JPH0630054A - ビタビ検出器 - Google Patents
ビタビ検出器Info
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- JPH0630054A JPH0630054A JP18486092A JP18486092A JPH0630054A JP H0630054 A JPH0630054 A JP H0630054A JP 18486092 A JP18486092 A JP 18486092A JP 18486092 A JP18486092 A JP 18486092A JP H0630054 A JPH0630054 A JP H0630054A
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- value
- adder
- input signal
- signal
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 符号間干渉を受けた入力信号を検出するビタ
ビ検出器に関し、回路規模を縮小し、経済化を図る。 【構成】 等化器7により等化した入力信号xと仮定値
mとの差の二乗を二乗誤差計算部1により求め、ACS
回路2の加算器4により前回のパスメトリック値と加算
し、比較器5により比較して、小さい値の方を今回のパ
スメトリック値として出力するように選択器6を制御す
るビタビ検出器に於いて、前記仮定値mを±2n の値と
し、仮定データ列対応に入力信号のビットシフトや反転
による±2xmと、仮定値mの二乗のm2 とを加算する
加算器3により、二乗誤差計算部1を構成した。
ビ検出器に関し、回路規模を縮小し、経済化を図る。 【構成】 等化器7により等化した入力信号xと仮定値
mとの差の二乗を二乗誤差計算部1により求め、ACS
回路2の加算器4により前回のパスメトリック値と加算
し、比較器5により比較して、小さい値の方を今回のパ
スメトリック値として出力するように選択器6を制御す
るビタビ検出器に於いて、前記仮定値mを±2n の値と
し、仮定データ列対応に入力信号のビットシフトや反転
による±2xmと、仮定値mの二乗のm2 とを加算する
加算器3により、二乗誤差計算部1を構成した。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、符号間干渉を受けた入
力信号を検出するビタビ検出器に関する。データ伝送系
やデータ記録系に於いては、受信又は再生した信号は符
号間干渉を受けたものとなるから、これを誤りなく識別
検出することが必要となる。そこで、等化器により波形
等化した後、最尤復号を行うビタビ復号器の構成を有す
るビタビ検出器により検出する構成が提案されている。
力信号を検出するビタビ検出器に関する。データ伝送系
やデータ記録系に於いては、受信又は再生した信号は符
号間干渉を受けたものとなるから、これを誤りなく識別
検出することが必要となる。そこで、等化器により波形
等化した後、最尤復号を行うビタビ復号器の構成を有す
るビタビ検出器により検出する構成が提案されている。
【0002】
【従来の技術】図4は等化器とビタビ検出器との説明図
であり、(A)に示すように、データ伝送系又はデータ
記録系に於ける受信信号又は再生信号をサンプリングし
てディジタル信号に変換し、等化器41により、例え
ば、パーシャルレスポンス(1+D)2 の等化を行い、
ビタビ検出器42に入力する。この場合のDは1ビット
分の時間を示し、波形の丸印はサンプリング位置を示
す。等化出力信号のピーク値を1で規格化すると、その
ピーク値となる前後のサンプリングタイミングに於いて
1/2の振幅が現れる。この場合の符号間干渉の影響が
及ぶ範囲は3ビットである。そして、ビタビ検出器42
により3ビットの畳込み符号化された信号の復号と同様
に処理して、図示のような、0,+1/2,1,+1/
2,0の振幅値の等化出力信号波形の場合に、“001
00”の識別検出データが得られる。
であり、(A)に示すように、データ伝送系又はデータ
記録系に於ける受信信号又は再生信号をサンプリングし
てディジタル信号に変換し、等化器41により、例え
ば、パーシャルレスポンス(1+D)2 の等化を行い、
ビタビ検出器42に入力する。この場合のDは1ビット
分の時間を示し、波形の丸印はサンプリング位置を示
す。等化出力信号のピーク値を1で規格化すると、その
ピーク値となる前後のサンプリングタイミングに於いて
1/2の振幅が現れる。この場合の符号間干渉の影響が
及ぶ範囲は3ビットである。そして、ビタビ検出器42
により3ビットの畳込み符号化された信号の復号と同様
に処理して、図示のような、0,+1/2,1,+1/
2,0の振幅値の等化出力信号波形の場合に、“001
00”の識別検出データが得られる。
【0003】又データ伝送系に於けるバイポーラ信号又
はデータ記録系に於ける再生信号に於いては、+1の次
に−1となるように信号極性が交互に反転するものであ
り、例えば、仮定データ列を“0,+1,−1”とする
と、(B)に示すように、3ビットの符号間干渉を受け
た+1/2,+1,+1/2の信号波形と、それより1
ビットずれた−1/2,−1,−1/2の信号波形とを
重ね合わせた点線波形の信号となる。
はデータ記録系に於ける再生信号に於いては、+1の次
に−1となるように信号極性が交互に反転するものであ
り、例えば、仮定データ列を“0,+1,−1”とする
と、(B)に示すように、3ビットの符号間干渉を受け
た+1/2,+1,+1/2の信号波形と、それより1
ビットずれた−1/2,−1,−1/2の信号波形とを
重ね合わせた点線波形の信号となる。
【0004】図5は従来例の要部ブロック図であり、5
1は等化器、52はビタビ検出器、53は二乗誤差計算
回路、54はACS回路、55は加算器(A)、56は
比較器(C)、57は選択器(S)を示す。前述のよう
に、データ伝送系に於ける受信信号又はデータ記録系に
於ける再生信号は、ディジタル信号に変換されて等化器
51により、例えば、パーシャルレスポンス(1+D)
2 の等化処理を施されてビタビ検出器52に入力され
る。ビタビ検出器52の二乗誤差計算回路53は、それ
ぞれ仮定値m1 ,m2 ,・・・と入力信号との差の二乗
を求めてACS回路54に加える。
1は等化器、52はビタビ検出器、53は二乗誤差計算
回路、54はACS回路、55は加算器(A)、56は
比較器(C)、57は選択器(S)を示す。前述のよう
に、データ伝送系に於ける受信信号又はデータ記録系に
於ける再生信号は、ディジタル信号に変換されて等化器
51により、例えば、パーシャルレスポンス(1+D)
2 の等化処理を施されてビタビ検出器52に入力され
る。ビタビ検出器52の二乗誤差計算回路53は、それ
ぞれ仮定値m1 ,m2 ,・・・と入力信号との差の二乗
を求めてACS回路54に加える。
【0005】ACS回路54に於いては、前回のパスメ
トリック値MA ,MB ,MC ,MD,・・・と二乗誤差
計算回路53からの二乗誤差信号とを加算し、比較器5
6により比較して、小さい方の値を選択器57から今回
のパスメトリック値として出力し、又比較器56から選
択器57を制御する選択制御信号をパスメモリ(図示せ
ず)に加え、最尤パスを求めることにより、データの識
別検出が行われる。
トリック値MA ,MB ,MC ,MD,・・・と二乗誤差
計算回路53からの二乗誤差信号とを加算し、比較器5
6により比較して、小さい方の値を選択器57から今回
のパスメトリック値として出力し、又比較器56から選
択器57を制御する選択制御信号をパスメモリ(図示せ
ず)に加え、最尤パスを求めることにより、データの識
別検出が行われる。
【0006】例えば、前回のパスメトリック値をMA ,
MB 、等化器51により等化された入力信号をx、二乗
誤差計算回路53に於ける仮定値をm1 ,m2 とする
と、比較器56は、加算器55の出力信号を比較して、
小さい方をパスメトリック値として選択器57から出力
するように制御するものであり、そのパスメトリック値
をMX とすると、 MX =MIN〔MA +(x−m1 )2 ,MB +(x−m2 )2 〕 …(1) と表すことができる。なお、MIN〔X,Y〕は、第1
項Xと第2項Yとの値の小さい方を選択することを示
す。
MB 、等化器51により等化された入力信号をx、二乗
誤差計算回路53に於ける仮定値をm1 ,m2 とする
と、比較器56は、加算器55の出力信号を比較して、
小さい方をパスメトリック値として選択器57から出力
するように制御するものであり、そのパスメトリック値
をMX とすると、 MX =MIN〔MA +(x−m1 )2 ,MB +(x−m2 )2 〕 …(1) と表すことができる。なお、MIN〔X,Y〕は、第1
項Xと第2項Yとの値の小さい方を選択することを示
す。
【0007】
【発明が解決しようとする問題点】前述の従来例に於け
る二乗誤差計算回路53は、入力信号xと仮定値mとの
差の二乗を求めるものであるから、二乗計算を行う為の
乗算器を設けているものである。この乗算器は、同一入
力ビット数の加算器と比較して回路規模が非常に大きく
なり、且つ高速動作を行わせる為には、高価な構成とな
る。従って、全体としてのコストアップとなる欠点があ
った。本発明は、乗算器の機能を加算器によって実現す
ることを目的とする。
る二乗誤差計算回路53は、入力信号xと仮定値mとの
差の二乗を求めるものであるから、二乗計算を行う為の
乗算器を設けているものである。この乗算器は、同一入
力ビット数の加算器と比較して回路規模が非常に大きく
なり、且つ高速動作を行わせる為には、高価な構成とな
る。従って、全体としてのコストアップとなる欠点があ
った。本発明は、乗算器の機能を加算器によって実現す
ることを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明のビタビ検出器
は、図1を参照して説明すると、等化器7により等化さ
れた入力信号xと仮定値mi (i=1,2,・・k)と
の差の二乗を求める二乗誤差計算部1と、この二乗誤差
計算部1の出力信号と前回のパスメトリック値とを加算
器4により加算して、比較器5により比較し、小さい値
の方を選択器6から今回のパスメトリック値として出力
するACS回路2とを備えたビタビ検出器に於いて、仮
定値mi を±2n の値として、仮定データ列対応のビッ
トシフトや反転を行った入力信号と仮定値とを加算する
加算器3により二乗誤差計算部1を構成した。
は、図1を参照して説明すると、等化器7により等化さ
れた入力信号xと仮定値mi (i=1,2,・・k)と
の差の二乗を求める二乗誤差計算部1と、この二乗誤差
計算部1の出力信号と前回のパスメトリック値とを加算
器4により加算して、比較器5により比較し、小さい値
の方を選択器6から今回のパスメトリック値として出力
するACS回路2とを備えたビタビ検出器に於いて、仮
定値mi を±2n の値として、仮定データ列対応のビッ
トシフトや反転を行った入力信号と仮定値とを加算する
加算器3により二乗誤差計算部1を構成した。
【0009】又等化器を、1ビット時間をDとして、
(1+D)2 の等化を行う構成とし、仮定値mi の0以
外と前記入力信号とを加算する10個の加算器3によ
り、二乗計算部1を構成した。
(1+D)2 の等化を行う構成とし、仮定値mi の0以
外と前記入力信号とを加算する10個の加算器3によ
り、二乗計算部1を構成した。
【0010】
【作用】ACS回路2は、ビタビ復号器と同様に、加算
器4と比較器5と選択器6とを含む構成を有し、入力信
号と仮定値との差の二乗が加算器に入力されて、前回の
パスメトリック値と加算器4により加算され、比較器5
により比較されて小さい値が選択器6から選択出力され
る。又二乗誤差計算部1は、加算器3により構成され、
各加算器3に入力される仮定値mi を±2n の値に選定
する。そして、ACS回路2の比較器では、(1)式に
示すように、前回のパスメトリック値MA,MB に、入
力信号と仮定値との差の二乗の値の二乗誤差を加算した
値を比較するものであり、その(1)式を展開した時
に、第1項と第2項との入力信号xの二乗の値は等しく
なるから、このx2 の計算は必要がないことになる。又
仮定値mi の二乗の項は、±2n の二乗であるから、仮
定値mi のビットシフトで済むことになる。従って、加
算器3により(2xmi )+(m2 i )の加算を行うこ
とにより、ACS回路2の比較器5に於いて比較する為
の二乗誤差を出力することができる。
器4と比較器5と選択器6とを含む構成を有し、入力信
号と仮定値との差の二乗が加算器に入力されて、前回の
パスメトリック値と加算器4により加算され、比較器5
により比較されて小さい値が選択器6から選択出力され
る。又二乗誤差計算部1は、加算器3により構成され、
各加算器3に入力される仮定値mi を±2n の値に選定
する。そして、ACS回路2の比較器では、(1)式に
示すように、前回のパスメトリック値MA,MB に、入
力信号と仮定値との差の二乗の値の二乗誤差を加算した
値を比較するものであり、その(1)式を展開した時
に、第1項と第2項との入力信号xの二乗の値は等しく
なるから、このx2 の計算は必要がないことになる。又
仮定値mi の二乗の項は、±2n の二乗であるから、仮
定値mi のビットシフトで済むことになる。従って、加
算器3により(2xmi )+(m2 i )の加算を行うこ
とにより、ACS回路2の比較器5に於いて比較する為
の二乗誤差を出力することができる。
【0011】又入力信号を(1+D)2 の等化器7によ
り等化した場合、符号間干渉の影響が及ぶビット数は3
となり、3ビットの仮定データ列に対して、仮定値mi
が0となるもの以外の仮定データ列は10個となる。従
って、10個の仮定データ列に対応する仮定値と入力信
号との加算処理を行うことにより、二乗誤差を求めてA
CS回路2に入力することができる。
り等化した場合、符号間干渉の影響が及ぶビット数は3
となり、3ビットの仮定データ列に対して、仮定値mi
が0となるもの以外の仮定データ列は10個となる。従
って、10個の仮定データ列に対応する仮定値と入力信
号との加算処理を行うことにより、二乗誤差を求めてA
CS回路2に入力することができる。
【0012】
【実施例】図2は本発明の実施例の要部ブロック図であ
り、等化された入力信号xを符号ビットを含めて5ビッ
ト構成とした場合を示し、11は二乗誤差計算部、12
はACS回路、13−1,13−2は加算器、17はイ
ンバータである。ACS回路12は、ビタビ復号器のA
CS回路と同様に、加算器14と比較器15と選択器1
6とを含むものである。
り、等化された入力信号xを符号ビットを含めて5ビッ
ト構成とした場合を示し、11は二乗誤差計算部、12
はACS回路、13−1,13−2は加算器、17はイ
ンバータである。ACS回路12は、ビタビ復号器のA
CS回路と同様に、加算器14と比較器15と選択器1
6とを含むものである。
【0013】前述の(1)式を展開すると、 MX =MIN[MA +x2 −2xm1 +m1 2 ,MB +x2 −2xm2 +m2 2 ] …(2) となる。ACS回路12の比較器15では、第1項の
(MA +x2 −2xm1 +m1 2)と、第2項の(MB +
x2 −2xm2 +m2 2)とを比較するものであるが、x
2については第1項も第2項も等しいから、このx2 を
除外して比較しても良いことになる。即ち、x2 の演算
を行う必要がないことを示す。従って、前記(2)式
は、 MX ´=MX −x2 =MIN[MA −2xm1 +m1 2 ,MB −2xm2 +m2 2 ] …(3) と表すことができる。
(MA +x2 −2xm1 +m1 2)と、第2項の(MB +
x2 −2xm2 +m2 2)とを比較するものであるが、x
2については第1項も第2項も等しいから、このx2 を
除外して比較しても良いことになる。即ち、x2 の演算
を行う必要がないことを示す。従って、前記(2)式
は、 MX ´=MX −x2 =MIN[MA −2xm1 +m1 2 ,MB −2xm2 +m2 2 ] …(3) と表すことができる。
【0014】ACS回路12の加算器14は、前回のパ
スメトリック値MA ,MB と二乗誤差計算部11からの
二乗誤差とを加算するものであるが、(3)式から判る
ように、二乗誤差計算部11は、(−2xm1 +m1 2)
と(−2xm2 +m2 2)とを求めれば良いことになる。
又仮定値mを±2n の値とするものであるから、m1 2=
(2n )2 =22nとなり、同様に、m2 2=(2n )2 =
22nとなる。
スメトリック値MA ,MB と二乗誤差計算部11からの
二乗誤差とを加算するものであるが、(3)式から判る
ように、二乗誤差計算部11は、(−2xm1 +m1 2)
と(−2xm2 +m2 2)とを求めれば良いことになる。
又仮定値mを±2n の値とするものであるから、m1 2=
(2n )2 =22nとなり、同様に、m2 2=(2n )2 =
22nとなる。
【0015】又入力信号を等化器により(1+D)2 の
等化を行った場合、符号間干渉の影響が及ぶビット数は
3となるから、その場合の仮定データ列と仮定値mとの
関係は、図3に示すものとなり、仮定値mは、0,+1
/2,+1,−1/2,−1の5値となる。又仮定デー
タ列を“0,+1,−1”とすると、図4の(B)に示
すように、+1の信号波形と−1の信号波形とを重ね合
わせた波形となり、その時の仮定値mを+2-1=+1/
2とするものである。同様に各仮定データ列についての
仮定値mを定めることができる。
等化を行った場合、符号間干渉の影響が及ぶビット数は
3となるから、その場合の仮定データ列と仮定値mとの
関係は、図3に示すものとなり、仮定値mは、0,+1
/2,+1,−1/2,−1の5値となる。又仮定デー
タ列を“0,+1,−1”とすると、図4の(B)に示
すように、+1の信号波形と−1の信号波形とを重ね合
わせた波形となり、その時の仮定値mを+2-1=+1/
2とするものである。同様に各仮定データ列についての
仮定値mを定めることができる。
【0016】図2に於いては、m1 =−20 =−1,m
2 =+2-1=+1/2とした場合を示す。従って、−2
xm1 =2x、m1 2 =1、−2xm2 =−x、m2 2
=+1/4となる。加算器13−1には、符号ビット
(MSB)を残して、入力信号xを1ビットシフトする
ことにより、入力信号xを2倍したことになり、2xの
値を入力することができる。その場合、シフタ等を用い
ることなく、加算器13−1の入力端子との接続構成に
より、1ビットシフトして入力する構成とすることがで
きる。又1ビットシフトしたことにより、最下位ビット
(LSB)として0を入力し、符号ビットを含めて5ビ
ットを入力する。又キャリー端子Cに0を入力する。又
仮定値m1 の二乗の値は1であるから、5ビットの“0
0100”とする。又加算器13−2には、インバータ
17により入力信号xを反転することにより、−xが入
力されることになり、その時にキャリー端子Cに1を入
力する。又仮定値m2 の二乗の値は+1/4であるか
ら、5ビットの“00001”を入力する。
2 =+2-1=+1/2とした場合を示す。従って、−2
xm1 =2x、m1 2 =1、−2xm2 =−x、m2 2
=+1/4となる。加算器13−1には、符号ビット
(MSB)を残して、入力信号xを1ビットシフトする
ことにより、入力信号xを2倍したことになり、2xの
値を入力することができる。その場合、シフタ等を用い
ることなく、加算器13−1の入力端子との接続構成に
より、1ビットシフトして入力する構成とすることがで
きる。又1ビットシフトしたことにより、最下位ビット
(LSB)として0を入力し、符号ビットを含めて5ビ
ットを入力する。又キャリー端子Cに0を入力する。又
仮定値m1 の二乗の値は1であるから、5ビットの“0
0100”とする。又加算器13−2には、インバータ
17により入力信号xを反転することにより、−xが入
力されることになり、その時にキャリー端子Cに1を入
力する。又仮定値m2 の二乗の値は+1/4であるか
ら、5ビットの“00001”を入力する。
【0017】加算器13−1,13−2の出力信号がA
CS回路12に入力されて、ACS回路12の加算器1
4により、前回のパスメトリック値MA ,MB と二乗誤
差信号とが加算される。即ち、(3)式の第1項と第2
項との演算が行われる。そして、比較器15により第1
項と第2項との大小関係が比較される。その比較出力信
号が選択器16に選択制御信号として加えられ、小さい
方の値が今回のパスメトリック値MX として出力され
る。
CS回路12に入力されて、ACS回路12の加算器1
4により、前回のパスメトリック値MA ,MB と二乗誤
差信号とが加算される。即ち、(3)式の第1項と第2
項との演算が行われる。そして、比較器15により第1
項と第2項との大小関係が比較される。その比較出力信
号が選択器16に選択制御信号として加えられ、小さい
方の値が今回のパスメトリック値MX として出力され
る。
【0018】又仮定値mを、例えば、m1 =+20 =+
1、m2 =−2-1=−1/2とすると、−2xm1 =−
2x、m1 2 =+1、−2xm2 =+x、m2 2 =+1
/4となるから、図2の加算器13−1の入力信号の入
力端子にはインバータが接続され、仮定値m1 の二乗の
値は図2の場合と同様となり、キャリー端子Cには1が
入力される。又加算器13−2の入力信号の入力端子の
インバータ17が取外され、仮定値m2 の二乗の値は図
2の場合と同様にとなり、キャリー端子Cには0が入力
される。
1、m2 =−2-1=−1/2とすると、−2xm1 =−
2x、m1 2 =+1、−2xm2 =+x、m2 2 =+1
/4となるから、図2の加算器13−1の入力信号の入
力端子にはインバータが接続され、仮定値m1 の二乗の
値は図2の場合と同様となり、キャリー端子Cには1が
入力される。又加算器13−2の入力信号の入力端子の
インバータ17が取外され、仮定値m2 の二乗の値は図
2の場合と同様にとなり、キャリー端子Cには0が入力
される。
【0019】従って、図3に示す仮定データ列と仮定値
mとの関係に於いて、0以外の仮定値mに対応して加算
器を設ければ良いことになり、仮定値mが0でない仮定
データ列は10個となるから、これに対応して、二乗誤
差計算部11を10個の加算器で構成することができ
る。従って、乗算器を用いて構成する場合に比較して、
回路規模を著しく縮小することができる。
mとの関係に於いて、0以外の仮定値mに対応して加算
器を設ければ良いことになり、仮定値mが0でない仮定
データ列は10個となるから、これに対応して、二乗誤
差計算部11を10個の加算器で構成することができ
る。従って、乗算器を用いて構成する場合に比較して、
回路規模を著しく縮小することができる。
【0020】なお、前述の実施例は、パーシャルレスポ
ンスの(1+D)2 の等化を行った場合を示すが、他の
等化の場合には、それに対応して仮定値mを±2n に選
定し、二乗誤差計算部11を加算器とインバータとによ
り構成することができる。又インバータを接続する加算
器は、減算器の構成に相当するものであるから、二乗誤
差計算部11は、加算器と減算器とにより構成すること
ができる。
ンスの(1+D)2 の等化を行った場合を示すが、他の
等化の場合には、それに対応して仮定値mを±2n に選
定し、二乗誤差計算部11を加算器とインバータとによ
り構成することができる。又インバータを接続する加算
器は、減算器の構成に相当するものであるから、二乗誤
差計算部11は、加算器と減算器とにより構成すること
ができる。
【0021】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、二乗誤
差計算部1とACS回路2とからなるビタビ検出器に於
いて、仮定値mを±2n の値とし、仮定データ列対応に
ビットシフトや反転を行って入力信号xと仮定値mとを
加算する加算器3により、二乗誤差計算部1を構成した
ものであり、加算器3は、乗算器に比較して回路規模が
小さくて済むものであるから、小型化,検出処理の高速
化が可能となる利点がある。
差計算部1とACS回路2とからなるビタビ検出器に於
いて、仮定値mを±2n の値とし、仮定データ列対応に
ビットシフトや反転を行って入力信号xと仮定値mとを
加算する加算器3により、二乗誤差計算部1を構成した
ものであり、加算器3は、乗算器に比較して回路規模が
小さくて済むものであるから、小型化,検出処理の高速
化が可能となる利点がある。
【図1】本発明の原理説明図である。
【図2】本発明の実施例の要部ブロック図である。
【図3】仮定データ列と仮定値との説明図である。
【図4】等化器とビタビ検出器との説明図である。
【図5】従来例の要部ブロック図である。
1 二乗誤差計算部 2 ACS回路 3 加算器 4 加算器 5 比較器 6 選択器 7 等化器
Claims (2)
- 【請求項1】 入力信号を等化器により等化し、該入力
信号と仮定値との差の二乗を求める二乗誤差計算部
(1)と、該二乗誤差計算部(1)の出力信号と前回の
パスメトリック値とを加算して比較し、小さい値の方を
選択して今回のパスメトリック値とするACS回路
(2)とを備えたビタビ検出器に於いて、 前記仮定値を±2n の値とし、仮定データ列対応にビッ
トシフトや反転を行った前記入力信号と前記仮定値とを
加算する加算器(3)により前記二乗誤差計算部(1)
を構成したことを特徴とするビタビ検出器。 - 【請求項2】 前記等化器を1ビット時間をDとして
(1+D)2 の等化を行う構成とし、前記仮定値の0以
外と前記入力信号とを加算する10個の加算器により、
前記二乗誤差計算部(1)を構成したことを特徴とする
請求項1記載のビタビ検出器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18486092A JPH0630054A (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | ビタビ検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18486092A JPH0630054A (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | ビタビ検出器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0630054A true JPH0630054A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=16160575
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18486092A Withdrawn JPH0630054A (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | ビタビ検出器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0630054A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100296788B1 (ko) * | 1998-12-23 | 2001-09-06 | 김 수 원 | 폴딩 비터비 검출기 |
-
1992
- 1992-07-13 JP JP18486092A patent/JPH0630054A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100296788B1 (ko) * | 1998-12-23 | 2001-09-06 | 김 수 원 | 폴딩 비터비 검출기 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |