JP2003517241A - マルチビットのスペクトル拡散信号通信 - Google Patents
マルチビットのスペクトル拡散信号通信Info
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Abstract
(57)【要約】
スペクトル拡散信号を送信及び受信する方法であって、低ビットレート信号と第２ＰＮ符号との積は、高ビットレート信号のビットレートに等しく、第１ＰＮ符号系列は、前記積又は高ビットレート信号を送信される既定の出力チップレート信号に拡散するのに使用される。受信器において、このスペクトル拡散信号が入力され、復号される。第１動作で、この復調された信号は、第１ＰＮ符号系列と相関され、第２動作で、最初に述べた相関ステップからの出力が第２ＰＮ符号系列と相関される。強い相関ピークが第１動作の出力に検出され、第２動作の出力には相関ピークが検出されない場合、それは高ビットレート信号として扱われるが、第１動作の出力に少なくとも弱い相関ピークが検出され、第２動作の出力に強い相関ピークが検出される場合、それは低ビットレート信号として扱われる。
Description
【０００１】
本発明は、マルチビットのスペクトル拡散信号通信、特にスペクトル拡散信号
を送信する方法、スペクトル拡散信号を回復する方法、拡散スペクトル通信シス
テム及びスペクトル拡散受信器に関する。
を送信する方法、スペクトル拡散信号を回復する方法、拡散スペクトル通信シス
テム及びスペクトル拡散受信器に関する。
【０００２】
低コストな低電力スペクトル拡散無線システムは、家庭内において、ハードウ
ェアユニット間の相互制御及びデータの受け渡しに使用されるように改良されて
いる。上記システムの１つは、Ｆｉｒｅｆｌｙ（以前はＨｏｍｅＲＦ Ｌｉｔｅ
）と呼ばれ、１１個のチップ擬似ランダム系列を使用して２．２ＭＨｚに拡散さ
れた２００ｋｂｐｓビットレートを持つ２．４ＧＨｚＩＳＭ帯でこのシステムを
動作することが提案されている。ＧＭＳＫは、送信された信号の帯域のサイドロ
ーブの外側を最小にするので、変調スキームに提案された。
ェアユニット間の相互制御及びデータの受け渡しに使用されるように改良されて
いる。上記システムの１つは、Ｆｉｒｅｆｌｙ（以前はＨｏｍｅＲＦ Ｌｉｔｅ
）と呼ばれ、１１個のチップ擬似ランダム系列を使用して２．２ＭＨｚに拡散さ
れた２００ｋｂｐｓビットレートを持つ２．４ＧＨｚＩＳＭ帯でこのシステムを
動作することが提案されている。ＧＭＳＫは、送信された信号の帯域のサイドロ
ーブの外側を最小にするので、変調スキームに提案された。
【０００３】
２００ｋｂｐｓのビットレートは、比較的短い範囲にわたり送信及び受信され
るが、長い範囲に対しては、雑音が回復された信号の品質に影響する。
るが、長い範囲に対しては、雑音が回復された信号の品質に影響する。
【０００４】
本発明の目的は、比較的長い範囲にわたり低電力のスペクトル拡散信号を上手
く送信させることである。
く送信させることである。
【０００５】
本発明の最初の特徴に従い、低ビットレート信号と第２ＰＮ符号との積が高ビ
ットレート信号のビットレートに等しく、第１ＰＮ符号系列が前記積又は高ビッ
トレート信号を既定の出力チップレートに拡散するのに使用されるスペクトル拡
散信号を送信する方法を提供する。
ットレート信号のビットレートに等しく、第１ＰＮ符号系列が前記積又は高ビッ
トレート信号を既定の出力チップレートに拡散するのに使用されるスペクトル拡
散信号を送信する方法を提供する。
【０００６】
本発明の第２の特徴に従い、第１ＰＮ符号系列により拡散される高ビットレー
ト信号及びこの第１ＰＮ符号系列と第２ＰＮ符号系列との積により拡散される低
ビットレート信号の一方を有するスペクトル拡散信号を回復する方法を提供し、
低ビットレートと第２ＰＮ系列のチップレートとの積は高ビットレートに等しく
、スペクトル拡散信号を受信し、復調させ、次いで第１動作において、復調され
た信号を第１ＰＮ符号系列と相関させ、第２動作において、第２ＰＮ符号系列と
相関させることを含み、第１動作の出力に強い相関ピークがあり、第２動作の出
力に相関ピークが無いことを検査して高ビットレート信号が存在するか決定し、
第１動作の出力に少なくとも弱い相関ピークがあり、第２動作の出力に強い相関
ピークがあることを検査することで、低ビットレート信号が存在するかを決定す
る方法を有する。
ト信号及びこの第１ＰＮ符号系列と第２ＰＮ符号系列との積により拡散される低
ビットレート信号の一方を有するスペクトル拡散信号を回復する方法を提供し、
低ビットレートと第２ＰＮ系列のチップレートとの積は高ビットレートに等しく
、スペクトル拡散信号を受信し、復調させ、次いで第１動作において、復調され
た信号を第１ＰＮ符号系列と相関させ、第２動作において、第２ＰＮ符号系列と
相関させることを含み、第１動作の出力に強い相関ピークがあり、第２動作の出
力に相関ピークが無いことを検査して高ビットレート信号が存在するか決定し、
第１動作の出力に少なくとも弱い相関ピークがあり、第２動作の出力に強い相関
ピークがあることを検査することで、低ビットレート信号が存在するかを決定す
る方法を有する。
【０００７】
本発明の第３の特徴に従って、スペクトル拡散通信システムは、高ビットレー
ト及び低ビットレートのどちらかを有する信号を送信する送信局を有し、この送
信局は、低ビットレート信号源と、高ビットレート信号のビットレートにほぼ等
しいチップレートを持つ積を与えるために、低ビットレート信号を第２ＰＮ符号
系列で乗算する手段と、高ビットレート信号源と、既定の出力チップレート信号
を持つスペクトル拡散信号を与えるために、高ビットレート信号又は前記積を第
１ＰＮ符号系列で乗算する手段と、少なくとも１つの受信局であって、スペクト
ル拡散信号を受信し、復調する手段、復調された信号を第１ＰＮ符号系列と相関
させる第１手段、第１の上述した相関ステップからの出力を第２ＰＮ符号系列と
相関させる第２手段、及び前記第１手段の出力に強い相関ピークがあり、前記第
２手段の出力の相関ピークが無いことを検査して高ビットレート信号の存在を決
定し、前記第１手段の出力に少なくとも弱い相関ピークがあり、前記第２手段の
出力に強い相関ピークがあることを検査して低ビットレート信号の存在を決定す
る手段を有する少なくとも１つの受信局を有する。
ト及び低ビットレートのどちらかを有する信号を送信する送信局を有し、この送
信局は、低ビットレート信号源と、高ビットレート信号のビットレートにほぼ等
しいチップレートを持つ積を与えるために、低ビットレート信号を第２ＰＮ符号
系列で乗算する手段と、高ビットレート信号源と、既定の出力チップレート信号
を持つスペクトル拡散信号を与えるために、高ビットレート信号又は前記積を第
１ＰＮ符号系列で乗算する手段と、少なくとも１つの受信局であって、スペクト
ル拡散信号を受信し、復調する手段、復調された信号を第１ＰＮ符号系列と相関
させる第１手段、第１の上述した相関ステップからの出力を第２ＰＮ符号系列と
相関させる第２手段、及び前記第１手段の出力に強い相関ピークがあり、前記第
２手段の出力の相関ピークが無いことを検査して高ビットレート信号の存在を決
定し、前記第１手段の出力に少なくとも弱い相関ピークがあり、前記第２手段の
出力に強い相関ピークがあることを検査して低ビットレート信号の存在を決定す
る手段を有する少なくとも１つの受信局を有する。
【０００８】
本発明の第４の特徴に従って、第１ＰＮ符号系列により拡散された高ビットレ
ートを有する信号と、この第１ＰＮ符号系列及び第２ＰＮ符号系列により拡散さ
れた低ビットレートを有する信号とを常に受信するスペクトル拡散受信器を供給
し、このスペクトル拡散受信器は、スペクトル拡散信号を受信し、復調する手段
、復調された信号を第１ＰＮ符号系列と相関させる第１手段、第１の上述した相
関ステップからの出力を第２ＰＮ符号系列と相関させる第２手段、及び前記第１
手段の出力に強い相関ピークがあり、前記第２手段の出力に相関ピークが無いこ
とを検査して高ビットレート信号の存在を決定し、前記第１ビット手段の出力に
少なくとも弱い相関ピークがあり、前記第２手段の出力に強い相関ピークがある
ことを検査して低ビットレート信号の存在を決定する手段を有する。
ートを有する信号と、この第１ＰＮ符号系列及び第２ＰＮ符号系列により拡散さ
れた低ビットレートを有する信号とを常に受信するスペクトル拡散受信器を供給
し、このスペクトル拡散受信器は、スペクトル拡散信号を受信し、復調する手段
、復調された信号を第１ＰＮ符号系列と相関させる第１手段、第１の上述した相
関ステップからの出力を第２ＰＮ符号系列と相関させる第２手段、及び前記第１
手段の出力に強い相関ピークがあり、前記第２手段の出力に相関ピークが無いこ
とを検査して高ビットレート信号の存在を決定し、前記第１ビット手段の出力に
少なくとも弱い相関ピークがあり、前記第２手段の出力に強い相関ピークがある
ことを検査して低ビットレート信号の存在を決定する手段を有する。
【０００９】
低ビットレート（ＬＢＲ）チャンネルの供給は、高ビットレート（ＨＢＲ）チ
ャンネルを中断させるのに十分な雑音がある状態でメッセージを入力可能にする
。
ャンネルを中断させるのに十分な雑音がある状態でメッセージを入力可能にする
。
【００１０】
低ビットレートと第２ＰＮ符号系列との積を高ビットレートに等しくする利点
は、各々のビットレート信号を回復することである。この関係のために、第１Ｐ
Ｎ符号系列を使用して、第１相関動作の結果として必要とされる相関が常にある
程度存在している。高ビットレートであるスペクトル拡散信号の場合、強い相関
ピークが検出されるが、低ビットレートである場合、弱い相関ピークが検出され
る。しかしながら、後者の場合、強い相関ピークが第２相関動作の結果として検
出される。
は、各々のビットレート信号を回復することである。この関係のために、第１Ｐ
Ｎ符号系列を使用して、第１相関動作の結果として必要とされる相関が常にある
程度存在している。高ビットレートであるスペクトル拡散信号の場合、強い相関
ピークが検出されるが、低ビットレートである場合、弱い相関ピークが検出され
る。しかしながら、後者の場合、強い相関ピークが第２相関動作の結果として検
出される。
【００１１】
高データレートチャンネルは、雑音を抑えるために、高い平均利得を使用して
逆拡散(de-spread)されてもよい。この手段により、理論上最大の付加拡散利得
のかなりの割合が達成される一方、ハードウェアへの影響及び同期時間を最小に
する。第１及び第２相関動作は、各々の整合フィルタで行われ、これら動作の各
々において、実行平均は、相関ピークの位置をより正確に決定するために実行さ
れる。
逆拡散(de-spread)されてもよい。この手段により、理論上最大の付加拡散利得
のかなりの割合が達成される一方、ハードウェアへの影響及び同期時間を最小に
する。第１及び第２相関動作は、各々の整合フィルタで行われ、これら動作の各
々において、実行平均は、相関ピークの位置をより正確に決定するために実行さ
れる。
【００１２】
本発明を添付する図面を参照し、実施例を用いて説明する。
【００１３】
これら図において、同じ参照番号は、対応する特徴を表すために使用されてい
る。
る。
【００１４】
図１を参照して、スペクトル拡散通信システムは、送信器Ｔｘ及び受信器Ｒｘ
を有する。説明の便宜性のために、このシステムは２．４ＧＨｚＩＳＭバンドで
動作し、符号化されたデータ信号は、２００ｋｂｐｓの高ビットレート（ＨＢＲ
）又は２２．２２ｋｂｐｓの低ビットレート（ＬＢＲ）のどちらかであり、これ
らは、９個のチップのＰＮ符号系列を使用して始めに２００ｋｃｐｓに拡散され
る。
を有する。説明の便宜性のために、このシステムは２．４ＧＨｚＩＳＭバンドで
動作し、符号化されたデータ信号は、２００ｋｂｐｓの高ビットレート（ＨＢＲ
）又は２２．２２ｋｂｐｓの低ビットレート（ＬＢＲ）のどちらかであり、これ
らは、９個のチップのＰＮ符号系列を使用して始めに２００ｋｃｐｓに拡散され
る。
【００１５】
送信器Ｔｘは、２００ｋｂｐｓでビット形式の複数の記号を生成するＨＢＲデ
ータ源１０を有する。これら記号は、切換スイッチＳＷを介して、１１個のチッ
プＰＮ符号系列を供給する第１符号発生器１４に接続される乗算器１２に供給さ
れる。この乗算器１２の２．２Ｍｃｐｓの出力は、ＧＦＳＫ変調器１６へ供給さ
れ、この変調器１６からの出力は、電力増幅器１８で増幅され、アンテナ２０に
よって伝搬される。
ータ源１０を有する。これら記号は、切換スイッチＳＷを介して、１１個のチッ
プＰＮ符号系列を供給する第１符号発生器１４に接続される乗算器１２に供給さ
れる。この乗算器１２の２．２Ｍｃｐｓの出力は、ＧＦＳＫ変調器１６へ供給さ
れ、この変調器１６からの出力は、電力増幅器１８で増幅され、アンテナ２０に
よって伝搬される。
【００１６】
２２．２２ｋｂｐｓでビット形式の複数の記号を生成する低ビットレート（Ｌ
ＢＲ）データ源２６は、９個のチップＰＮ符号系列を供給する第２符号発生器３
０に接続された乗算器２８に結合される。この乗算器２８からの２００ｋｃｐｓ
の出力は、切換スイッチＳＷを介して、切り替わるとき、２．２Ｍｃｐｓの出力
を供給する第１符号発生器１４によって供給される１１個のチップＰＮ符号系列
により乗算される乗算器１２に供給される。その後、出力はスペクトル拡散ＨＢ
Ｒ信号と同じ方式で処理される。他の場合、アンテナ２４により伝搬された信号
は雑音を受ける。
ＢＲ）データ源２６は、９個のチップＰＮ符号系列を供給する第２符号発生器３
０に接続された乗算器２８に結合される。この乗算器２８からの２００ｋｃｐｓ
の出力は、切換スイッチＳＷを介して、切り替わるとき、２．２Ｍｃｐｓの出力
を供給する第１符号発生器１４によって供給される１１個のチップＰＮ符号系列
により乗算される乗算器１２に供給される。その後、出力はスペクトル拡散ＨＢ
Ｒ信号と同じ方式で処理される。他の場合、アンテナ２４により伝搬された信号
は雑音を受ける。
【００１７】
受信器Ｒｘにおいて、伝搬された信号は、アンテナ３２によって受信され、Ｒ
Ｆフロントエンド及び復調器３４に送られる。この出力は、復号すべき第１フィ
ルタ関数ブロック３８に２．２Ｍｃｐｓの信号を供給する１ビットアナログ−デ
ジタル変換器３６へ供給される。
Ｆフロントエンド及び復調器３４に送られる。この出力は、復号すべき第１フィ
ルタ関数ブロック３８に２．２Ｍｃｐｓの信号を供給する１ビットアナログ−デ
ジタル変換器３６へ供給される。
【００１８】
このフィルタ関数ブロック３８において、２．２Ｍｃｐｓの信号は、１０の因
子を呼び出すことでオーバーサンプリングされる。ブロック３８は、ＨＢＲブロ
ック信号、すなわち２００ｋＨｚ用の入力部１００と、２つの出力部、つまり、
信号が下方しきい値より低いか、下方しきい値と上方しきい値との間にあるか、
又は上方しきい値より高いかの信号検出用の出力１０２及びビット出力用、すな
わち高ビットレートで符合化されたビットストリーム用の出力１０４とを有する
。
子を呼び出すことでオーバーサンプリングされる。ブロック３８は、ＨＢＲブロ
ック信号、すなわち２００ｋＨｚ用の入力部１００と、２つの出力部、つまり、
信号が下方しきい値より低いか、下方しきい値と上方しきい値との間にあるか、
又は上方しきい値より高いかの信号検出用の出力１０２及びビット出力用、すな
わち高ビットレートで符合化されたビットストリーム用の出力１０４とを有する
。
【００１９】
他の入力部（又は複数の入力部）１０６は、
（ａ）ＰＮ符号系列、
（ｂ）０≦α≦１の値をとることができる平均利得アルファ（又はα）、及び
（ｃ）フィルタＲＭＳ信号の上方及び下方しきい値
を供給するブロック３８に設けられる。
【００２０】
第１フィルタ関数ブロック３８の出力部１０４は、第２フィルタ関数ブロック
４０の入力部に結合され、高（オーバーサンプリングされない）ビットレートで
信号を有する。ブロック４０は、ＬＢＲブロック信号、すなわち２２．２２ｋＨ
ｚ用の入力部２００と、２つの出力部、つまり、信号が存在すると思われる場合
１となり、そうでない場合は０となる信号検出用の出力部２０２及びビット出力
用、すなわち、復号されたＬＢＲストリーム用の出力部２０４とを有する。
４０の入力部に結合され、高（オーバーサンプリングされない）ビットレートで
信号を有する。ブロック４０は、ＬＢＲブロック信号、すなわち２２．２２ｋＨ
ｚ用の入力部２００と、２つの出力部、つまり、信号が存在すると思われる場合
１となり、そうでない場合は０となる信号検出用の出力部２０２及びビット出力
用、すなわち、復号されたＬＢＲストリーム用の出力部２０４とを有する。
【００２１】
他の入力部（又は複数の入力部）２０６は、
（ａ）ＰＮ符号系列、
（ｂ）０≦α≦１の値をとることができる平均利得アルファ（又はα）、及び
（ｃ）起こりうる最大のＲＭＳ信号値が符号長、つまり９に等しい場合、信号が
それより上にあると思われるフィルタＲＭＳ信号しきい値 を供給するブロック４０に設けられる。
それより上にあると思われるフィルタＲＭＳ信号しきい値 を供給するブロック４０に設けられる。
【００２２】
図２は、ＨＢＲデータを又はＬＢＲデータを回復する直列する第１及び第２整
合フィルタ４２、４４を説明している。第１整合フィルタ４２の場合、このフィ
ルタは、１１０段のシフトレジスタ４６と、１０回オーバーサンプリングされた
チップストリームを処理する１１０段のレジスタ４８とを有する。説明の便宜性
のために、シフトレジスタ４６及びレジスタ４８の段の各々は、１０個のサブ段
により形成されるマクロ段として示される。レジスタ４８のマクロ段は１１個の
チップのＰＮ符号系列を記憶する。オーバーサンプリングされたチップストリー
ムは、シフトレジスタ４６の入力部５０に与えられる。レジスタ４６、４８の対
応するサブ段は、それぞれ排他論理和（ＸＯＲ）ゲート５２に結合され、これら
の出力は、ＨＢＲ出力を端子５６に供給するために積算段５４で積算される。こ
の端子５６は、ＨＢＲ決定段５８に接続されている。この段５８の出力は、ＨＢ
Ｒビット又はこのＨＢＲで有効なチップを９段のシフトレジスタ６０及びレジス
タ６２を有する第２整合フィルタ４４に供給する。レジスタ６０は、決定段５８
から高ビットレートでチップを入力し、レジスタ６２は、９個のチップＰＮ符号
系列を記憶する。ＸＯＲゲート６４は、シフトレジスタ６０及びレジスタ６２の
対応する段の出力部に結合される。ＸＯＲゲート６４の出力は、ＬＢＲ出力を端
子６８へ供給する積算段６６で積算される。ＬＢＲ決定段７０は、端子６８に結
合されている。この段７０は、出力７２に生じるＬＢＲビット値に関しハードな
決定を行う。
合フィルタ４２、４４を説明している。第１整合フィルタ４２の場合、このフィ
ルタは、１１０段のシフトレジスタ４６と、１０回オーバーサンプリングされた
チップストリームを処理する１１０段のレジスタ４８とを有する。説明の便宜性
のために、シフトレジスタ４６及びレジスタ４８の段の各々は、１０個のサブ段
により形成されるマクロ段として示される。レジスタ４８のマクロ段は１１個の
チップのＰＮ符号系列を記憶する。オーバーサンプリングされたチップストリー
ムは、シフトレジスタ４６の入力部５０に与えられる。レジスタ４６、４８の対
応するサブ段は、それぞれ排他論理和（ＸＯＲ）ゲート５２に結合され、これら
の出力は、ＨＢＲ出力を端子５６に供給するために積算段５４で積算される。こ
の端子５６は、ＨＢＲ決定段５８に接続されている。この段５８の出力は、ＨＢ
Ｒビット又はこのＨＢＲで有効なチップを９段のシフトレジスタ６０及びレジス
タ６２を有する第２整合フィルタ４４に供給する。レジスタ６０は、決定段５８
から高ビットレートでチップを入力し、レジスタ６２は、９個のチップＰＮ符号
系列を記憶する。ＸＯＲゲート６４は、シフトレジスタ６０及びレジスタ６２の
対応する段の出力部に結合される。ＸＯＲゲート６４の出力は、ＬＢＲ出力を端
子６８へ供給する積算段６６で積算される。ＬＢＲ決定段７０は、端子６８に結
合されている。この段７０は、出力７２に生じるＬＢＲビット値に関しハードな
決定を行う。
【００２３】
動作中、チップストリームは、２２ＭＨｚのオーバーサンプリングされた（１
０回のオーバーサンプリングとする）チップレートで端子５０へ入力する。各サ
ンプルがシフトレジスタに格納された後、ＸＯＲ及び追加の動作は、オーバーサ
ンプリングされた符号に行われ、このオーバーサンプリングされた高ビットレー
ト（ＨＢＲ）出力は、決定段５８へ送られ、この段は、高データレートビット期
間毎に、対応する高ビットレートの値に関するソフト又はハードな決定を行う。
ソフトな決定は、実際のフィルタ相関値が逆拡散(de-spreading)の第２段、すな
わち、第２整合フィルタ４４に送られることを意図するのに対し、ハードな決定
は、この第２段に送られた値は、ビット値±１であることを意図している。ビッ
ト誤りレート（ＢＥＲ）に関するソフト又はハードな決定の効果は、後に論じる
こととする。
０回のオーバーサンプリングとする）チップレートで端子５０へ入力する。各サ
ンプルがシフトレジスタに格納された後、ＸＯＲ及び追加の動作は、オーバーサ
ンプリングされた符号に行われ、このオーバーサンプリングされた高ビットレー
ト（ＨＢＲ）出力は、決定段５８へ送られ、この段は、高データレートビット期
間毎に、対応する高ビットレートの値に関するソフト又はハードな決定を行う。
ソフトな決定は、実際のフィルタ相関値が逆拡散(de-spreading)の第２段、すな
わち、第２整合フィルタ４４に送られることを意図するのに対し、ハードな決定
は、この第２段に送られた値は、ビット値±１であることを意図している。ビッ
ト誤りレート（ＢＥＲ）に関するソフト又はハードな決定の効果は、後に論じる
こととする。
【００２４】
高ビットレートで決定を行う決定段５８は、それの出力が高ビットレートビッ
トが第２シフトレジスタ６０に入る逆拡散の第２段に送られ、高ビットレート（
オーバーサンプリング無）でクロックされ、ＸＯＲ及び追加動作がレジスタ６２
に記憶される第２ＰＮ符号系列で実施される。端子６８における最終の低ビット
レート出力は、ＬＢＲビット値に関するハードな決定を行うために、ＬＢＲ決定
段７０に与えられる。
トが第２シフトレジスタ６０に入る逆拡散の第２段に送られ、高ビットレート（
オーバーサンプリング無）でクロックされ、ＸＯＲ及び追加動作がレジスタ６２
に記憶される第２ＰＮ符号系列で実施される。端子６８における最終の低ビット
レート出力は、ＬＢＲビット値に関するハードな決定を行うために、ＬＢＲ決定
段７０に与えられる。
【００２５】
図３及び４を参照して説明すべき同期技術は、１に近い高い平均利得を持つ高
ビットレートで使用されるので、この高ビットレートは、逆拡散の次の段へ、す
なわち第２整合フィルタ４４へ実際に進めるのに十分な精度で、如何なる雑音か
らも発生することができる。図３及び４を参照して説明すべき同期技術は、ＬＢ
Ｒビット値に関するハードな決定を行うのにも使用することができる。
ビットレートで使用されるので、この高ビットレートは、逆拡散の次の段へ、す
なわち第２整合フィルタ４４へ実際に進めるのに十分な精度で、如何なる雑音か
らも発生することができる。図３及び４を参照して説明すべき同期技術は、ＬＢ
Ｒビット値に関するハードな決定を行うのにも使用することができる。
【００２６】
上述の同期技術は、図３を参照して説明される。便宜性のため、この技術は、
実施例として第１フィルタ関数ブロック３８を使用して説明するが、第２フィル
タ関数ブロック４０が第２整合フィルタ４４を使用して同じやり方で動作するこ
とを理解すべきである。フィルタ関数ブロック３８は、第１整合フィルタ４２及
び実行平均回路７４を含む。第１整合フィルタ４２は、図２を参照して説明した
のと同じであるので、簡略のため再度説明は行わない。
実施例として第１フィルタ関数ブロック３８を使用して説明するが、第２フィル
タ関数ブロック４０が第２整合フィルタ４４を使用して同じやり方で動作するこ
とを理解すべきである。フィルタ関数ブロック３８は、第１整合フィルタ４２及
び実行平均回路７４を含む。第１整合フィルタ４２は、図２を参照して説明した
のと同じであるので、簡略のため再度説明は行わない。
【００２７】
第１チップＰＮ符号系列の自己相関特性のために、端子５６のフィルタ出力は
、１ビット期間内で、シフトレジスタ４８に記憶される局部的ＰＮ符号系列が入
力された符号系列と同期する瞬間に、雑音の無いピークとなり、このピークの符
号が送信ビットの符号と一致する。しかしながら、雑音が存在する場合、このフ
ィルタ出力のスプリアスピークは、正確に同期したピークの振幅が減少するよう
な誤ったビット決定となるのに対し、フィルタ出力信号は、ビット期間内の他の
時間でピークとなることが可能である。
、１ビット期間内で、シフトレジスタ４８に記憶される局部的ＰＮ符号系列が入
力された符号系列と同期する瞬間に、雑音の無いピークとなり、このピークの符
号が送信ビットの符号と一致する。しかしながら、雑音が存在する場合、このフ
ィルタ出力のスプリアスピークは、正確に同期したピークの振幅が減少するよう
な誤ったビット決定となるのに対し、フィルタ出力信号は、ビット期間内の他の
時間でピークとなることが可能である。
【００２８】
この実行平均回路７４は、同期がＲＭＳフィルタの実行平均を計算することで
達成可能にし、本物の信号が雑音から浮かび出ることを許容する。この計算は、
数１の等式によって集約される。ここで、ｘi nは、ｎ番目のデータビット期間の
ｉ番目の整合フィルタ出力サンプルの絶対値である。
達成可能にし、本物の信号が雑音から浮かび出ることを許容する。この計算は、
数１の等式によって集約される。ここで、ｘi nは、ｎ番目のデータビット期間の
ｉ番目の整合フィルタ出力サンプルの絶対値である。
【００２９】
数２は、ｎ−１番目のデータビット期間の終端部における対応するｉ番目のサ
ンプル実行平均である。
ンプル実行平均である。
【００３０】
αは、平均利得であり、０≦α≦１の値を持つ。典型的に、サンプル平均に対
しα＝０．５であり、二重レートシステムの高ビットレートに対し１に近い高い
値となる。
しα＝０．５であり、二重レートシステムの高ビットレートに対し１に近い高い
値となる。
【００３１】
回路７４の実施は、各位置又はレジスタにおいてオーバーサンプリングされた
チップの各サンプルの現在の実行平均を記憶する多段記憶装置７６を有する。こ
の記憶装置７６の各レジスタは、分離配置(demultiplexing arrangement)７８に
結合されるので、記憶された各サンプルは、連続して読み出され、遅延素子９０
を介して計算ネットワークへ与えられる。この計算ネットワークは、遅延素子９
０で遅延された先のサンプルを処理し、サンプルである数２が数３を生成するた
めに、記憶装置８２に保持されるαによって乗算される第１乗算器８０を含んで
いる。
チップの各サンプルの現在の実行平均を記憶する多段記憶装置７６を有する。こ
の記憶装置７６の各レジスタは、分離配置(demultiplexing arrangement)７８に
結合されるので、記憶された各サンプルは、連続して読み出され、遅延素子９０
を介して計算ネットワークへ与えられる。この計算ネットワークは、遅延素子９
０で遅延された先のサンプルを処理し、サンプルである数２が数３を生成するた
めに、記憶装置８２に保持されるαによって乗算される第１乗算器８０を含んで
いる。
【数３】
端子５６の対応する出力ｙiは、対応する出力ｘn iを供給する絶対値段５７に与
えられ、ここでｘn i≡absｙn iであり、ｘn iは第２乗算器８４に与えられ、（１
−α）ｘn iを生成するために、記憶装置８６に保持される（１−α）で乗算され
る。第１及び第２乗算器８０、８４により生成された出力は、新しい実行平均で
ある数２を生成するために、積算段８８に結合され、この新しい実行平均は、レ
ジスタの直前の記憶装置７６のレジスタに接続されるマルチプレクサ９２に与え
られる。 この直前のレジスタから先行の対応する実行平均値が読み取られ、新しい値が記
憶される。
えられ、ここでｘn i≡absｙn iであり、ｘn iは第２乗算器８４に与えられ、（１
−α）ｘn iを生成するために、記憶装置８６に保持される（１−α）で乗算され
る。第１及び第２乗算器８０、８４により生成された出力は、新しい実行平均で
ある数２を生成するために、積算段８８に結合され、この新しい実行平均は、レ
ジスタの直前の記憶装置７６のレジスタに接続されるマルチプレクサ９２に与え
られる。 この直前のレジスタから先行の対応する実行平均値が読み取られ、新しい値が記
憶される。
【００３２】
連続するビット期間中に、数２の最大値を見つけるためのプロセスが実施され
る。ビット期間の最初に、第１位置に記憶された値を最大値として扱い、次に続
く値は、比較段９４において最初の値と比較される。次に続く値の方が大きい場
合、この値が新しく最大値となり、同時に、対応する整合フィルタの出力サンプ
ル値が記憶される。このプロセスは続けられ、このビット期間の終わりまでに、
整合フィルタ出力５６のどのサンプルが最大値ｙn i maxに対応しているか分かり
、その符号（正又は負）は、ビット値に関する決定を行うのに使用される。ソフ
トな決定を望むなら、ビット期間の終端部の値ｙn i maxが使用される。次のデー
タビットに対し数２の値全てを記憶する必要がある一方、サンプルｘn iの全てを
記憶する必要はない。既定のビット期間中に記憶する必要がある値の全ては、数
２の現在の最大値と、フィルタ出力の対応する値ｙn i maxである。比較段９４内
でｙn i maxに関し行われた決定が出力である。
る。ビット期間の最初に、第１位置に記憶された値を最大値として扱い、次に続
く値は、比較段９４において最初の値と比較される。次に続く値の方が大きい場
合、この値が新しく最大値となり、同時に、対応する整合フィルタの出力サンプ
ル値が記憶される。このプロセスは続けられ、このビット期間の終わりまでに、
整合フィルタ出力５６のどのサンプルが最大値ｙn i maxに対応しているか分かり
、その符号（正又は負）は、ビット値に関する決定を行うのに使用される。ソフ
トな決定を望むなら、ビット期間の終端部の値ｙn i maxが使用される。次のデー
タビットに対し数２の値全てを記憶する必要がある一方、サンプルｘn iの全てを
記憶する必要はない。既定のビット期間中に記憶する必要がある値の全ては、数
２の現在の最大値と、フィルタ出力の対応する値ｙn i maxである。比較段９４内
でｙn i maxに関し行われた決定が出力である。
【００３３】
チャンネル内に信号が存在するかを決定するために、ＨＢＲ及びＬＢＲビット
値決定ブロック５８、７０各々における相関ピークの大きさが調べられ、信号が
それより上にあると思われるしきい値Ｔｈ２が設けられる。図４ａから４ｄに関
する以下の説明は、別々の平均因子が逆拡散の２つの段に用いられるとき、これ
がどうやって達成されるかを開示したものである。図４ａから４ｄにおいて、横
座標は、サンプル数を示し、縦座標は、それぞれＲＭＳ(Root Mean Square)相関
を示している。個々のトレースは、平均利得α及び信号対雑音比（ＳＮＲ）の両
方を変化させた効果を記憶されたＲＭＳ相関で示し、図４ａの場合α＝０．５及
びＳＮＲ＝３ｄＢ、図４ｂの場合α＝０．９３７５及びＳＮＲ＝３ｄＢ、図４ｃ
の場合α＝０．９３７５及びＳＮＲ＝０ｄＢ、図４ｄの場合α＝０９３７５及び
ＳＮＲ＝−３ｄＢである。これら図の調査は、平均利得αの高い値に対し、きれ
いな相関となることを示している。これら図は、ＳＮＲが減少するにつれて、相
関ピークが約１５の中間相関値を持つ雑音フロアに埋没される。
値決定ブロック５８、７０各々における相関ピークの大きさが調べられ、信号が
それより上にあると思われるしきい値Ｔｈ２が設けられる。図４ａから４ｄに関
する以下の説明は、別々の平均因子が逆拡散の２つの段に用いられるとき、これ
がどうやって達成されるかを開示したものである。図４ａから４ｄにおいて、横
座標は、サンプル数を示し、縦座標は、それぞれＲＭＳ(Root Mean Square)相関
を示している。個々のトレースは、平均利得α及び信号対雑音比（ＳＮＲ）の両
方を変化させた効果を記憶されたＲＭＳ相関で示し、図４ａの場合α＝０．５及
びＳＮＲ＝３ｄＢ、図４ｂの場合α＝０．９３７５及びＳＮＲ＝３ｄＢ、図４ｃ
の場合α＝０．９３７５及びＳＮＲ＝０ｄＢ、図４ｄの場合α＝０９３７５及び
ＳＮＲ＝−３ｄＢである。これら図の調査は、平均利得αの高い値に対し、きれ
いな相関となることを示している。これら図は、ＳＮＲが減少するにつれて、相
関ピークが約１５の中間相関値を持つ雑音フロアに埋没される。
【００３４】
信号を検出するためのしきい値Ｔｈ２を設けることは、どのビット誤りレート
が許容可能であるかを決めるやり方であり、従って対応する限定したＳＮＲ値及
びこのしきい値より上の値を持つきれいなＲＭＳ相関ピークを差し支えなく得る
ための平均利得である。
が許容可能であるかを決めるやり方であり、従って対応する限定したＳＮＲ値及
びこのしきい値より上の値を持つきれいなＲＭＳ相関ピークを差し支えなく得る
ための平均利得である。
【００３５】
信号検出のしきい値に対し設けられる値は、信号の存在を認める前に入力され
る必要があるビット数に影響する。図５は、データが到着し始めるにつれて、記
憶された零の初期状態から、α＝０．９３７５を持つＳＮＲ３ｄＢの高ビットレ
ートＲＭＳ相関信号がどのように放出するかを示している。迅速な信号検出のた
めに、しきい値Ｔｈ１は、信号検出に必要な６つの入力ビットを生じさせる図５
において、雑音フロアよりも間違いなく上にあるが、それほど上ではない、例え
ば２０までに設けられる。低いＢＥＲを保証するために、しきい値Ｔｈ２は、本
実施例において３ｄＢとされる限定したＳＮＲでの最小安定状態ピーク高よりわ
ずか低く設けられる。図５に示されるように、次数５０のしきい値Ｔｈ２は、Ｓ
ＮＲが３ｄＢより下がる場合に、下向き方向に交差する。後でより詳細に説明さ
れるであろう図７を参照して、図５の右側部分に示されるように、相関ピークが
しきい値Ｔｈ２を超えたとき、約１０ｅ-3（又は１０-3）より良好なＢＥＲを期
待することができる。
る必要があるビット数に影響する。図５は、データが到着し始めるにつれて、記
憶された零の初期状態から、α＝０．９３７５を持つＳＮＲ３ｄＢの高ビットレ
ートＲＭＳ相関信号がどのように放出するかを示している。迅速な信号検出のた
めに、しきい値Ｔｈ１は、信号検出に必要な６つの入力ビットを生じさせる図５
において、雑音フロアよりも間違いなく上にあるが、それほど上ではない、例え
ば２０までに設けられる。低いＢＥＲを保証するために、しきい値Ｔｈ２は、本
実施例において３ｄＢとされる限定したＳＮＲでの最小安定状態ピーク高よりわ
ずか低く設けられる。図５に示されるように、次数５０のしきい値Ｔｈ２は、Ｓ
ＮＲが３ｄＢより下がる場合に、下向き方向に交差する。後でより詳細に説明さ
れるであろう図７を参照して、図５の右側部分に示されるように、相関ピークが
しきい値Ｔｈ２を超えたとき、約１０ｅ-3（又は１０-3）より良好なＢＥＲを期
待することができる。
【００３６】
これら２つのしきい値Ｔｈ１、Ｔｈ２は、受信器が信号の長さが高又は低デー
タレートを入力するのに十分かを示すことを可能にする。これらしきい値の通過
する間隔に入力された高データレートビットを記憶するためにメモリを使用する
ことで、高ビットレート信号での素早い同期が高ビットレートデータを損失する
ことなく達成することができる。
タレートを入力するのに十分かを示すことを可能にする。これらしきい値の通過
する間隔に入力された高データレートビットを記憶するためにメモリを使用する
ことで、高ビットレート信号での素早い同期が高ビットレートデータを損失する
ことなく達成することができる。
【００３７】
この高ビットレート信号は、低データレートでの信号検出を継続的に無くすこ
とでさらに示される。図６は、α＝０．５の平均利得を持つ低ビットレート信号
に対する図５と同じであるＲＭＳ相関を示す。この図から、信号しきい値Ｔｈ３
の値５が、−１ｄＢのＳＮＲ（図７の曲線Ｆ参照）を与える１．０ｅ-3までのＢ
ＥＲの２つの低データレートビットの後の信号検出となる。信号検出フラグの状
態は、受信器がどんな入力信号のビットレートも自力で決定可能にする。
とでさらに示される。図６は、α＝０．５の平均利得を持つ低ビットレート信号
に対する図５と同じであるＲＭＳ相関を示す。この図から、信号しきい値Ｔｈ３
の値５が、−１ｄＢのＳＮＲ（図７の曲線Ｆ参照）を与える１．０ｅ-3までのＢ
ＥＲの２つの低データレートビットの後の信号検出となる。信号検出フラグの状
態は、受信器がどんな入力信号のビットレートも自力で決定可能にする。
【００３８】
表１は、起こり得る信号入力状況下の信号検出フラグの状態を示すのに対し、
表２は、２つのビットレートで、１ｅ-3ＢＥＲを達成することを推奨する整合フ
ィルタパラメタ値を集約する。
表２は、２つのビットレートで、１ｅ-3ＢＥＲを達成することを推奨する整合フ
ィルタパラメタ値を集約する。
【表１】
【表２】
【００３９】
上述のしきい値Ｔｈ１、Ｔｈ２及びＴｈ３を監視(monitoring)することで生じ
る他の結論は、 （ａ）高ビットレート及び低ビットレートの両方に対し強い相関ピークが存在す
る場合、信号はＬＢＲであるが、ＨＢＲでもよい。 （ｂ）高ビットレートに対し弱い相関ピークがあり、低ビットレートに関し相関
ピークが無い場合、信号は低品質のＨＢＲとなる。 （ｃ）２つのしきい値がＨＢＲで実施され且つ高ビットレート及び低ビットレー
トの両方に対し弱い相関ピークが存在する場合、信号は低品質のＬＢＲとなるで
あろう。 （ｄ）高ビットレートに相関ピークが無く、強い−弱い低ビットレートに相関ピ
ークが存在する場合、相関は不可能な状態となる。結論（ａ）、（ｂ）及び（ｃ
）の場合、出力決定が生じるが、これは、低い信頼の決定を示すためにフラグが
立てられる。
る他の結論は、 （ａ）高ビットレート及び低ビットレートの両方に対し強い相関ピークが存在す
る場合、信号はＬＢＲであるが、ＨＢＲでもよい。 （ｂ）高ビットレートに対し弱い相関ピークがあり、低ビットレートに関し相関
ピークが無い場合、信号は低品質のＨＢＲとなる。 （ｃ）２つのしきい値がＨＢＲで実施され且つ高ビットレート及び低ビットレー
トの両方に対し弱い相関ピークが存在する場合、信号は低品質のＬＢＲとなるで
あろう。 （ｄ）高ビットレートに相関ピークが無く、強い−弱い低ビットレートに相関ピ
ークが存在する場合、相関は不可能な状態となる。結論（ａ）、（ｂ）及び（ｃ
）の場合、出力決定が生じるが、これは、低い信頼の決定を示すためにフラグが
立てられる。
【００４０】
図７は、信号対雑音比（ＳＮＲ）の関数としてシミュレーションすることで得
られるＢＥＲ曲線を示し、約１０，０００ビットが高ビットレート及び低ビット
レート各々でシミュレーションされている。曲線Ａは、高データレートで動作す
る完全に同期した整合フィルタの理想的な性能を表す。曲線Ｂは、高データレー
トで動作する０．５の平均利得αを持つ同期した整合フィルタの性能を表す。曲
線Ｃは、高データレートで全く同期せずに動作する従来の整合フィルタの性能を
表す。曲線Ｄは、第１段フィルタの長さが９９０であり、高データレートビット
に関する決定が行われていない０．５の平均利得を持つ直列接続された擬似ラン
ダム符号整合フィルタシステムの理想的な性能を表す。これは、第２シフトレジ
スタがオーバーサンプリングされたチップレート（２２ＭＨｚ）でクロックされ
ることを意味している。このシステムは、オーバーサンプリングされた逆拡散処
理を１０回した、長さ９９の擬似ランダム系列におおよそ等しい。曲線Ｅは、高
データレートで０．９３７５の平均利得と低データレートで０．５の平均利得と
を持つ直列の符号フィルタの性能を、高データレートビットに関するソフトな決
定と一緒に表す。最後に、曲線Ｆは、ハードな決定が高データレートビットに行
われることを除いたＬＢＲのソフトな決定の場合として、同一の直列の符号フィ
ルタの性能を表す。
られるＢＥＲ曲線を示し、約１０，０００ビットが高ビットレート及び低ビット
レート各々でシミュレーションされている。曲線Ａは、高データレートで動作す
る完全に同期した整合フィルタの理想的な性能を表す。曲線Ｂは、高データレー
トで動作する０．５の平均利得αを持つ同期した整合フィルタの性能を表す。曲
線Ｃは、高データレートで全く同期せずに動作する従来の整合フィルタの性能を
表す。曲線Ｄは、第１段フィルタの長さが９９０であり、高データレートビット
に関する決定が行われていない０．５の平均利得を持つ直列接続された擬似ラン
ダム符号整合フィルタシステムの理想的な性能を表す。これは、第２シフトレジ
スタがオーバーサンプリングされたチップレート（２２ＭＨｚ）でクロックされ
ることを意味している。このシステムは、オーバーサンプリングされた逆拡散処
理を１０回した、長さ９９の擬似ランダム系列におおよそ等しい。曲線Ｅは、高
データレートで０．９３７５の平均利得と低データレートで０．５の平均利得と
を持つ直列の符号フィルタの性能を、高データレートビットに関するソフトな決
定と一緒に表す。最後に、曲線Ｆは、ハードな決定が高データレートビットに行
われることを除いたＬＢＲのソフトな決定の場合として、同一の直列の符号フィ
ルタの性能を表す。
【００４１】
これら曲線から、たった−０．５ｄＢだけの不利が前記段の間にハードな決定
のより簡単なハードウェア実施に払われ、４．５ｄＢの利益は、低データレート
を用いるときに得られることがわかる。この改良は、理想的には９個のチップ符
号に期待される可能な９ｄＢの半分だけであるのに対し、上記短い符号長で、前
記擬似ランダム系列に対し完全に直交していると仮定することを十分満たされな
いことが理解されるべきである。さらに、同期処理は、実際に９９０個の長さの
シフトレジスタで実施するには高価なので、ＨＢＲ変換曲線とＨＢＲ同期曲線と
の比較から証明されるように、完全な直交を仮定すると６ｄＢだけが可能である
。
のより簡単なハードウェア実施に払われ、４．５ｄＢの利益は、低データレート
を用いるときに得られることがわかる。この改良は、理想的には９個のチップ符
号に期待される可能な９ｄＢの半分だけであるのに対し、上記短い符号長で、前
記擬似ランダム系列に対し完全に直交していると仮定することを十分満たされな
いことが理解されるべきである。さらに、同期処理は、実際に９９０個の長さの
シフトレジスタで実施するには高価なので、ＨＢＲ変換曲線とＨＢＲ同期曲線と
の比較から証明されるように、完全な直交を仮定すると６ｄＢだけが可能である
。
【００４２】
逆拡散の両方の段におけるより高い平均利得は、性能上わずかな改良となるが
、引用図は、同期速度とハードウェアの複雑さという性能間に良好な妥協点を示
す。
、引用図は、同期速度とハードウェアの複雑さという性能間に良好な妥協点を示
す。
【００４３】
同期速度に関し、前記平均利得の効果が現れる前のフィルタ性能は、同等な従
来の非同期フィルタと常に等しい又は上であることに注意すべきである。雑音が
低く、正しいデータビットが、信号が入力されるとすぐに現れる場合、単にＲＭ
Ｓフィルタピークが信号の明らかな検出を示すしきい値を通過させる時間である
。
来の非同期フィルタと常に等しい又は上であることに注意すべきである。雑音が
低く、正しいデータビットが、信号が入力されるとすぐに現れる場合、単にＲＭ
Ｓフィルタピークが信号の明らかな検出を示すしきい値を通過させる時間である
。
【００４４】
本明細書及び請求項において、要素を単数で表すことがこれら要素が複数ある
ことを排除することではない。さらに、「有する」という表現が記載した以外の
要素又はステップの存在を排除するものでもない。
ことを排除することではない。さらに、「有する」という表現が記載した以外の
要素又はステップの存在を排除するものでもない。
【００４５】
本開示を読むことにより、他の改良が当業者に明らかとなるだろう。このよう
な改良は、スペクトル拡散システムの設計、製造及び使用並びにこのシステムの
構成部品において既に知られ、ここに既に記載された特徴の代わりに又はこれに
加えて使用されてもよい他の特徴を含んでもよい。
な改良は、スペクトル拡散システムの設計、製造及び使用並びにこのシステムの
構成部品において既に知られ、ここに既に記載された特徴の代わりに又はこれに
加えて使用されてもよい他の特徴を含んでもよい。
【００４６】
ショートレンジの家庭用及び業務用アプリケーション用の低コスト、低電力な
スペクトル拡散システムである。
スペクトル拡散システムである。
【図１】 スペクトル拡散送信システムのブロック概略図である。
【図２】 直列接続された符号整合フィルタのブロック概略図である。
【図３】 実行平均を得るための整合フィルタ及び回路のブロック概略図で
ある。
ある。
【図４ａ】 異なる平均利得（α）と信号対雑音比（ＳＮＲ）とに対するＲ
ＭＳ出力を示す。
ＭＳ出力を示す。
【図４ｂ】 異なる平均利得（α）と信号対雑音比（ＳＮＲ）とに対するＲ
ＭＳ出力を示す。
ＭＳ出力を示す。
【図４ｃ】 異なる平均利得（α）と信号対雑音比（ＳＮＲ）とに対するＲ
ＭＳ出力を示す。
ＭＳ出力を示す。
【図４ｄ】 異なる平均利得（α）と信号対雑音比（ＳＮＲ）とに対するＲ
ＭＳ出力を示す。
ＭＳ出力を示す。
【図５】 ＨＢＲ信号検出に関するグラフである。
【図６】 ＬＢＲ信号検出に関するグラフである。
【図７】 直列接続された整合フィルタのＢＥＲと高及び低ビットレートで
の各々の性能を比較するＳＮＲのグラフを示す。
の各々の性能を比較するＳＮＲのグラフを示す。
Ｔｘ 送信器
Ｒｘ 受信器
ＳＷ 切換スイッチ
１０ ＨＢＲデータ源
１２、２８ 乗算器
１４ 第１符合発生器
１６ 変調器
１８ 電力増幅器
２０、３２ アンテナ
２６ ＬＢＲデータ源
３０ 第２符合発生器
３４ 復調器
３６ Ａ／Ｄ変換器
３８ 第１フィルタ関数ブロック
４０ 第２フィルタ関数ブロック
４６、６０ シフトレジスタ
４８、６２ レジスタ
５２ 排他論理和ゲート
５４ 積算段
５８ ＨＢＲ決定段
７０ ＬＢＲ決定段
７４ 実行平均回路
７６ 多段記憶装置
７８ 分離配置
８０ 第１乗算器
８２、８６ 記憶装置
８４ 第２乗算器
８８ 積算段
９０ 遅延素子
９２ マルチプレクサ
Claims (10)
- 【請求項１】 低ビットレート信号と第２ＰＮ符号との積が高ビットレート
信号のビットレートに等しく、第１ＰＮ符号系列が前記積又は高ビットレート信
号を既定の出力チップレートに拡散するのに使用されるスペクトル拡散信号を送
信する方法。 - 【請求項２】 第１ＰＮ符号系列により拡散される高ビットレート信号及び
前記第１ＰＮ符号系列と第２ＰＮ符号系列との積により拡散される低ビットレー
ト信号の一方を有するスペクトル拡散信号を回復する方法であって、前記低ビッ
トレートと前記第２ＰＮ符号系列のチップレートとの積は前記高ビットレートに
等しく、スペクトル拡散信号を受信し、復調させ、次いで第１動作において、前
記復調された信号を前記第１ＰＮ符号系列と相関させ、第２動作において、前記
第２ＰＮ符号系列と相関させることを含み、第１動作の出力に強い相関ピークが
あり、第２動作の出力に相関ピークが無いことを検査して高ビットレート信号が
存在するか決定し、前記第１動作の出力に少なくとも弱い相関ピークがあり、前
記第２動作の出力に強い相関ピークがあることを検査することで、低ビットレー
ト信号が存在するかを決定する方法。 - 【請求項３】 前記第１及び第２動作は、各々の整合フィルタで実行される
ことを特徴とする請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】 前記各々の整合フィルタの移動平均が、前記各々の整合フィ
ルタの出力においてピークを同期検出するために得られることを特徴とする請求
項３に記載の方法。 - 【請求項５】 実行平均は数１の等式に従って決定され、 【数１】 ｘn iは、ｎ番目のデータビット期間におけるｉ番目の整合フィルタ出力サンプ
ルの絶対値であり、 【数２】 数２は、ｎ−１番目のデータビット期間の終端部における対応するｉ番目のサ
ンプル実行平均であり、 αは、平均利得であり、０≦α≦１の値を持つことを特徴とする請求項４に記
載の方法。 - 【請求項６】 αは０．５より大きい値を持つことを特徴とする請求項５に
記載の方法。 - 【請求項７】 高ビットレート及び低ビットレートのどちらかを有する信号
を送信する送信局と少なくとも１つの受信局とを有するスペクトル拡散通信シス
テムにおいて、前記送信局は、低ビットレート信号源と、前記高ビットレート信
号のビットレートにほぼ等しいチップレートを有する積を与えるために、低ビッ
トレート信号を第２ＰＮ符号系列で乗算する手段と、前記高ビットレート信号源
と、既定の出力チップレート信号を持つスペクトル拡散信号を与えるために、前
記高ビットレート信号又は前記積を第１ＰＮ符号系列で乗算する手段とを有し、
前記少なくとも１つの受信局は、前記スペクトル拡散信号を受信し、復調する手
段と、前記復調された信号を前記第１ＰＮ符号系列と相関させる第１手段と、前
記第１の上述した相関ステップからの出力を前記第２ＰＮ符号系列と相関させる
第２手段と、前記第１手段の前記出力に強い相関ピークがあり、前記第２手段の
前期出力に相関ピークが無いことを検査して高ビットレート信号の存在を決定し
、前記第１手段の前記出力に少なくとも弱い相関ピークがあり、前記第２手段の
前期出力に強い相関ピークがあることを検査して低ビットレート信号の存在を決
定する手段とを有するスペクトル拡散通信システム。 - 【請求項８】 第１ＰＮ符号系列により拡散された高ビットレートを有する
信号と、前記第１ＰＮ符号系列及び第２ＰＮ符号系列により拡散された低ビット
レートを有する信号とを常に受信しているスペクトル拡散受信器において、前記
低ビットレートと第２ＰＮ符号系列との積は前記高ビットレートに等しく、前記
スペクトル拡散信号を受信し、復調する手段、前記復調された信号を前記第１Ｐ
Ｎ符号系列と相関させる第１手段、前記第１の上述した相関ステップからの出力
を前記第２ＰＮ符号系列と相関させる第２手段、及び前記第１手段の前記出力に
強い相関ピークがあり、前記第２手段の前記出力に相関ピークが無いことを検査
して高ビットレート信号の存在を決定し、前記第１手段の前記出力に少なくとも
弱い相関ピークがあり、前記第２手段の前期出力に強い相関ピークがあることを
検査して低ビットレート信号の存在を決定する手段を有するスペクトル拡散受信
器。 - 【請求項９】 相関するための前記第１手段及び第２手段は、各々整合フィ
ルタを有することを特徴とする請求項８に記載の受信器。 - 【請求項１０】 前記整合フィルタの各々は、実行平均を得る手段に結合さ
れ、前記手段は、前記各々の実行平均に同期するピークを決定するために具備さ
れることを特徴とする請求項９に記載の受信器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9930004.8 | 1999-12-17 | ||
| GBGB9930004.8A GB9930004D0 (en) | 1999-12-17 | 1999-12-17 | Multibit spread spectrum signalling |
| PCT/EP2000/012393 WO2001045278A2 (en) | 1999-12-17 | 2000-12-05 | Multibit spread spectrum signalling |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003517241A true JP2003517241A (ja) | 2003-05-20 |
Family
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