JPH05506502A - リング干渉計の出力信号のスペクトル線振幅を求める装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 リング干渉計の出力信号のスペクトル線振幅をめる装置 本発明は、リング干渉計を回転させる角速度をめるのに適しており、このために ディジタル評価回路を用いる形式の、光学的リング干渉計の位相変調された出力 信号中に含まれるスペクトル線の振幅をめる装置に関する。

この形式の方法は、ドイツ連に共和国特許第３１４０１１０号公開公報に示され ている。リング状の光路を形成するリング干渉計の光フアイバ中を互いに逆方向 に進行する２つの光波が伝播し、それらの光波は光ファイバから送出されるとき に互いに干渉し合う、この干渉は、少な（とも１回は巻回されている光ファイバ が回転する角速度に依存する。光フアイバ中を互いに逆方向に通過した両方の光 波間の位相差は、この角速度に比例する。このような位相差はサグナック位相（ Ｓａｇｎａｃ−Ｐｈａｓｅ　）と称され、ドイツ連邦共和国特許第３１４０１１ ０号公開公報に示されているように、光ファイバから送出された干渉光のスペク トル線の振幅から、上記の位相差をめることができる。

サグナック位相の検出に適した、ファイバリング干渉計の出力信号を得る目的で 、一方の端部において光ファイバから送出された光波を位相変調する。サグナッ ク位相をめるためのアナログ出力信号の評価は、有利にはディジタル信号地層に より行われる。後続のディジタル信号想理のために高い位相変調周波数が必要と されるので、このアナログ出力信号は不所望に高い周波数位置を有している。こ のためドイツ連邦共和国特許第３１４０１１０号公開公報によれば、ファイバリ ング干渉計に供給される光の出力を好適な周波数でパルス化するか、あるいは混 合装置によって出力信号を比較的低い周波数位置へ低減する０両方の解決手段は 付加的な回路コストに結び付いている。混合過程の別の欠点は、不所望な混合生 成波が発生することである。サンプリング定理を満たすようにし、これにより許 容されないスペクトル畳み込み（コンボリューション）生成波−これは評価すべ き信号を著しく誤らせてしまう−が発生しないようにするためには、付加的なア ナログフィルタによりこの混合生成波を抑圧しなければならない。

したがって本発明の課題は冒頭で述べた形式の装置において、リング干渉計の出 力信号から所望のスペクトル線の振幅を僅かな回路技術的コストで、できるかぎ り精確にめることにある。

本発明によればこの課題は、請求項１の特徴部分により解決される。請求項２以 下には、本発明の有利な実施形態が示されている。

本発明による周波数分波回路を用いることにより、後置接続されているディジタ ルフィルタに対してその選択に関して著しく高い要求を果たす必要がない。

次に、図面に示された複数の実施例に基づき本発明の詳細な説明する。

５１１図は、リング干渉計の出力信号から所定のスペクトル線の振幅をめる回路 のブロック図であり、第２図はこの回路の周波数分波回路を示す図であり、第３ 図は複数個の周波数スペクトルを示す図であり、第４図は複素ディジタルフィル タの第１の実施形態を示す図であり、 第５図は複素ディジタルフィルタの第２の実施形態を示す図であり、 第６図ば複素ディジタルフィルタの第３の実施形態を示す図である。

リング干渉計の出力信号は周知のとおり（ドイツ連邦共和国特許第３１’４０１ １０号公開公報参照）、以下の形式を有する。すなわち、 １（ｔ）＝Ｉｏ［ｌ　＋　Ｊｏ（２ψ）　ｃｏｓ２φ）コ＝−２１ｏＪ、　（２ ψ）　５ｉｎ２φｃｏｓ　（２πｆ、ｔ−ｅｘ　）＝−２［ｏＪｘ　（２ψ）　 ｃｏｓ２φｃｏｓ　２（２πｆ、ｔ−α）（１）；÷２１．Ｊ、（２ψ）　３ｉ ｎ２φｃｏｓ　３Ｃ２ｘｆ、ｔ−ａ＞＝÷２１．Ｊ、（２ψ）　ｃｏｓ２φｃｏ ｓ　４（２ｘｆ−ｔ−ｚ）この場合、ｎ冨０，１，１．である係数Ｊ、（２ψ） ＆よ、偏角２ψ冨２ψ・ｓｔｎπｆ、τに対するｎ次の４１１１種ベッセル関数 の値である。Ｉｏはリング干渉計へ供給される光の強度を表わし、ψ。は周波数 ｆ１で行なわれる位相変調の変調指数であり、τはリング干渉計を通過する光波 の走行時間である。φによっていわゆるサグナック位相（Ｓａｇｎａｃ−Ｐｈａ ｓｅ　）が表わされており、これはリング干渉計が回転する角速度に比例する。

このサグナック位相φが最終的に算出されるべきものである。サグナック位相は 、出力信号１（ｔ）の３つまたは４つのスペクトル線の振幅から算出することが できる。サグナック位相に依存する、例えば４つのスペクトル線の振幅Ａ１〜Ａ ４は、次のように表わされる。

ＡＩ　＝　２１ｏＪｌ　（２ψ）ｌｓｉｎ　２ψ（Ａ３　＝　２１．Ａ３（２ψ Ｎ５ｉｎ　２ψＩＡ４＝２１．Ａ４（２ψンｃｏｓ２ψ１第１図には、４つのス ペクトル線振幅Ａ１〜Ａ４をめることのできる回路が示されている。リング干渉 計ＩＦのアナロ出力グ信号ｉ　（ｔ）は、まずアナログ／ディジタル変換器ＡＤ においてディジタル化され、次に周波数分波回路ＦＷへ導かれる。この周波数分 波′　特表平５−５０６５０２　（３’）回路は、ディジタル化された出力信号 を２つの信号成分Ｓ１と８２へ分解する。ｊｌｌｌｌの信号成分ｓ１は、位相変 調周波数１　（またはそれから導出された周波数）の奇数倍の周波数を有する、 出力信号ｉ　（ｔ）のすべてのスペクトル線を含む［式（１）参照］、つまり第 １の信号成分は、振幅が５ｉｎ２φに依存するすべてのスペクトル線を含む。Ａ １２の信号成分Ｓ２は、位相変調周波数ｆ、（あるいはそれから導出された周波 数）の偶数倍の周波数を有するすべてのスペクトル線を含む。つまり第２の信号 成分は、振幅がｃｏｓ２φに依存するすべてのスペクトル線を含む。第３図には 、スペクトル線ｎｆ、（ｎ＝１．２，３．、、）を有スル出力信号１（ｔ）を、 位相変調周波数ｆ、の奇数倍の周波数のスペクトル線だけを含む第１の信号成分 ｓ１と、位相変調周波数ｆ、の偶数倍の周波数のスペクトル線ｆｍだけを含む第 ２の信号成分Ｓ２へ分解する様子が示されている。このように出力信号１　（ｔ ）を２つの信号成分ｓ１と８２へ分割することにより、スペクトル線の予備選択 が有利な結果を伴って行なわれる。

つまりこのことにより、各信号成分中に生じるスペクトル線の間隔が、元の出力 信号のスペクトル線の間隔の２倍の大きさになる。したがって個々の信号成分Ｓ １と８２のスペクトル線の選択は、コストの僅かなフィルタで即ち僅かな選択性 フィルタで実現することができる。

各信号成分ｓ１、ｓ２Ｇよ、２つの並列のフィルタ分岐路へ供給される。これら の分岐路は、第１の信号成分Ｓ１からは５ｉｎ２φに依存するスペクトル線振幅 ＡＩおよびＡ３を検出し、第２の信号成分Ｓ２からはｃｏｓ２φに依存するスペ クトル線振幅Ａ２およびＡ４を検出する６各フィルタ分岐には混合装置Ｍが設け られている。この混合装置は、供給された信号成分Ｓ１またはｓ２のそれぞれ１ つのスペクトル線を規準的に周波数Ｏまで低減し、その際、最初は実である信号 を複素信号へ移行させる。この目的で各混合装置Ｍには、 の形式の、サンプリングされた複素搬送波信号が印加される。ここにおいてｆｃ 、＝ｌｌ　（この場合ｌ＝１゜２．３．４）、ｆＡは、各信号成分ｓｌまたはｓ ２のサンプリング周波数であって、ｋ＝１．２，３．、。

（時間指数）である。混合装置Ｍには複素ディジタル低域通過フィルタＦ１が後 置接続されており、このフィルタには、必要に応じてさらに別の複素ディジタル 低域通過フィルタＦ２も直列接続される。周波数分波回路ＦＷがディジタル化さ れた出力信号のサンプリング周波数をすでに低減したあとで、このサンプリング 周波数は各フィルタＦ１、Ｆ２においてさらに低減される。その結果、サンプリ ング周波数は、スペクトル線振幅Ａ１〜Ａ４のディジタル処理のために好適な低 い値を有するようになる。フィルタ分岐路において選択されるべき各スペクトル 線を規準的に周波数ゼロへ変換することにより、すべてのフィルタ分岐路におい て同一の複素ディジタル低域通過フィルタＦ１ないしＦ２を用いることができる 。

各複素ディジタル低域通過フィルタＦ１、Ｆ２の出力側において、実数部と虚数 部とに分解された、それぞれ濾波抽出されたスペクトル線が得られる。それらの 振幅Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４は、周知のように実数部と虚数部の２乗ならびにそ れらの加算、およびそれに続く根の形成により算出される。この演算は回路ブロ ックＢにより行なわれる。第１図の場合、複素信号を処理する回路ブロックＭ、 Ｆ１、Ｆ２は２重線で示されている。

プロセッサＰにおいて、検出されたスペクトル線振幅Ａ１〜Ａ４からサグナック 位相φが算出される。４つのスペクトル線振幅からサグナック位相φを導出する 方法は、先願のドイツ連邦共和国特許第３９３５３５７号公報に示されている。

また、先願のドイツ連邦共和国特許第３９４１９９１号公報では、３つのスペク トル線振幅からサグナック位相φをめる方法が提案されている。

ｊＩ２図によれば、周波数分波回路ＦＷはくし形フィルタとして構成されている 。この場合、通過［１！ｌならびに遮断範囲は、０−ｆＡ　（アナログ／ディジ タル変換器ＡＤのサンプリング周波数）の周波数［回内において等間隔で周期的 に繰り返されながら変化する。この場合、ｆ、ｗｐ−ｆ＝を適用する。ここにお いてｐ／２は整数でありかつ奇数である。Ｐ−１０である場合、つまりリング干 渉計のディジタル出力信号のサンプリング周波数ｆＡが位相変調周波数ｆ、の１ ０倍に相応する場合、（し形フィルタにおいて遅延レート（ＩＯＴ、４Ｔ、この 場合Ｔ−１／ｆＡ）と係数（ｌ／８．３７８）は、第２図に示されているように 選定される。入力側において切替経路０と１との間でサンプリング周波数ｆＡに より切り替えを行なうことによって、くし形フィルタの出力側では両方の信号成 分Ｓ１およびＳ２のサンプリング周波数ｆＡ・がｆＡ・＝１／２ｆＡに低減され る。くし形フィルタとして構成されたこのような周波数分波回路の場合、両方の 信号成分ｓｌと８２は常に等しい重みを受ける。したがって障害も両信号成分に 対して等しく作用する。このことにより、サグナック位相φをめる際にいかなる 品貿低下も発生しない。なぜならばサグナック位相は、信号成分ｓ１およびｓ２ の振幅の商を形成することにより算出されるからである（前記の第３９３５３５ ７号公報参照）。

各フィルタ分岐路内に設けられた第１図による複素温合装置Ｍと、これに後置接 続された複素低域通過フィルタＦ１は、９４図に示されているように２つの実数 混合部Ｍｌと、それらに後置接続された、実数成分を有する２つの同一のディジ タル（例えばトランスバーサル）低域通過フィルタＦｉｌにより実現することが できる。低域通過フィルタＦ１は周波数分波回路ＦＷの出力信号のサンプリング 周波数ｆＡ５を、ファクタｐ　／　２だけ即ちファクタ５だけ低減するのが最適 である。両方の混合部Ｍ１のうちの一方において、それぞれ周波数分波回路ＦＷ から供給されるそれぞれの信号成分ｓ１ないしｓ２を、搬送波ＣＯＳω１と混合 して周波数Ｆ＝Ｏまで低減する。その際に生じる混合生成波は、信号成分の実数 部を表わす、所属の虚数部は、他方の混合部Ｍｌにおける信号成分Ｓ１ないしＳ ２と搬送波ｓｉｎωｌとの混合プロセスにより生じる０両方の搬送波信号ＣＯ８ ω１とｓｉｎω１は、偏角ω１＝２πｆ、、に／ｆＡ、を有する。このような形 式の複素フィルタリングは、　Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　＆　５ｏｎｓ発行、Ｍ、 　Ｂｅｌｌａｎｇｅｒ著の文献、’Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｏ ｆＳｉｇｎａｌｓ”　第２版、第３５６頁および第３５７頁に記載されている。

各フィルタ分岐路内に設けられている、複素混合装置Ｍと複素フィルタＦ１から 成る第１図による組み合わせを、複素係数を有するディジタルトランスバーサル フィルタにより実現することもできる。第５図にはこの種のフィルタが示されて おり、これは例えば５つ（＝ｐ／２）の信号経路０．、．４により構成されてい る。周波数分波回路から供給された信号成分Ｓ１ないしＳ２のサンプリング値は 、これらの信号経路へ周期的に切り替えられて導かれる。この切替過程により、 各信号成分Ｓ１ないしＳ２のサンプリング周波数ｆＡ・は元の配列とまったく同 じようにファクタｐ／２＝５だけ低減される。第５図には、このフィルタに必要 とされる実数の係数と虚数の係数が書き込まれている。

フィルタ回路出力側の第１の加算器ＡＤＩは５つの信号経路からのすべての実数 の信号成分を加算し、虚数の信号成分は第２の加算器ＡＤ２により合成される。

第６図には、フィルタ装置の別の変形実施例が示されている。このフィルタ装置 により、周波数分波回路ＦＷから送出された実数の信号成分ｓｌないしＳ２から 所定のスペクトル線が濾波抽出され、このスペクトル線は、ファクタｐ／２（− ５）だけ低減されたサンプリング周波数で複素信号へ変換される。このフィルタ 装置は、多相回路網として構成されており実数の係数Ｃ１，、、Ｃ５を有するデ シメーションフィルタＤＺＦ（破線の左側に示す）から成り、ここにおいて第５ 図のフィルタの場合のように切替過程によりサンプリング周波数がファクタｐ／ ２＝５だけ低減される。

デシメーションフィルタＤＺＦには回路網ＤＦＴが接続されており、この回路網 は、デシメーションフィルタＤＺＦから分離されたスペクトル線を離散フーリエ 変換により１つの実数信号と１つの虚数信号とに分解する。

第６図には、回路網ＤＦＴに必要な係数が書き込まれている。この回路網ＤＦＴ の出力側に設けられた第１の加算器ＡＤ３は実数信号成分を合成し、第２の加算 器は虚数信号成分を合成する。

第６図による装置を適用することの別の利点は、各信号成分ｓ１ないしＳ２のた めにそれぞれ１つのデシメーションフィルタＤＺＦＬか必要ないことであり（つ まり全部で２個のＤＺＦ）　、個々の振幅のためにただ１つの固有の回路網ＤＦ ＴＬか設ける必要がないことである。

Ｆｉｇ、５ ＯＺＦ　ＯＦＴ 誓約書 本発明は、僅かなコストでリング干渉計の出力信号から所望のスペクトル線の振 幅をできるかぎり精確にめようとするものである。

調波数分波回路（ＦＷ）は、リング干渉計のディジタル化された出力信号をｊＩ ｌの信号成分（ｓｌ）と第２の信号成分（Ｓ２）とに分解する。この場合、第１ の信号成分は、位相変調周波数の奇数倍の周波数のスペクトル線を含むものであ り、第２の信号成分は、位相変調周波数の偶数倍の周波数のスペクトル線を含む ものである。これら両方の信号成分（ｓｌ、ｓ２）の各々のために、少なくとも １つのディジタルフィルタ（Ｆｌ、Ｆ２）が設けられており、このフィルタは、 各信号成分（ｓｌ、ｓ２）からスペクトル線を濾波抽出して、そのスペクトル線 の振幅（Ａｔ、Ａ２．Ａ３゜Ａ４）をめる。

国際調査報告 国際調査報告 ＤＥ　９１００２２５ Ｓ＾　４５２９９

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．リング干渉計を回転させる角速度を求めるのに適しており、このためにディ ジタル評価回路を用いる形式の、光学的リング干渉計の位相変調された出力信号 中に含まれるスペクトル線の振幅を求める装置において、 周波数分波回路（ＦＷ）が、リング干渉計（ＩＦ）のディジタル化された出力信 号（ｉ）を第１の信号成分（ｓ１）と第２の信号成分（ｓ２）へ分割し、前記の 第１の信号成分は、位相変調周波数または該位相変調周波数から導出された周波 数の奇数倍の周波数のスペクトル線を含み、前記の第２の信号成分は、位相変調 周波数または該位相変調周波数から導出された周波数の偶数倍の周波数のスペク トル線を含み、 これら両信号成分（ｓ１，ｓ２）の各々のために、少なくとも１つのディジタル フィルタが設けられており、該ディジタルフィルタは、名信号成分（ｓ１，ｓ２ ）から１つのスペクトル線を濾波して取り出し、該スペクトル線の振幅を求める ようにしたことを特徴とする、光学的リング干渉計の位相変調された出力信号中 に含まれるスペクトル線の振幅を求める装置。
2. ２．前記デイジタルフイルタ（Ｆ１，Ｆ２）は複素フィルタであって、該フィル タは、それぞれ濾波して取り出されたスペクトル線を１つの実数信号と１つの虚 数信号とに分解して送出し、絶対値形成（Ｂ）により前記の実数信号と虚数信号 からスペクトル線の振幅（Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４）を算出するようにした、請 求項１記載の装置。
3. ３．ディジタル低域通過フィルタ（Ｆ１，Ｆ２）は所望のスペクトル線を含む周 波数範囲から、それらの周波数範囲を著しく低い周波数へ混合低減した後、当該 スペクトル線を濾波して取り出すようにした、請求項１または２記載の装置。
4. ４．前記周波数分波回路（ＦＷ）はくし形フィルタとして構成されている、請求 項１記載の装置。
5. ５．前記周波数分波回路（ＦＷ）は、該回路へ導かれる、リング干渉計（ＩＦ） のディジタル化された出力信号のサンプリング周波数を２つに分割するようにし た、請求項１または４記載の装置。
6. ６．前記ディジタルフィルタ（Ｆ１，Ｆ１１，Ｆ１２）は、前記周波数分波回路 （ＦＷ）から送出された信号成分のサンプリング周波数をさらに低減するように した、請求項１、２または３記載の装置。
7. ７．複数個の複素フィルタ（Ｆ１，Ｆ２）が縦続接続されており、該フィルタの 各々は、それらに供給される信号のサンプリング周波数を低減するようにした、 請求項１、２または３記載の装置。
8. ８．前記ディジタルフィルタは、複素係数を有するトランスパーサルフィルタで あって、該フィルタは、前記周波数分波回路（ＦＷ）から到来する実数の信号か ら、低減されたサンプリング周波数で複素数の出力信号を発生させるようにした 、請求項１、２または３記載の装置。
9. ９．前記周波数分波回路（ＦＷ）から到来する各信号成分（ｓ１，ｓ２）のため に、該成分のサンプリング周波数を低減する多相フィルタ（ＤＺＦ）がそれぞれ 請けられており、各多相フィルタ（ＤＺＦ）の後方に、前記信号成分（ｓ１ない しｓ２）から取り出そうとするスペクトル線の数に相応ずる個数の、離散フーリ エ変換を行なう回路網（ＤＦＴ）が並列接続されており、各回路鋼（ＤＦＴ）は 、多相フィルタ（ＤＺＦＴ）から送出される実際の信号を実部と虚部とに分解す るようにした、請求項１、２または３記載の装置。
10. １０．リング干渉計（ＩＦ）のディジタル化された出力信号（ｉ）のサンプリン グ周波数は、位相変調周波数または該位相変調周波数から導出された周波数のｐ 倍の周波数と等しく、ここにおいてｐ／２は整数でありかつ奇数である、請求項 １、２または３記載の装置。