JPH0581991B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、デジタル磁気記録再生装置に利用さ
れるデジタルデータ処理回路に関し、特に複数ト
ラツクを有するマルチトラツクの固定ヘツド方式
デジタルオーデイオテープレコーダにおける再生
側のデジタル時分割処理に関する。

（従来の技術） 近時の音響機器においては、デジタル信号処理
方式（PCM方式）が導入される傾向にあり、デ
ジタルオーデイオテープレコーダなどのデジタル
磁気記録再生装置においても録音、再生を含む総
合システムのデジタル化が要望されている。

従来、この種のデジタル磁気記録再生装置の中
で、デジタル信号を記録し、磁気テープの再生信
号からデータ及びクロツクを抽出するための回路
が種々提案されている。例えば、特開昭59−
92410号公報に記載されているように、デジタル
信号の再生波形をチヤンネルビツトレートのＪ倍
の周波数でサンプリングし、相隣る２つのサンプ
リング値に基いてデジタル信号が基準レベルと交
差する点からサンプル時点までの間隔を演算し、
この演算出力に基いてデジタル信号のデータを検
出するためのデータ検出信号を発生する処理回路
が提案されている。

（発明が解決しようとする問題点） しかるに、かかる従来の処理回路は、デジタル
信号が基準レベルと交差する点からサンプル時点
までの間隔を算出するために用いる演算器のハー
ドウエアの規模がかなり大きくなり、集積化の際
に問題が生ずる。例えば、第１図ｂに示すように
この演算器としてROM３０を用いて、６ビツト
からなる２つのデータを入力し、演算後５ビツト
のデータを出力する場合にはこのROM３０の素
子数は2¹²×５＝20480となり、非常に大規模とな
る。

（問題点を解決するための手段） 本発明のデジタルデータ処理回路は、テープ記
録データを時分割処理方式によりデジタル再生を
行う装置において、再生信号と基準レベルとの交
差点からサンプル点までの間隔を演算する演算器
に２つのサンプル点におけるデータビツトを処理
して入力する回路であつて、前記データビツトの
それぞれの所定の値と比較する比較手段と、この
比較結果に基いて所定の値を越えない値までデー
タのビツトをシフトさせるシフト手段を備えたも
のである。

第１図ａは、本発明に係るデジタルデータ処理
回路３１と演算器（ROM）３２との接続を示
し、入力されるこのデータビツト（６ビツト）は
デジタルデータ処理回路３１を介して、もとのデ
ータビツトよりビツト数の少ないデータビツト
（３ビツト）の変換されて、ROM３２に入力さ
れる。

（作用） 再生信号と基準レベルとの交差点からサンプリ
ング時点までの間隔を算出する演算器には、該交
差点を挟む隣り合うサンプル点でのデータビツト
のビツト数を比較手段の比較結果に基いてビツト
をシフトして減少させたデータが入力される。

（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。

本例は、Ｔをチヤンネルビツト長として、最小
磁気反転間隔（Tmin）＝0.8T、最大磁気反転間
隔（Tmax）＝3.2Tの場合のNRZI（non−return
−to−zero change on1）型変調について述べ
る。

第２図は、本発明に係るデジタルデータ処理回
路を示すブロツク構成図であり、デジタル化され
て記録されたテープ記録データを時分割処理し
て、デジタル再生を行うデジタル磁気記録再生装
置の再生側の構成を示している。

第２図において、１はＡ／Ｄ変換器であり、こ
のＡ／Ｄ変換器１において、ヘツドから読み出さ
れた再生信号（増幅、波形等化されている）を
ｋビツト〔符号１ビツト、データビツト（ｋ−
１）ビツトの構成〕のデジタルデータに変換す
る。この変換は例えば２の補数を用いて、再生信
号の＋、−の極性をMSB（Most Significant Bit）
の“０”と“１”で表している。

Ａ／Ｄ変換器１の出力はｋビツトからなるｋビ
ツト並列遅延回路２に入力され、前のデータと
なる。現在のデータと前のデータは絶対値回
路４，５によつて、以降の回路においてデータビ
ツトとなる絶対値に変換され、ｎビツトデータ変
換器６に入力される。ｎビツトデータ変換器６
は、第３図のアルゴリズム及び第５図に示すブロ
ツク構成図に従つてデータをｎビツトに変換す
る。すなわち、第５図における第１のシフト手段
５１では、現在のデータの絶対値と前のデータ
の絶対値はまず、比較器６１，６２で（2ⁿ−
１）（ｎ：変換後のビツト数）と比較され、少な
くともどちらかが（2ⁿ−１）より大きければOR
ゲート６３を介してビツトシフター６４を活性化
して両方のデータを１ビツト右側にシフトする。
このシフト後のデータを第２のシフト手段５２に
おいても再び（2ⁿ−１）と比較して同じ操作を繰
り返し行い、この種のシフト動作を（ｋ−ｎ−
１）回繰り返して、（ｋ−１）ビツトのデータで
ある現在のデータの絶対値及び前の絶対値は
それぞれｎビツトのデータ、に変換して演算
器７に入力する。例えば、第４図ａ〜ｃに示すよ
うに現在のデータの絶対値を（010110）₂、前のデ
ータの絶対値を（000101）₂、変換前のビツト数
６、変換後のビツト数３とすると、現在のデータ
の絶対値は（2³−１）よりも大きいため、現在の
データ及び前のデータの絶対値とも第１のシフト
手段５１によつて右側に１ビツトシフトされて、
それぞれ（01011）₂、（00010）₂となる。次に第２
のシフト手段５２においても同様に、右側に１ビ
ツトシフトされて（0101）₂、（0001）₂となる。次
のシフト手段では両方とも（2³−１）より小さい
ために右側にシフトしない。よつて、それぞれ
（101）₂、（001）₂となる。以上のように、変換前６
ビツトのデータを３ビツトに変換するためには、
ｋ−１＝６であるから３回の繰り返しで全てのデ
ータが３ビツトに変換される。

演算器７はｎビツト変換後の現在及び前のデー
タの絶対値、より Ｐ＝｜S_i+1｜／｜S_i+1｜＋｜S_i｜×Ｎ／２ ［Ｎはチヤンネルビツト期間をＮ等分した値、｜
S_i+1｜はｎビツト変換後の現在のデータの絶対
値、｜S_i｜はｎビツト変換後の前のデータの絶対
値である。］ の演算を行つて本例における基準レベルである零
レベル交差点からのS_i+1点に対する位相間隔値Ｐ
を算出する。

相隣る２つのサンプリングデータより、デジタ
ル信号が基準レベルと交差する点からサンプリン
グ点までの間隔を演算するには、以下の様な方法
が用いられる。

すなわち、第６図において、前のサンプリング
データの値をR_i、現在のサンプリングデータの値
をR_i+1、refを基準レベル、サンプリング点の間
隔をＮ／２とすると、第６図より明らかなよう
に、現在のサンプリング点ｅと前のサンプリング
点ａとの間には、基準レベルrefと交差する点が
存在する。そこで、両サンプリングデータ間を直
線で近似して基準レベルrefと交差する点をｃと
すると、ΔabcとΔedcとは相似な三角形となる。
求めようとするＰは、このときの点ce間の長さと
なるため、 ：＝（＋）： の関係よりceを求めればよい。

ここで、 ＝Ｎ／２、＝｜R_i｜、＝｜R_i+1｜ であるので、 ＝／（＋）×Ｎ／２ ∴Ｐ＝｜R_i+1｜／｜R_i｜＋｜R_i+1｜・Ｎ／２……
(1) となる。前述のように｜R_i｜、｜R_i+1｜をｍビツ
トシフトして変換した場合、 ｜S_i+1｜＝｜R_i+1｜／2^m、｜S_i｜＝｜R_i｜／2^m となる。これを上記(1)式に代入すると、 Ｐ＝2^m・｜S_i+1｜／2^m（｜S_i｜＋｜S_i+1｜）
×Ｎ／２＝｜S_i+1｜／（｜S_i｜＋｜S_i+1｜）・Ｎ／２…
…(2) となり、ｍビツトシフトして得られた値を用いて
も、元のデータと同様に基準レベルと交差する点
との間隔を算出することができる。

例えば、第４図の例において、Ｎ／２＝
（1111）₂、ｎ＝３として従来の方法と本例とを比
較する。

まず、従来の方法では前述の(1)式を用いて、 ｜R_i-1｜＝（000101）₂、｜R_i｜＝（010110）₂を代
入すると、 Ｐ＝（010110）₂／（000101）₂＋（010110）₂ ・（1111）₂＝22／５＋22×15＝12＝（1100）₂ となる。

次に、本例を用いた場合を述べる。第４図ａに
おいて２つのサンプリング値を2^m−１＝７＝
（111）₂と比較した場合、両者とも（111）₂より大
きい。よつて右に１ビツトシフトし、 （000101）₂→（00010）₂ （010110）₂→（01011）₂ となる〔第４図ｂ参照〕。さらに（111）₂と上記の
２つの値（00010）₂、（01011）₂を比較すると、
（111）₂＜（01011）₂であるので再び右に１ビツトシ
フトし、 （00010）₂→（0001）₂ （01011）₂→（0101）₂ となる〔第４図ｃ参照〕。この値は、両者とも
（111）₂より小さいため、前述の(2)式に ｜S_i｜＝（001）₂、｜S_i+1｜＝（101）₂として代入さ
れる。よつて、 Ｐ＝（101）₂／（001）₂＋（101）₂ ・（1111）₂＝３／１＋３×15＝11＝（1011）₂ となり、両者の計算結果にほとんど差のないこと
がわかる。

また、現在のデータと前のデータは零デー
タ検出回路８、排他的論理和ゲート（以下EX−
ORゲートという）３によつて零レベル、零交差
点が検出さる。

算出された位相間隔値Ｐは、比較器９において
加算器１２及び１３とｍビツト並列遅延回路１４
によつて構成されている位相ループの出力と比
較され、この比較器９は（Ｐ−P_i）を出力する。
比較器９に出力は、EX−ORゲート３の出力が
“１”のときのみ論理積ゲート（以下ANDゲート
という）１１が開いて、係数器１０の係数Ｋ（０
＜Ｋ≦１）によつて補正された値が加算器１２に
入力される。加算器１２の加算結果は修正位相デ
ータとして、ｍビツト並列遅延回路１４に入力
される。ｍビツト並列遅延回路１４の出力
（P_i）及び入力（P_i+1）は比較器等でクロツク
及びデータ抽出判定に用いられ、これによつて再
生クロツク及びデータを発生する。

よつて、例えば、従来の演算器にROM３０を
使用した場合〔第１図ｂ参照〕、入力６ビツト×
２、出力５ビツトとすると、ROMの素子数2¹²×
５＝20480だけ必要であるが、これを本発明を用
いて入力３ビツト×２にすると、ROM３２の素
子数は2⁶×５＝320ですむことになる〔第１図ａ
参照〕。

なお、上記説明は１トラツク用について説明し
てきたが、複数トラツク（ｌトラツク数とする）
のときにおいては、例えば第２図における並列遅
延回路２及び１４の遅延回路数をｌ回路とするこ
とにより対応することができる。

上記実施例においてはTmin＝0.8T、Tmax＝
3.2T、NRZI型変調方式について述べたが、本発
明はこれに限定されるものではなく、例えば
NRZ型変調方式にも適用できる。

（発明の効果） 以上述べたように、本発明によれば、位相間隔
値Ｐの算出を行う演算器の入力ビツト数を減らす
ことにより、演算器のハードウエアを縮小するこ
とができるため集積化の際に有効である。さら
に、変換するビツト数を適当な値に設定すれば、
クロツク及びデータ抽出の性能の劣化がほとんど
なく、演算器のハードウエアを縮小できる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａは本発明に係るデジタルデータ処理回
路と演算器の接続を示すブロツク図、第１図ｂは
従来の演算器を示すブロツク図、第２図は本発明
の一実施例を示す要部ブロツク図、第３図はデー
タ変換器のアルゴリズムを示す図、第４図ａ，
ｂ，ｃはデータ変換器内の作用を説明するための
図、第５図はデータ変換器の具体的構成例を示す
ブロツク図、第６図は位相間隔値の演算方法を説
明するための図である。 １……Ａ／Ｄ変換器、２……ｋビツト並列遅延
回路、３……排他的論理和ゲート（EX−ORゲ
ート）、４，５……絶対値回路、６……ｎビツト
データ変換器、７……演算器、８……零データ検
出回路、９……比較器、１０……係数器、１１…
…論理積ゲート（ANDゲート）、１２，１３……
加算器、１４……ｍビツト並列遅延回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ テープ記録データを時分割処理方式によりデ
   ジタル再生を行う装置において、再生信号と基準
   レベルとの交差点からサンプル点までの間隔を演
   算する演算器に２つのサンプル点におけるデータ
   ビツトを処理して入力する回路であつて、前記デ
   ータビツトのそれぞれを所定の値と比較する比較
   手段と、この比較結果に基いて所定の値を越えな
   い値までデータのビツトをシフトさせるシフト手
   段を備えたことを特徴とするデジタルデータ処理
   回路。 ２ 前記基準レベルは零レベルであり、前記デー
   タビツトは再生されたデジタルデータから符号ビ
   ツトを除いたものである特許請求の範囲第１項記
   載のデジタルデータ処理回路。