CN102163991B - 根据无线电信号的估计的延迟分布选择路径的设备和方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 21
- 238000013442 quality metrics Methods 0.000 claims description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 21
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 14
- 230000008569 process Effects 0.000 description 10
- 230000006870 function Effects 0.000 description 9
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 5
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 5
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 229910002056 binary alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001066 destructive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000011043 electrofiltration Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000012854 evaluation process Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 230000037361 pathway Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 description 1
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000007781 signaling event Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/318—Received signal strength
- H04B17/327—Received signal code power [RSCP]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7113—Determination of path profile
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/364—Delay profiles
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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Abstract
一种设备包括：延迟分布估计器，用于估计无线电信号的多个路径的延迟分布，其中所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率。所述设备还包括路径选择器，用于在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径。所述门限具有延迟分布的第一部分中的第一门限值，其高于延迟分布的第二部分中的第二门限值。
Description
技术领域
本发明涉及用于依靠门限（threshold）、根据无线电信号的估计的延迟分布（delay profile）选择路径的设备和方法。
背景技术
在无线通信中，多径传播是导致无线电信号通过两个或者更多个路径达到接收天线的现象。多径传播可以由电离层反射和折射或者由来自诸如山和建筑物之类的陆地物体的反射而导致。多径传播可以由于所接收的无线电信号的不期望的相长干扰和相消干扰以及相移而在接收机中产生差错。所生成的码间干扰使通信的质量降级。
无线电接收机（例如UMTS调制解调器或者Rake接收机）估计无线电信道的多径分布，以补偿多径传播的不期望的效应。然而，由无线电接收机估计的多径信号的弱路径与它们帮助进行解码相比生成更多的噪声，并且由此应当被拒绝。现场测试显示出接近强路径的弱路径呈现来自附近的强路径的许多干扰，并且由此使无线电接收机的性能降级。接收机可以增加用于根据多径分布选择路径的门限，以将弱路径从另外的处理中排除。然而，增加门限减少无线电接收机的精确度，因为未被附近的路径干扰的独立路径也被抑制。
由于这些和其它原因，需要估计多径分布的无线电接收机的改进。
发明内容
本发明的一个方面涉及一种用于从无线电信号的估计延迟分布选择路径的设备，该设备包括：
延迟分布估计器，其被配置为估计无线电信号的多个路径的延迟分布，所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率；以及
路径选择器，其被配置为在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径，
其中所述门限包括延迟分布的第一部分中的第一门限值以及延迟分布的第二部分中的第二门限值，其中第一门限值大于第二门限值。
本发明的另一方面涉及一种用于从无线电信号的估计延迟分布选择路径的方法，该方法包括：
估计无线电信号的多个路径的延迟分布，所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率；以及
在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径，
其中所述门限具有延迟分布的第一部分中的第一门限值以及延迟分布的第二部分中的第二门限值，其中第一门限值大于第二门限值。
本发明的又另一方面涉及一种接收机，该接收机包括：
延迟分布估计器，其被配置为估计无线电信号的多个路径的延迟分布，所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率；
路径选择器，其被配置为在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径；以及
rake接收机，其将rake耙指分配给由所述路径选择器选择的路径，
其中所述门限包括在围绕第一参考路径对称地布置的延迟分布的第一时间延迟部分中恒定的第一门限值、以及在延迟分布的第二时间延迟部分中恒定的第二门限值，其中第一门限值大于第二门限值，并且其中第二时间延迟部分与第一时间延迟部分相邻，并且其中第一时间延迟部分具有大于码片的时间长度的时间长度。
附图说明
附图被包括以提供对实施例的进一步理解，并被并入本说明书中且构成本说明书的一部分。附图图示实施例，并且与说明书一起用于解释实施例的原理。其他实施例和实施例的很多预期的优点将容易理解，因为它们通过参考下面的详细描述而变得被更好地理解。附图的元件不必相对于彼此成比例。类似的参考标号指示相应的相似部件。
图1示意性地图示了根据一个实施例的设备。
图2示意性地图示了根据3GPP TS 25.101规范的延迟分布以及根据一个实施例的设备的门限。
图3a描绘了图示在现场观察的UMTS延迟分布的路径功率的示例分布的直方图。
图3b描绘了图示在现场观察的UMTS延迟分布的时间延迟的示例分布的直方图。
图4示意性地图示了根据一个实施例的设备的门限。
图5示意性地图示了根据一个实施例的设备的门限。
图6示意性地图示了根据一个实施例的CDMA接收机。
具体实施方式
在下面的详细描述中参照附图，所述附图形成其一部分，并且在附图中通过图示示出其中可以实践本发明的特定实施例。在这点上，参照所描述的附图的定向来使用方向术语，诸如“顶部”、“底部”、“前”、“后”、“领先的”、“尾随的”等等。由于可以将实施例的组件以多个不同的定向而定位，使用方向术语以用于例示的目的，而绝不是进行限制。将理解：在不偏离本发明的范围的情况下，可以利用其它实施例，并且可以做出结构或者逻辑的改变。因此，不在限制的意义上进行下面的详细描述，并且本发明的范围由所附的权利要求限定。
将理解：这里描述的各个典型实施例的特征可以相互结合，除非另外特别指出。
如在本说明书中所采用的，术语“耦合的”和/或“电耦合的”不意味着指元件必须直接耦合在一起；可以在“耦合的”或者“电耦合的”元件之间提供介入元件。
下面描述包括用于估计无线电信号的多个路径的延迟分布的延迟分布估计器以及用于根据延迟分布选择路径的路径选择器的设备。
延迟分布（也被称为功率延迟分布）给出作为时间延迟的函数的通过多径信道接收的信号的强度。时间延迟是多径到达之间的行程时间上的差。横坐标以时间为单位，纵坐标通常是以分贝表示的。它可以凭经验测量，并且可以用于提取诸如延迟扩展之类的特定信道参数。
在一个实施例中，可以设计该设备来实施UMTS（通用移动电信系统）标准，例如UMTS标准的版本99，4，5，6，7，8，9，10之一以及更高的版本。所述设备可以实施HSPA（高速分组接入）标准，其包括下行链路方向上的HSPA（HSDPA）以及上行链路方向上的HSPA（HSUPA）。可以设计该设备来实施HSPA+（演进的HSPA）标准、CDMA（码分多址接入）标准、WCDMA（宽带CDMA）标准、LTE（长期演进）移动通信标准、E-UTRAN（演进的通用陆地无线电接入网络）标准、HSOPA（高速正交频分复用分组接入）标准或者由3GPP（第三代合作伙伴项目）标准化组织定义的超级3G标准。使用WCDMA的UMTS使用HSDPA支持高达84 Mbit/s的最大理论数据传输速率，尽管在所部署的网络中的用户在下行链路连接中对于R99手机可以预期大约384 kbit/s的数据传输速率，对于HSDPA手机可以预期大约7.2 Mbit/s的数据传输速率。
还可以设计该设备来实施WiMAX（用于微波存取的全球互通性）标准或者IEEE（电气和电子工程师学会）802.16标准。下面描述的设备也可以被设计来实施其他标准，例如蓝牙、IrDA（红外数据协会）、CDMA2000、WiFi（无线保真度）、GSM（全球移动通信系统）、EDGE（用于GSM演进的增加的数据速率）、GPRS（通用分组无线电服务）。
下面描述的设备可以取决于由CDMA标准定义的参数，例如码片速率。在CDMA中，码片是直接序列扩频（DSSS）代码的脉冲，诸如在直接序列码分多址（CDMA）信道访问技术中使用的伪噪声代码序列。在二进制直接序列系统中，每个码片典型地是幅度为+1或-1的矩形脉冲，其被乘以数据序列（类似地，是表示消息比特的+1或-1），并且被乘以载波波形，从而形成发送的信号。因此，码片仅仅是来自代码生成器的比特序列；它们被称为码片以避免使其与消息比特混淆。代码的码片速率是代码被发送或者接收的每秒的脉冲的数目（每秒的码片）。码片速率大于码元速率，这意味着一个码元由多个码片代表。该比率被称为扩频因数（SF）或者处理增益。
码元速率是使用例如通过QAM或者QPSK调制的数字调制的信号、每秒对传输介质做出的码元改变（信令事件）的数目。码元是对于固定时间段持续的通信信道的状态或者有效状况。发送设备以固定的并且已知的码元速率将码元放置在信道上，接收设备具有检测码元的序列以便重建所发送的数据的任务。在CDMA系统中，术语码元可以指在应用CDMA扩频代码之前、使用例如QAM的调制方案调制的一个信息比特或者信息比特块。由此，码元速率等于或者低于码片速率。
设备可以包括集成电路或无源器件。集成电路可以通过不同的技术来制造，并且可以例如被设计为逻辑集成电路、模拟集成电路、混合信号集成电路、或者存储器电路。
下面描述的设备可以在Rake接收机、G-Rake（广义Rake）接收机、均衡器中实施，或者在利用所接收的无线电信号的多径信息的无线电接收机中实施。
无线电接收机是接收无线电信号并且使用电滤波来补偿无线电信道干扰无线电信号的传输的效应的电子电路。为了补偿由于无线电信道造成的失真，无线电接收机可以估计无线电信道的信道参数，以通过向所接收的无线电信号应用逆信道参数来均衡所接收的无线电信号。
无线电信号是由无线电发射机（发送器）以大约3 Hz到300 GHz的范围内的射频（RF）发射的射频信号。此范围对应于用于产生和检测无线电波的交流电信号的频率。RF通常指电子电路中的振荡。
均衡器是用于改变系统的频率响应特性的目的的设备。它们可以使用无源或有源电子组件或者数字算法来影响系统的频率特性。移动无线电系统中的无线电信道通常是多径衰减信道，其导致所接收的信号中的码元间干扰（ISI）。为了从信号中移除ISI，可以使用不同类型的均衡器。基于格形搜索的检测算法，例如MLSE（最大似然序列估计）或者MAP（最大后验概率），提供良好的接收机性能，但是呈现高计算投入。为了减少计算复杂程度，利用呈现合理的计算复杂程度的近似算法，诸如Rake、G-Rake、LMMSE（线性最小均方误差）、去相关器/置零器、SIC/PIC（连续干扰消除/并行干扰消除）、球形解码器或者列表解码器。
可以利用Rake接收机、G-Rake接收机或者均衡器来对抗多径衰减的效应。这可以通过使用若干子均衡器或“耙指（finger）”（即，每个被分配给不同的多径分量的若干相关器）来实现这点。每个耙指独立地均衡单个多径分量，在稍后的阶段合并所有耙指的贡献以便最大程度地利用每个传输路径的不同的传输特性。结果是多径环境中的更高的信噪比。
Rake接收机以及均衡器需要关于包括指示信号能量的不同扩展路径的可用多径或者多个路径的信道的延迟分布的知识。延迟分布（也被定名为多径分布）可以由在Rake接收机/均衡器内实施的延迟分布估计器来提供，或者作为对于Rake接收机/均衡器的预处理级而提供。为了适当地或者最优地选择表示多径信号能量的耙指，可以使用路径选择器。路径选择器根据由延迟分布估计器估计的延迟分布来选择路径并且将所选择的路径提供给Rake/G-Rake接收机或者提供给均衡器，以便改进Rake接收机/均衡器的操作。
通过使用Rake接收机、G-Rake接收机或者均衡器，可以有效地将具有不同延迟的不同路径组合以获得路径分集增益。由于无线电信道的窄传输脉冲和大传输带宽，可以通过使用Rake接收机来克服无线电信道的特征中所产生的ISI和长延迟扩展。
均衡器可以包括合并的自适应Rake/G-Rake和均衡器结构，其被称为MMSE（最小均方误差）算法，用于代替通常的最大比值合并（MRC）Rake接收机来减少多径损害和ISI。
图1示意性地图示了根据一个实施例的设备100。设备100包括延迟分布估计器102以及路径选择器104。延迟分布估计器102接收无线电信号106，其可以是包括由延迟分布108指示的多个路径信号的多径信号。
延迟分布108示出了作为时间延迟D的函数的无线电信号106的多个路径（多径）的信号功率P。在图1中描绘的延迟分布108中，图示了三个多个路径。时间延迟D是在多径到达之间的行程时间上的差。横坐标D以时间为单位，纵坐标P可以例如以分贝表示。
延迟分布估计器102估计无线电信号106的延迟分布108，并且提供包含原始延迟分布108的多个路径的估计的所估计的延迟分布110。所估计的延迟分布110可以例示无线电信号106的所估计的信号功率P与时间延迟D的关系。所估计的延迟分布110可以由延迟分布估计器102存储为包括表示信号功率的数目以及表示时间延迟的数目的表。在一个实施例中，所述表可以具有列表（例如级联列表）或者另一种适当的数字表示的形式。
路径选择器104根据由延迟分布估计器102估计的所估计的延迟分布110来选择一个或者多个路径，并且提供包含无线电信号106的所选择的信号功率P与时间延迟D的关系的所选择的延迟分布112。所选择的延迟分布112也可以被存储为表或列表或者另一种适当的表示。
路径选择器104使用门限114以通过选择具有高于门限114的信号功率的路径并且抑制那些具有低于门限114的信号功率的路径，来根据所估计的延迟分布110而选择路径。门限114具有（所估计的）延迟分布110的第一部分21中的第一门限值11以及延迟分布110的第二部分22中的第二门限值12。在一个实施例中，第一门限值11高于第二门限值12。第一部分21和第二部分22是时间延迟D的部分。
在一个实施例中，门限114可以被预先确定，以使得围绕延迟分布110的第一参考路径布置第一部分21，并且使得第一部分21的范围具有预先确定的长度。第一参考路径可以例如是延迟分布110中其信号功率可以被归一化为0 dB的最强路径。在一个实施例中，长度可以由指示典型的多径分布的现场测试的评估而产生。它可以被选择以使得由最强的路径导致的伪像或者干扰被门限114抑制，而独立的路径通过门限114。
现场测试显示：强路径的伪像或干扰位于具有大约低于码片长度Tc三倍的距离的强路径附近。门限114可以在由强路径的伪像或干扰产生的弱路径和作为无线电信号106的独立多径的弱路径之间进行区分，其中所述门限114具有：围绕最强路径布置的第一部分21，其具有低于最强路径的信号功率并且高于较弱路径的信号功率的第一门限值11；邻近第一部分21的第二部分22，其具有低于第一门限值11的第二门限值12。通过抑制所估计的延迟分布110中的伪像或者干扰，设备110能够增加接收所选择的延迟分布112的Rake接收机/均衡器中的处理精度。
根据一个实施例，表1示出了由3GPP（第三代合作伙伴项目）在技术规范3GPP TS 25.101 “UE Radio transmission and Reception (FDD)”中定义的用于测试无线电接收机的延迟分布（路径分布）。该表定义了对于不同的强和弱路径的平均值。情况1定义了具有0 ns的相对延迟和0 dB的相对平均功率的强路径、以及具有976 ns的相对延迟和-10 dB的相对平均功率的弱路径。976 ns的相对延迟对应于大约3.75 Tc，其中Tc是码片长度。为了通过“情况1”测试，无线电接收机应当在976 ns时检测平均信号功率-10 dB的弱路径。
表1：根据版本99以及更高版本的3GPP TS25.101的路径分布
情况3定义了具有0 ns的相对延迟和0 dB的相对平均功率的强路径、以及具有260 ns、521 ns以及781 ns的相对延迟和对应的-3 dB、-6 dB以及-9 dB的相对平均功率的三个较弱的路径。781 ns、521 ns以及260 ns的相对延迟对应于大约3 Tc、2 Tc以及1 Tc。为了通过“情况3”测试，无线电接收机应当检测强路径以及全部三个较弱的路径。
图2描述了根据3GPP TS 25.101的延迟分布以及根据实施例的门限114。根据实施例的设备100可以使用图2中图示的门限114，其具有范围围绕参考路径200（其是0 ns的相对延迟D以及0 dB的相对平均功率P的强路径）的第一部分21中的-9 dB的第一门限值11，并且具有范围与第一部分21相邻的第二部分22中的-13 dB的第二门限值12。
图2描绘了对应于表1的强路径200（参考路径，0 dB / 0 ns）以及七个弱路径201、202、203、204、210、211、以及212。弱路径201（-10 dB / 976 ns）对应于表1的“情况1”测试，弱路径202 （-3 dB / 260 ns）、203（-6 dB / 521 ns）以及204（-9 dB / 781 ns）对应于表1的“情况3”测试。另外的三个更弱的路径210、211以及212表示由强路径200导致的伪像。通过使用在第一部分21与第二部分22之间转变的门限114，设置为大约码片长度的三倍（3 Tc）的门限转变延迟，测试“情况1”和“情况3”都被通过。门限114抑制强路径114附近的伪像210、211、212，同时源自无线电信号106的独立多径的弱路径201、202、203和204被允许通过路径选择器104。利用-13 dB的恒定门限，弱独立多径与伪像之间的这种分离将是不可能的。
在一个实施例中，门限114包括两部分21和22。第一部分21可以围绕参考路径200对称或者不对称地布置。第一部分21与第二部分22之间的第二转变（在图2中未示出）例如对于对称布置可以在负时间延迟的范围中被设置为例如-3Tc，或者对于不对称布置被设置为例如-2Tc。第二转变可以使第一部分21与另外的部分（在负时间延迟的范围中）分离，其具有与第二部分22相同的第二门限值12，其可以是第二部分22的继续。所述另外的部分也可以是不同于第二部分22的具有不同门限值的部分。具有不同的门限的另外的部分也可以被布置在与第二部分22连续的正时间延迟的范围中、在第一部分21内或者第二部分22内或者第一部分21与第二部分22之间的范围中。所有这种替代实施例预期落入本发明的范围内。
在一个实施例中，门限114在第一部分21中恒定在-9 dB，并且在第二部分22中恒定在-13 dB。门限114不需要恒定，可以选择任意形状，例如Sin(x)/x函数、升余弦或者任何其它滤波函数的形状。门限114可以表示为具有表示时间延迟D的行和表示信号功率P的列（或者反之）的表。第一部分21与第二部分22之间的转变可以是例如无缝的转变或者逐步的或者阶梯状的转变。
在一个实施例中，为第一门限值11和第二门限值12发现适当的或者最优的值可以通过评估现场测试的结果来实现。图3a和图3b图示来自这种现场测试的结果。可替换地，可以根据本发明的替代实施例来利用发现或者另外建立适当的或者最优的值的其它方式。
图3a描绘了图示在现场观察的UMTS传输的延迟分布的第二（最强的）路径2和第三（最强的）路径3的路径功率的示例分布的直方图。所述分布对于第二路径2和第三路径3的信号功率的值而绘制。例如被用作参考路径的最强的第一路径未在图3a中图示。第二路径2对于假定的功率-14 dB、-13 dB、-12 dB、-11 dB、-10 dB、-9 dB、-8 dB、-7 dB、-6 dB、-5 dB以及-4 dB具有0.2%、2%、5%、11%、27%、33%、16%、4%、1%、0.5%以及0.1%的（概率）分布。第三路径3对于假定的功率-14 dB、-13 dB、-12 dB、-11 dB、-10 dB、-9 dB、-8 dB、-7 dB、-6 dB、-5 dB以及-4 dB具有3%、23%、27%、18%、8%、3%、1%、0.3%、0.1%、0.05%以及0.01%的（概率）分布。
图3b描述了图3a中图示的延迟分布的第二路径2和第三路径3的时间延迟的示例分布的直方图。所述分布对于第二路径2和第三路径3的时间延迟的值而绘制。被用作参考路径的最强的第一路径未在图3b中图示。第二路径2对于假定的以半码片（Tc/2）为单位的0、1、2、3、4、5、6、7、8的时间延迟具有0.05%、0.1%、7.5%、2%、30%、58%、2.3%、0.05%以及0.01%的（概率）分布。第三路径3对于假定的以半码片（Tc/2）为单位的0、1、2、3、4、5、6、7、8的时间延迟具有0.05%、0.01%、32.5%、3%、5.5%、3.5%、27.5%、27%以及0.1%的（概率）分布。
根据图3b的直方图，明显的是：第二路径2和第三路径3中的大多数具有半码片长度Tc/2 2到7倍的时间延迟。通过估计图3a的直方图，了解到第二路径2和第三路径3中的大多数具有在-14 dB到-5 dB之间的路径功率。对于在现场检测第二路径2和第三路径3而言，以下是适当的选择：如在图2中预先确定的门限114，其具有范围从0 ns到781 ns（3Tc）的延迟的第一部分21中的例如-9 dB的第一门限值11以及用于高于3Tc的延迟的第二部分22中的例如-13 dB的第二门限值12。
图4示意性地图示了根据一个实施例的设备的门限。图4描绘了图示以分贝测量的多径的相对信号功率P相对于以ns或者以码片长度Tc测量的时间延迟D的示例延迟分布。半码片长度Tc/2在延迟轴D上由网格元素描绘。延迟分布具有最强的路径441、第二最强的路径442、第三最强的路径443、第四最强的路径444、以及六个较弱的路径445、446、447、448、449以及450。
根据一个实施例的设备包括：延迟分布估计器，用于估计如图4中描绘的延迟分布；以及路径选择器，用于通过使用如图4中描述的门限400来根据延迟分布选择路径。如果相应路径的信号功率高于门限400的门限值，则选择路径。具有最强的信号功率并且由此被选择为（第一）参考路径的路径441的信号功率被归一化为0 dB。另外的路径442到450具有降序-2 dB、-4 dB、-7 dB、-10 dB、-12 dB、-14 dB、-14 dB、-16 dB、以及-16 dB的信号功率。
在一个实施例中，门限400包含三部分421、422以及423，其中门限具有不同的门限值。在围绕参考路径441布置的第一部分421中，门限400具有-9 dB的第一门限值411。在与第一部分421相邻并且与第三部分423相邻的第二部分422中，门限400具有-13 dB的第二门限值412。在围绕被选择为第二参考路径的第二最强的路径442布置的第三部分423中，门限400具有-11 dB的第三门限值413。第一部分421对称地位于围绕第一参考路径441的“范围1”的范围内，并且第三部分423对称地位于围绕第二参考路径442的“范围1”的范围内，而时间延迟D轴的剩余部分用于第二部分422，以使得第二部分422充当具有-13 dB的第二门限值412的基本门限。
在图4图示的实施例中，第一部分421的长度“范围1”等于第三部分423的长度“范围1”，并且两个部分都分别围绕第一参考路径441和第二参考路径442对称地布置。其它实施例具有第一部分421和第三部分423的不同长度。可以是部分421、423之中的仅一个或者部分421、423没有一个对称地围绕对应的参考路径布置。第一门限值411和第三门限值413可以不同，如图4中所描绘的，或者它们可以在高度上相等。
图4描绘了门限值411和门限值413两者在高度上不同的情况。第一门限值411被设置为第一参考路径441的信号功率（其被归一化为0 dB）与预先确定的“门限1”值（其为9 dB）的差。在一个实施例中，相同的预先确定的“门限1”值被用于确定第三门限值413。第三门限值413被设置为第二参考路径442的信号功率与“门限1”值的差。第二门限值412被设置为第一参考路径441的信号功率与预先确定的“门限0”值（其为13 dB）的差。在一个实施例中，此第二门限值412充当基本门限，以使得没有门限值低于基本门限。
如果第二路径442具有更低的信号功率，并且其信号功率与“门限1”值之间的差等于或者低于第二门限值412，则第三门限值413将被设置为等于第二门限值412。这是以下的情况：第三路径443具有-4 dB的信号功率，从而导致差-4 dB – 9 dB = -13 dB等于第二门限值412（-13 dB）；并且这也是以下的情况：第四路径444具有-7 dB的信号功率，从而导致差-7 dB - 9 dB = -16dB小于第二门限值412（-13 dB），并且由此被设置为-13 dB。
在图4的图中，两个门限值411和413被描绘为与基本门限412的第二门限值412不同。较弱的路径443到450的信号功率不够强，不足以克服“门限1”值。根据另一个实施例，不同于第二门限值（基本门限值）的门限值的数目可以被预先确定。这可以例如是当用户想要调整要在后续的Rake接收机中处理的多径的数目时的情况。用户可以选择对应的门限值，以使得预先确定的数目的多径可以通过路径选择器，并且围绕所选择的多径的时间延迟部分中的伪像或者干扰被路径选择器抑制。用户可以为所有的路径选择相同的门限值，或者可以对于与围绕每个多径的部分相关联的门限值使用依靠信号功率的选择。
在一个实施例中，第一部分421和第三部分423可以不被第二部分422分开（图4中未示出）。在此情况下，第一部分421和第三部分423可以合并为具有单个门限值的单个部分，所述单个门限值可以是第一门限值411或者第三门限值413，或者两个门限值的组合，例如两个门限值的和或者最大值。可替代地，两个部分421和423重叠的范围可以是两个门限值411和413的组合，例如两个值的相加或者最大值。部分421和423不重叠的部分的门限值可以不改变，即，第一部分421的不重叠的部分具有第一门限值411，第三部分423的不重叠的部分具有第三门限值413。
通过将门限400应用于图4中描绘的延迟分布，路径选择器选择路径441、442、443和444，这些路径的信号功率高于门限400并且抑制其信号功率低于门限400的剩余的路径445至450。这些剩余的路径445至450被分配给源自独立强路径（441，442）的伪像和干扰（445, 446, 450）或者将不被用于另外的处理的噪声路径（447, 448, 449）。
用于“门限1”值的9 dB和用于“门限0”值的13 dB的值是根据如图3a和3b中描绘的现场测试的评估获得的适当的值。通过同一个评估，第一部分421和第三部分423的“范围1”的长度被确定为Tc的六倍，其中Tc是码片长度。自不必说，可以为其它实施例确定适于其它的现场测试或者评估过程的不同的“门限1”、“门限0”和“范围1”值的值。
图4中图示的实施例导致所选择的多径的高噪声容限，并且也通过为不同的路径延迟设置不同的门限值来拒绝源自独立的多径的干扰路径。除了13 dB的基本门限“门限0”之外，在范围1/2的距离之内围绕强路径441使用不同的门限“门限1”。针对图3a和图3b中描绘的现场测试统计的适当的值可以是例如：门限1 = 9 dB，范围1 = 6 Tc = 12 Tc/2。
利用示例值范围1 = 6 Tc，也可以避免对于其延迟分布在上面在表1中列出并且在图2中描绘的“情况1”3GPP测试的影响。由于“情况1”测试的弱且第二路径201处于976 ns（3.75 Tc），即在门限1的窗之外，额外的门限1对于3GPP测试的性能没有影响。对于第二路径201，仅应用13 dB的一般门限0。为了通过3GPP性能需要，976 ns处的-10 dB的第二路径不需要被拒绝。第二路径离第一强路径200的距离（0 dB / 976 ns = 3.75 Tc）足够大，而不被第一强路径200影响。像“情况3”测试那样的其它的3GPP参考信道情况包含较靠近最强路径200的路径202、203、204（-3 dB / 260 ns，-6 dB / 521 ns、-9 dB / 781 ns）。但是如果门限1被正确地配置，例如被配置为如图4描绘的9 dB，则所述路径202、203、204足够强，足以高于门限1。因此，对于这些信道的影响也被最小化。参数门限0、门限1以及范围1被灵活地调谐，以适应现场和3GPP测试的需要。
根据一个实施例，可以相对于最强的路径（如图4中描绘的参考路径441）或者相对于被设置为参考路径的另一路径而设置门限1。可以是仅一个门限值411或者413不同于第二门限值412，或者可以是多个门限值411、413等都不同于第二门限值412。它们的高度（门限值）可以被设置到设置作为参考路径的一个路径的信号功率减去门限1。根据一个实施例，可以相对于所有的路径来设置门限1，其中其信号功率落在门限0之下的路径不被路径选择器选择。
根据一个实施例，门限400被逐小区地评估，其中表述“小区”描述移动通信基站的范围。UMTS接收机例如可以解调从六个不同的小区到达的无线电信号，并且可以评估它们的延迟分布。根据一个实施例的UMTS接收机的路径选择器可以根据所述六个延迟分布来确定组合的门限，或者可以单独地评估所述六个延迟分布中的每一个。
门限400可以取决于总体质量，例如小区质量、信噪比Ec/Io、或者其它的小区特性参数。门限400可以取决于路径功率，例如可以为最强的路径441以及其它路径442至450选择不同的门限。门限400可以通过评估图3a和图3b中描绘的直方图来调节，或者门限400可以通过在线自适应过程来调节。这例如可以通过测量不同的多径的信号功率以及通过选择准则来连续自适应调节门限来实现。所述选择准则可以是：标识强和弱路径，并且相对于强路径对弱路径的相对信号功率和相对时间延迟加权，从而允许将路径分配给独立多径或者分配给源自强路径之一的伪像或者干扰路径。
门限400可以具有不同于第二（基本）门限值412的门限值411和413的重叠部分421和423。根据一个实施例，仅使用最大的门限值，即第一门限值411。在其中多于两个部分在延迟轴上重叠并且由此形成重叠部分的多重叠的情况下，这些多个门限值中仅对于重叠部分做出贡献的最大门限值被用于形成门限400。
对于包括具有根据图4中描绘的实施例的门限400的路径选择器的UMTS设备，可以利用路径分布在测试环境下对于无线电信道进行编程，所述路径分布通过例如与信噪比有关的不同的性能来示出耙指拒绝门限411、413中的差异。在其中门限1为9 dB并且门限0为13 dB的实例中，这可以是BLER（块误差率）性能与AWGN（加性高斯白噪声）的比较以及具有0 dB（位置0）的主路径和在变化的位置处的-10 dB（以及其它的幅度）的一个附加路径。根据对于附加路径的不同位置的不同性能，可以推断出耙指放置/拒绝机制。
图5示意性地图示了根据一个实施例的设备的门限。图5描绘了对应于图4中图示的延迟分布的示例延迟分布，具有最强的路径441、第二最强的路径442、第三最强的路径443、第四最强的路径444、以及六个较弱的路径445、446、447、448、449以及450。
根据一个实施例的设备包括延迟分布估计器，其估计如图5中描绘的延迟分布并且包含用于通过使用如图5中描绘的门限500来根据延迟分布选择路径的路径选择器。如果对应的路径的信号功率高于门限500的相应的门限值，则选择路径。
门限500包含5个部分521、522、523、524以及525，其中门限500具有不同的门限值。在具有围绕参考路径441布置的两个不相邻的部分的第一部分521中，门限500具有-9 dB的第一门限值511。在与第一部分521相邻并且与第三部分523相邻的第二部分522中，门限500具有-13 dB的第二门限值512。在具有围绕被选择为第二参考路径的第二最强的路径442布置的两个不相邻的部分的第三部分523中，门限500具有-11 dB的第三门限值513。在围绕第一参考路径441对称地布置并且与第一部分521的两部分相邻的第四部分524中，门限500具有-7 dB的第四门限值514。在围绕第二参考路径442对称地布置并且与第三部分523的两部分相邻的第五部分525中，门限500具有-9 dB的第五门限值515。
当比较图4和图5时，明显的是：图4的第一部分421在图5中被第一部分521和第四部分524替代。此外，图5的第一门限值511对应于图4的第一门限值411，第四门限值514代表附加门限值。图4的第三部分423对应于图5的第三部分523以及第五部分525，其中图5的第三门限值513对应于图4的第三门限值413，第五门限值515代表附加门限值。具有图4的第二门限值412的第二部分422对应于具有形成基本门限值的图5的第二门限值512的第二部分522。
围绕第一参考路径441、在“范围2”的范围内对称地布置第四部分524，围绕第二参考路径442、在“范围2”的范围内对称地布置第五部分525。围绕第一参考路径441、在“范围1”的范围内对称地布置第一部分521和第四部分524的组合，围绕第二参考路径442、在“范围1”的范围内对称地布置第三部分523和第五部分525的组合。时间延迟轴D的剩余部分被具有-13 dB的第二门限值512的第二部分522占据。
在图5中，第一部分521和第四部分524的组合的长度“范围1”等于第三部分523和第五部分525的组合的长度“范围1”，并且上述组合的部分分别围绕第一参考路径441和第二参考路径442对称地布置。而且，第四部分524的长度“范围2”等于第五部分525的长度“范围2”，并且这两个部分分别围绕第一参考路径441和第二参考路径442对称地布置。
其它实施例具有第一部分521、第三部分523、第四部分524以及第五部分525的不同长度。可以是组合的部分521/524、523/525中的仅一个或者组合的部分521/524、523/525没有一个围绕对应的参考路径对称地布置。可以是部分524和525中的仅一个或者部分524和525没有一个围绕对应的参考路径对称地布置。可以是部分521和523中的仅一个或者部分521和523没有一个围绕对应的参考路径对称地布置。第一部分521的两个部分可以围绕第一参考路径441对称地布置，而第四部分524可以围绕第一参考路径441不对称地布置。第三部分523的两部分可以围绕第二参考路径442对称地布置，而第五部分525可以围绕第二参考路径442不对称地布置。
第一门限值511、第三门限值513、第四门限值514以及第五门限值515可以是不同的，或者它们中的两个、三个或者全部可以在高度上相等。在图5中，第一门限值511等于第五门限值515，而其他门限值512、513以及514是不同的。
图5描绘了第一门限值511和第三门限值513在高度上不同并且第四门限值514和第五门限值515在高度上不同的情况。第一门限值511被设置为第一参考路径441的信号功率（其被归一化为0 dB）与预先确定的“门限1”值（其为9 dB）的差。应用相同的预先确定的“门限1”值，以用于确定第二参考路径442的信号功率与“门限1”值的差，从而产生第三门限值513。第四门限值514被设置为第一参考路径441的信号功率与预先确定的“门限2”值（其为7 dB）的差。应用相同的预先确定的“门限2”值，以用于确定第二参考路径442的信号功率与“门限2”值的差，从而产生第五门限值515。第二门限值512被设置为第一参考路径441的信号功率与预先确定的“门限0”值（其为13 dB）的差。此第二门限值512充当基本门限，以使得没有门限值低于所述基本门限。
如果第二路径442具有更低的信号功率，并且其信号功率与“门限1”值之间的差将等于或者低于第二门限值512，则第三门限值513将被设置为等于第二门限值512。这是以下的情况：第三路径443具有-4 dB的信号功率，从而导致差-4 dB – 9 dB = -13 dB等于第二门限值512（-13 dB）；并且这也是以下的情况：第四路径444具有-7 dB的信号功率，从而导致差-7 dB - 9 dB = -16dB小于第二门限值512（-13 dB），并且由此被设置为-13 dB。
如果第二路径442具有更低的信号功率，并且其信号功率与“门限2”值之间的差将等于或者低于第三门限值513，则第五门限值515将被设置为等于第三门限值513。如果第一路径441具有更低的信号功率，并且其信号功率与“门限2”值之间的差将等于或者低于第一门限值511，则第四门限值514将被设置为等于第一门限值511。
组合的第一部分521和第四部分524与组合的第三部分523和第五部分525可以不被第二部分522分开（图5中未示出）。在此情况下，组合的第一部分521和第四部分524与组合的第三部分523和第五部分525可以合并为具有单个门限值的单个部分，所述单个门限值可以是第一门限值511、第三门限值513、第四门限值514或者第五门限值515，或者这些门限值的组合，例如这些门限值的相加或者最大值。可替代地，其中部分521、523、524、525或者它们的各部分重叠的范围可以是它们的门限值511、513、514、515的组合，例如这些值的相加或者最大值，而非重叠的部分具有它们相应的门限值，即对于非重叠第一部分521的第一门限值511、对于非重叠第三部分523的第三门限值513、对于非重叠第四部分524的第四门限值514、以及对于非重叠第五部分525的第五门限值515。
通过将门限500应用于图5中描绘的延迟分布，路径选择器选择路径441、442、443和444，这些路径的信号功率高于门限500并且抑制其信号功率低于门限500的剩余的路径445至450。这些剩余的路径445至450被分配给源自独立强路径（441，442）的伪像和干扰（445, 446, 450）或者将不被用于另外的处理的噪声路径（447, 448, 449）。
在一个实施例中，用于“门限1”值的9 dB、用于“门限2”值的7 dB以及用于“门限0”值的13 dB的值是根据如图3a和3b中描绘的现场测试的评估获得的适当的值。通过同一个评估，“范围1”的长度被确定为Tc的六倍，“范围2”的长度被确定为Tc的三倍，其中Tc是码片长度。自不必说，可以为其它实施例确定适于其它的现场测试的“门限1”、“门限2”、“门限0”和“范围1”和“范围2”值的不同值。
利用示例值范围1 = 6 Tc以及范围2 = 3 Tc，可以避免对于其延迟分布在上面在表1中列出并且在图2中描绘的“情况1”3GPP测试的影响。可以通过使用门限500来改进要被路径选择器选择的独立的多径与不需要的干扰路径之间的区分。此门限500模拟围绕强路径的干扰分布的形式。靠近强路径，路径是干扰路径的概率高，而远离强路径，路径是干扰路径的概率低。通过使用多于具有图5中描绘的门限值的五个部分，可以模拟门限500的不同形状。根据一个实施例，门限500的形状可以适于已知的或者所测量的干扰分布，或者适于理论干扰分布，例如sin(x)/x或者另一个窗函数。
图6示意性地图示了根据一个实施例的CDMA无线电接收机。CDMA无线电接收机600包括延迟分布估计器102、路径选择器104以及rake接收机602。延迟分布估计器102以及路径选择器104对应于上述的图1的相应的设备102和104。
路径选择器104通过使用门限、根据由延迟分布估计器102估计的所估计的延迟分布110来选择一个或者多个路径，并且向rake接收机602提供包含无线电信号106的所选择的信号功率P与时间延迟D的关系的所选择的延迟分布112。该门限可以对应于图1、2、4和5中描绘的门限114、400以及500之一。所选择的延迟分布112也可以存储为表或列表，或者以另一种适当的表示存储。
Rake接收机602连接到路径选择器104，并且接收由路径选择器104提供的所选择的延迟分布112。由CDMA无线电接收机600接收的无线电信号106可以是CDMA无线电信号，其被使用码分多址（CDMA）技术来编码。
CDMA技术在第三代移动无线电的W-CDMA系统（例如特别是UMTS中）用作多接入方法。在CDMA中，多个订户占据相同的频带，但为每个订户或者由每个订户不同地编码无线电信号。不同的CDMA编码通过使用施加在每个数据码元上的特定于订户的CDMA扩频代码为了订户分离而提供。CDMA扩频代码序列的元素是上述码片，码元周期是码片周期的倍数。
Rake接收机602包含多个所谓的rake耙指，一个rake耙指被分配给对应于一个所选择的传输路径的所接收的延迟分布112的一个多径，并且由此被分配给一个所接收的信号版本。在每个rake耙指中，利用扩频代码以码片时钟速率对所接收的信号进行解扩。在此过程中，根据由路径选择器104选择的、被分配给rake耙指的传输路径的延迟，为每个rake耙指在时间上单独移置（displace）所接收的信号，或者作为替代移置扩频代码。由最大比值合并器（MRC）根据传输路径的衰减以码元速率对各个rake耙指的解扩信号进行加权，并对其进行叠加。叠加后的信号604由rake接收机602在CDMA无线电接收机600的输出端处提供。由rake耙指的信号的叠加产生的增益是多径分集增益。
通过代替所估计的延迟分布110而接收所选择的延迟分布112，rake接收机602处理可靠的rake耙指。rake耙指被分配给具有关于独立多径的最高功率分量的那些路径分量。不将rake耙指分配给源自强路径的干扰或者伪像。由此，所接收的CDMA无线电信号106的信号功率的最优比例在多个独立多径分量上分布，并且在最大比值合并器中叠加。Rake耙指仅分配给功率高于噪声电平并且高于干扰电平的那些路径分量。
由CDMA无线电接收机600的路径选择器104进行的非噪声和非干扰多径的预先选择允许rake接收机602处理无（统计）噪声和干扰噪声的路径分量，由此避免在CDMA无线电接收机600的输出处多径分集增益的损害。由此，相对于传统的CDMA接收机，改进了作为CDMA无线电接收机600的质量的质量度量的CDMA无线电接收机600的输出处的比特误差率（BER）。通过限制提供给rake接收机602的多径的数目，可以优化rake接收机602的计算复杂程度，因为减少了并行处理路径的数目。另外，或者作为替代，具有受限制数目的耙指的rake接收机602可以通过空闲的耙指处理资源来处理其它多径，例如具有较高的时间延迟或者较低的信号功率的路径，以便提高多径分集增益的精确度。
一种用于估计无线电信号的延迟分布并且根据其选择路径的方法包括估计无线电信号的多个路径的延迟分布，其中延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率。所述方法还包括：在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径。所述门限具有高于延迟分布的第二部分中的第二门限值的延迟分布的第一部分中的第一门限值。第一和第二部分是时间延迟部分。延迟分布的第一部分可以围绕第一参考路径对称地布置。
另外，尽管可能已经相对于若干实施方式中的仅一个公开了本发明的实施例的特定特征或者方面，但是这种特征或者方面可以与对于任何给定的或者特定的应用来说可能是期望的或者有利的其它实施方式的一个或者多个其它特征或者方面结合。此外，就术语“包含”、“具有”、“带有”、或者它们的其它变型用于具体实施方式或者权利要求书而言，这种术语意在是以与术语“包括”类似的方式的包括。此外，应当理解：本发明的实施例可以在分立电路、部分集成电路或者全集成电路或者编程装置中实施。而且，术语“示例的”、“例如”仅仅意指实例，而不是最佳的或者最优的实例。还应当理解：这里描绘的特征/或元件是利用为了简单和容易理解的目的的相对于彼此的特定尺寸而图示的，并且实际的尺寸可能与这里所图示的有很大的不同。
尽管这里已经图示和描述了特定实施例，本领域普通技术人员将理解：在不偏离本发明的范围的情况下，各种替代和/或等效实施方式可以替代所示出的和描述的特定实施例。本申请意在涵盖这里讨论的特定实施例的任何修改或者变型。因此，意在本发明仅由权利要求及其等效物限定。
Claims (24)
1.一种用于从无线电信号的估计延迟分布选择路径的设备，包括：
延迟分布估计器，其被配置为估计无线电信号的多个路径的延迟分布，所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率；以及
路径选择器，其被配置为在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径，
其中所述门限包括延迟分布的第一部分中有效的第一门限值以及延迟分布的第二部分中有效的第二门限值，其中第一门限值大于第二门限值；以及
其中延迟分布的第一部分是时间延迟值的第一范围，而延迟分布的第二部分是不同于时间延迟值的第一范围的时间延迟值的第二范围，其中时间延迟的第一范围与时间延迟的第二范围相邻。
2.如权利要求1所述的设备，其中延迟分布的第一部分是围绕延迟分布的第一参考路径布置的。
3.如权利要求2所述的设备，其中延迟分布的第一部分围绕第一参考路径对称地布置。
4.如权利要求3所述的设备，其中延迟分布的第二部分与延迟分布的第一部分相邻。
5.如权利要求1所述的设备，其中第一门限值在延迟分布的第一部分内恒定。
6.如权利要求1所述的设备，其中延迟分布的第一部分具有大于码片时间长度的时间长度。
7.如权利要求6所述的设备，其中延迟分布的第一部分的长度在码片时间长度的两倍与十倍之间。
8.如权利要求1所述的设备，其中第一门限值取决于基站的一个小区的信噪比和质量度量中的至少一个。
9.如权利要求1所述的设备，其中所述门限还包括延迟分布的第三部分中的第三门限值，其中第三门限值高于第二门限值。
10.如权利要求9所述的设备，其中延迟分布的第三部分是围绕第二参考路径布置的。
11.如权利要求9所述的设备，其中第三门限值独立于第一门限值。
12.如权利要求10所述的设备，其中第一门限值取决于第一参考路径的信号功率，第三门限值取决于第二参考路径的信号功率。
13.如权利要求9所述的设备，其中第三部分与第一部分重叠，从而形成重叠部分，所述重叠部分的门限值是第一门限值和第三门限值中的最大值。
14.如权利要求9所述的设备，其中延迟分布的第三部分具有与第一部分相同的长度。
15.如权利要求10所述的设备，其中第三门限值被设置，以使得第二参考路径的信号功率与第三门限值之间的差等于第一参考路径的信号功率与第一门限值之间的差。
16.如权利要求10所述的设备，其中所述门限还包括延迟分布的第四部分中的第四门限值，所述第四部分围绕第一参考路径、在第一部分内对称地布置，其中第四门限值高于第一门限值。
17.如权利要求16所述的设备，其中所述门限还包括延迟分布的第五部分中的第五门限值，所述第五部分围绕第二参考路径、在第三部分内对称地布置，其中第五门限值高于第三门限值。
18.如权利要求17所述的设备，其中第五门限值被设置，以使得在第五门限值高于第三门限值的情况下，第二参考路径的信号功率与第五门限值之间的差等于第一参考路径的信号功率与第四门限值之间的差，否则第五门限值等于第三门限值。
19.如权利要求17所述的设备，其中延迟分布的第一部分的长度和第三部分的长度是码片长度的大约六倍，并且其中延迟分布的第四部分的长度和第五部分的长度是码片长度的大约三倍。
20.一种用于从无线电信号的估计延迟分布选择路径的方法，包括：
估计无线电信号的多个路径的延迟分布，所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率；以及
在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径，
其中所述门限具有延迟分布的第一部分中有效的第一门限值以及延迟分布的第二部分中有效的第二门限值，其中第一门限值大于第二门限值；以及
其中延迟分布的第一部分是时间延迟值的第一范围，而延迟分布的第二部分是不同于时间延迟值的第一范围的时间延迟值的第二范围，其中时间延迟的第一范围与时间延迟的第二范围相邻。
21.如权利要求20所述的方法，其中延迟分布的第一部分围绕延迟分布的第一参考路径对称地布置。
22.如权利要求21所述的方法，其中所述门限还包括围绕第二参考路径布置的延迟分布的第三部分中的第三门限值，其中第三门限值大于第二门限值。
23.一种接收机，包括：
延迟分布估计器，其被配置为估计无线电信号的多个路径的延迟分布，所述延迟分布指示作为时间延迟的函数的多个路径的信号功率；
路径选择器，其被配置为在路径具有高于门限的信号功率的情况下根据延迟分布选择所述路径；以及
rake接收机，其将rake耙指分配给由所述路径选择器选择的路径，
其中所述门限包括在围绕第一参考路径对称地布置的延迟分布的第一时间延迟部分中恒定并有效的第一门限值、以及在延迟分布的第二时间延迟部分中恒定并有效的第二门限值，其中第一门限值大于第二门限值，并且其中第二时间延迟部分与第一时间延迟部分相邻，并且其中第一时间延迟部分具有大于码片的时间长度的时间长度；以及
其中延迟分布的第一时间延迟部分是时间延迟值的第一范围，而延迟分布的第二时间延迟部分是不同于时间延迟值的第一范围的时间延迟值的第二范围，其中第一范围的时间延迟与第二范围的时间延迟相邻。
24.如权利要求23所述的接收机，其中所述门限还包括延迟分布的第三时间延迟部分中的第三门限值，其中第三时间延迟部分是围绕第二参考路径布置的，并且其中第三门限值被设置，以使得第二参考路径的信号功率与第三门限值之间的差等于第一参考路径的信号功率与第一门限值之间的差。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US12/705,670 US8842781B2 (en) | 2010-02-15 | 2010-02-15 | Device and method for selecting a path from an estimated delay profile of a radio signal |
| US12/705670 | 2010-02-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102163991A CN102163991A (zh) | 2011-08-24 |
| CN102163991B true CN102163991B (zh) | 2015-09-02 |
Family
ID=44317407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201110038030.8A Expired - Fee Related CN102163991B (zh) | 2010-02-15 | 2011-02-15 | 根据无线电信号的估计的延迟分布选择路径的设备和方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8842781B2 (zh) |
| CN (1) | CN102163991B (zh) |
| DE (1) | DE102011000686A1 (zh) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0721425D0 (en) * | 2007-10-31 | 2007-12-12 | Icera Inc | Processing digital sampels in a wireless receiver |
| GB201001389D0 (en) | 2010-01-28 | 2010-03-17 | Icera Inc | A radio receiver in a wireless communication system |
| US9191059B2 (en) * | 2007-10-31 | 2015-11-17 | Icera Inc. | Processing digital samples in a wireless receiver |
| US9276629B2 (en) | 2011-11-17 | 2016-03-01 | Intel Deutschland Gmbh | Rake receiver circuit and method for operating a rake receiver circuit |
| US20130343372A1 (en) * | 2012-06-22 | 2013-12-26 | Nicholas William Whinnett | Femtocell base station synchronization |
| EP2755333B1 (en) * | 2013-01-11 | 2018-11-28 | Alcatel Lucent | Gain adaptation for downstream vectoring systems |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 2010-02-15 US US12/705,670 patent/US8842781B2/en not_active Expired - Fee Related
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2011
- 2011-02-14 DE DE102011000686A patent/DE102011000686A1/de not_active Ceased
- 2011-02-15 CN CN201110038030.8A patent/CN102163991B/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20110200075A1 (en) | 2011-08-18 |
| CN102163991A (zh) | 2011-08-24 |
| US8842781B2 (en) | 2014-09-23 |
| DE102011000686A1 (de) | 2011-08-18 |
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| Yang et al. | An Efficient Rake Receiver Design for WCDMA System |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: INTEL MOBILE COMMUNICATIONS TECHNOLOGY GMBH Free format text: FORMER OWNER: INFINEON TECHNOLOGIES AG Effective date: 20131030 |
|
| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20131030 Address after: Neubiberg, Germany Applicant after: Intel Mobile Communications Technology Co.,Ltd. Address before: German Laura Kan ang 1-12 pyrene Eby Berg City No. Applicant before: Infineon Technologies AG |
|
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: INTEL MOBILE COMMUNICATIONS LTD. Free format text: FORMER OWNER: INTEL MOBILE COMMUNICATIONS TECHNOLOGY GMBH Effective date: 20131210 |
|
| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20131210 Address after: Neubiberg, Germany Applicant after: Intel Mobile Communications GmbH Address before: Neubiberg, Germany Applicant before: Intel Mobile Communications Technology Co.,Ltd. |
|
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C56 | Change in the name or address of the patentee | ||
| CP01 | Change in the name or title of a patent holder |
Address after: Neubiberg, Germany Patentee after: Intel Mobile Communications GmbH Address before: Neubiberg, Germany Patentee before: Intel Mobile Communications GmbH |
|
| TR01 | Transfer of patent right | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20200707 Address after: California, USA Patentee after: Apple Inc. Address before: California, USA Patentee before: INTEL Corp. Effective date of registration: 20200707 Address after: California, USA Patentee after: INTEL Corp. Address before: Neubiberg, Germany Patentee before: Intel Mobile Communications GmbH |
|
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20150902 |