布的数量。

13．无线通信装置中用于处理接收的比特流的处理方法，它包括下列步骤：

对接收的比特流进行相关处理；

获取所述接收的比特流的延时分布；

根据所述获取的延时分布从所述接收的比特流中选择至少一种多径分量；

将所选的每一个多径分量分配到若干接收器路径中相应的一个，在其中所述各多径分量被进一步处理；

组合从所述接收器路径输出的所述处理后的多径分量；

由此，根据从所述延时分布计算的阈值选择所述数量的多径分量，所述延时分布是根据若干接收延时分布计算的平均延时分布，

其特征在于，

所述阈值是按照 计算的，

是所述阈值，σ_y是所述平均值，a、b和c是整形参数，以及K是用于计算所述平均延时分布的接收延时分布的数量。

14．根据权利要求12或13的用于处理接收的比特流的处理方法，其特征在于：

a＞1且c=-0.5。

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