JP2979001B2 - リング干渉計の出力信号のスペクトル線振幅を求める装置 - Google Patents
リング干渉計の出力信号のスペクトル線振幅を求める装置Info
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- JP2979001B2 JP2979001B2 JP3505277A JP50527791A JP2979001B2 JP 2979001 B2 JP2979001 B2 JP 2979001B2 JP 3505277 A JP3505277 A JP 3505277A JP 50527791 A JP50527791 A JP 50527791A JP 2979001 B2 JP2979001 B2 JP 2979001B2
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- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
- G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
- G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、リング干渉計を回転させる角速度を求める
のに適しており、このためにディジタル評価回路を用い
る形式の、光学的リング干渉計の位相変調された出力信
号中に含まれるスペクトル線の振幅を求める装置に関す
る。
のに適しており、このためにディジタル評価回路を用い
る形式の、光学的リング干渉計の位相変調された出力信
号中に含まれるスペクトル線の振幅を求める装置に関す
る。
この形式の方法は、ドイツ連邦共和国特許第3140110
号公開公報に示されている。リング状の光路を形成する
リング干渉計の光ファイバ中を互いに逆方向に進行する
２つの光波が伝播し、それらの光波は光ファイバから送
出されるときに互いに干渉し合う。この干渉は、少なく
とも１回は巻回されている光ファイバが回転する角速度
に依存する。光ファイバ中を互いに逆方法に通過した両
方の光波間の位相差は、この角速度に比例する。このよ
うな位相差はサグナック位相（Sagnac−Phase）と称さ
れ、ドイツ連邦共和国特許第3140110号公開公報に示さ
れているように、光ファイバから送出された干渉光のス
ペクトル線の振幅から、上記の位相差を求めることがで
きる。
号公開公報に示されている。リング状の光路を形成する
リング干渉計の光ファイバ中を互いに逆方向に進行する
２つの光波が伝播し、それらの光波は光ファイバから送
出されるときに互いに干渉し合う。この干渉は、少なく
とも１回は巻回されている光ファイバが回転する角速度
に依存する。光ファイバ中を互いに逆方法に通過した両
方の光波間の位相差は、この角速度に比例する。このよ
うな位相差はサグナック位相（Sagnac−Phase）と称さ
れ、ドイツ連邦共和国特許第3140110号公開公報に示さ
れているように、光ファイバから送出された干渉光のス
ペクトル線の振幅から、上記の位相差を求めることがで
きる。
サグナック位相の検出に適した、ファイアリング干渉
計の出力信号を得る目的で、一方の端部において光ファ
イバから送出された光波を位相変調する。サグナック位
相を求めるためのアナログ出力信号の評価は、有利には
ディジタル信号処理により行われる。後続のディジタル
信号処理のために高い位相変調周波数が必要とされるの
で、このアナログ出力信号は不所望に高い周波数位置を
有している。このためドイツ連邦共和国特許第3140110
号公開公報によれば、ファイバリング干渉計に供給され
る光の出力を好適な周波数でパルス化するか、あるいは
混合装置によって出力信号を比較的低い周波数位置へ低
減する。両方の解決手段は付加的な回路コストに結び付
いている。混合過程の別の欠点は、不所望な混合生成波
が発生することである。サンプリング定理を満たすよう
にし、これにより許容されないスペクトル畳み込み（コ
ンボリューション）生成波−これは評価すべき信号を著
しく誤らせてしまう−が発生しないようにするために
は、付加的なアナログフィルタによりこの混合生成波を
抑圧しなければならない。
計の出力信号を得る目的で、一方の端部において光ファ
イバから送出された光波を位相変調する。サグナック位
相を求めるためのアナログ出力信号の評価は、有利には
ディジタル信号処理により行われる。後続のディジタル
信号処理のために高い位相変調周波数が必要とされるの
で、このアナログ出力信号は不所望に高い周波数位置を
有している。このためドイツ連邦共和国特許第3140110
号公開公報によれば、ファイバリング干渉計に供給され
る光の出力を好適な周波数でパルス化するか、あるいは
混合装置によって出力信号を比較的低い周波数位置へ低
減する。両方の解決手段は付加的な回路コストに結び付
いている。混合過程の別の欠点は、不所望な混合生成波
が発生することである。サンプリング定理を満たすよう
にし、これにより許容されないスペクトル畳み込み（コ
ンボリューション）生成波−これは評価すべき信号を著
しく誤らせてしまう−が発生しないようにするために
は、付加的なアナログフィルタによりこの混合生成波を
抑圧しなければならない。
アメリカ合衆国特許US4,796,993により公知のリング
干渉計の場合、位相変調された出力信号が２つの同期検
出器へ供給され、それらの検出器のうち第１の検出器に
より、出力におけるすべての偶数の高調波から第１の直
流成分が形成され、第２図の同期検出器により、すべて
の奇数の高調波から第２の直流成分が形成される。次
に、これら両方の直流成分からナグサック位相が算出さ
れる。
干渉計の場合、位相変調された出力信号が２つの同期検
出器へ供給され、それらの検出器のうち第１の検出器に
より、出力におけるすべての偶数の高調波から第１の直
流成分が形成され、第２図の同期検出器により、すべて
の奇数の高調波から第２の直流成分が形成される。次
に、これら両方の直流成分からナグサック位相が算出さ
れる。
本発明の課題は冒頭で述べた形式の装置において、リ
ング干渉計の出力信号から所望のスペクトル線の振幅を
僅かな回路技術的コストで、できるかぎり精確に求める
ことにある。
ング干渉計の出力信号から所望のスペクトル線の振幅を
僅かな回路技術的コストで、できるかぎり精確に求める
ことにある。
本発明によればこの課題は、周波数分波回路が、リン
グ干渉計のディジタル化された出力信号を第１の信号成
分と第２の信号成分へ分割し、前記の第１の信号成分
は、位相変調周波数または該位相変調周波数から導出さ
れた周波数の奇数倍の周波数のスペクトル線を含み、前
記の第２の信号成分は、位相変調周波数または該位相変
調周波数から導出された周波数の偶数倍の周波数のスペ
クトル線を含み、前記の各信号成分中に含まれているス
ペクトル線は周波数選択的に分離可能であり、これら両
信号成分の各々のために、少なくとも１つのディジタル
フィルタが設けられており、該ディジタルフィルタによ
り、各信号成分から１つのスペクトル線が濾波されて取
り出され、該スペクトル線の振幅が求められることによ
り解決される。請求項２以下には、本発明の有利な実施
形態が示されている。
グ干渉計のディジタル化された出力信号を第１の信号成
分と第２の信号成分へ分割し、前記の第１の信号成分
は、位相変調周波数または該位相変調周波数から導出さ
れた周波数の奇数倍の周波数のスペクトル線を含み、前
記の第２の信号成分は、位相変調周波数または該位相変
調周波数から導出された周波数の偶数倍の周波数のスペ
クトル線を含み、前記の各信号成分中に含まれているス
ペクトル線は周波数選択的に分離可能であり、これら両
信号成分の各々のために、少なくとも１つのディジタル
フィルタが設けられており、該ディジタルフィルタによ
り、各信号成分から１つのスペクトル線が濾波されて取
り出され、該スペクトル線の振幅が求められることによ
り解決される。請求項２以下には、本発明の有利な実施
形態が示されている。
本発明による周波数分波回路を用いることにより、後
置接続されているディジタルフィルタに対してその選択
に関して著しく高い要求を果たす必要がない。
置接続されているディジタルフィルタに対してその選択
に関して著しく高い要求を果たす必要がない。
次に、図面に示された複数の実施例に基づき本発明を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第１図は、リング干渉計の出力信号から所定のスペク
トル線の振幅を求める回路のブロック図であり、 第２図はこの回路の周波数分波回路を示す図であり、 第３図は複数個の周波数スペクトルを示す図であり、 第４図は複素ディジタルフィルタの第１の実施形態を
示す図であり、 第５図は複素ディジタルフィルタの第２の実施形態を
示す図であり、 第６図は複素ディジタルフィルタの第３の実施形態を
示す図である。
トル線の振幅を求める回路のブロック図であり、 第２図はこの回路の周波数分波回路を示す図であり、 第３図は複数個の周波数スペクトルを示す図であり、 第４図は複素ディジタルフィルタの第１の実施形態を
示す図であり、 第５図は複素ディジタルフィルタの第２の実施形態を
示す図であり、 第６図は複素ディジタルフィルタの第３の実施形態を
示す図である。
リング干渉計の出力信号の周知のとおり（ドイツ連邦
共和国特許第3140110号公開公報参照）、以下の形式を
有する。すなわち、 この場合、ｎ＝0,1,2...である係数Jn（２ψ）は、偏角
２ψ＝２ψ0sinπfmτに対するｎ次の第１種ベッセル関
数の値である。I0はリング干渉計へ供給される光の強度
を表わし、ψ０は周波数fmで行なわれる位相変調の変調
指数であり、τはリング干渉計を通過する光波の走行時
間である。φによっていわゆるサグナック位相（Sagnac
−Phase）が表わされており、これはリング干渉計が回
転する角速度に比例する。このサグナック位相φが最終
的に算出されるべきものである。サグナック位相は、出
力信号ｉ（ｔ）の３つまたは４つのスペクトル線の振幅
から算出することができる。サグナック位相に依存す
る、例えば４つのスペクトル線の振幅A1〜A4は、次のよ
うに表わされる。
共和国特許第3140110号公開公報参照）、以下の形式を
有する。すなわち、 この場合、ｎ＝0,1,2...である係数Jn（２ψ）は、偏角
２ψ＝２ψ0sinπfmτに対するｎ次の第１種ベッセル関
数の値である。I0はリング干渉計へ供給される光の強度
を表わし、ψ０は周波数fmで行なわれる位相変調の変調
指数であり、τはリング干渉計を通過する光波の走行時
間である。φによっていわゆるサグナック位相（Sagnac
−Phase）が表わされており、これはリング干渉計が回
転する角速度に比例する。このサグナック位相φが最終
的に算出されるべきものである。サグナック位相は、出
力信号ｉ（ｔ）の３つまたは４つのスペクトル線の振幅
から算出することができる。サグナック位相に依存す
る、例えば４つのスペクトル線の振幅A1〜A4は、次のよ
うに表わされる。
第１図には、４つのスペクトル線振幅A1〜A4を求める
ことのできる回路が示されている。リング干渉計IFのア
ナロ出力グ信号ｉ（ｔ）は、まずアナログ／ディジタル
変換器ADにおいてディジタル化され、次に周波数分波回
路FWへ導かれる。この周波数分波回路は、ディジタル化
された出力信号を２つの信号成分s1とs2へ分解する。第
１の信号成分s1は、位相変調周波数fm（またはそれから
導出された周波数）奇数倍の周波数を有する、出力信号
ｉ（ｔ）のすべてのスペクトル線を含む［式（１）参
照］。つまり第１の信号成分は、振幅がsin2φに依存す
るすべてのスペクトル線を含む。第２の信号成分s2は、
位相変調周波数fm（あるいはそれから導出された周波
数）の偶数倍の周波数を有するすべてのスペクトル線を
含む。つまり第２の信号成分は、振幅がcos2φに依存す
るすべてのスペクトル線を含む。第３図には、スペクト
ル線nfm（ｎ＝1,2,3...）を有する出力信号ｉ（ｔ）
を、位相変調周波数fmの奇数倍の周波数のスペクトル線
だけを含む第１の信号成分s1と、位相変調周波数fmの偶
数倍の周波数のスペクトル線fmだけを含む第２の信号成
分s2へ分解する様子が示されている。このように出力信
号ｉ（ｔ）を２つの信号成分s1とs2へ分割することによ
り、スペクトル線の予備選択が有利な結果を伴って行な
われる。つまりこのことにより、各信号成分中に生じる
スペクトル線の間隔が、元の出力信号のスペクトル線の
間隔の２倍の大きさになる。したがって個々の信号成分
s1とs2のスペクトル線の選択は、コストの僅かなフィル
タで即ち僅かな選択性フィルタで実現することができ
る。
ことのできる回路が示されている。リング干渉計IFのア
ナロ出力グ信号ｉ（ｔ）は、まずアナログ／ディジタル
変換器ADにおいてディジタル化され、次に周波数分波回
路FWへ導かれる。この周波数分波回路は、ディジタル化
された出力信号を２つの信号成分s1とs2へ分解する。第
１の信号成分s1は、位相変調周波数fm（またはそれから
導出された周波数）奇数倍の周波数を有する、出力信号
ｉ（ｔ）のすべてのスペクトル線を含む［式（１）参
照］。つまり第１の信号成分は、振幅がsin2φに依存す
るすべてのスペクトル線を含む。第２の信号成分s2は、
位相変調周波数fm（あるいはそれから導出された周波
数）の偶数倍の周波数を有するすべてのスペクトル線を
含む。つまり第２の信号成分は、振幅がcos2φに依存す
るすべてのスペクトル線を含む。第３図には、スペクト
ル線nfm（ｎ＝1,2,3...）を有する出力信号ｉ（ｔ）
を、位相変調周波数fmの奇数倍の周波数のスペクトル線
だけを含む第１の信号成分s1と、位相変調周波数fmの偶
数倍の周波数のスペクトル線fmだけを含む第２の信号成
分s2へ分解する様子が示されている。このように出力信
号ｉ（ｔ）を２つの信号成分s1とs2へ分割することによ
り、スペクトル線の予備選択が有利な結果を伴って行な
われる。つまりこのことにより、各信号成分中に生じる
スペクトル線の間隔が、元の出力信号のスペクトル線の
間隔の２倍の大きさになる。したがって個々の信号成分
s1とs2のスペクトル線の選択は、コストの僅かなフィル
タで即ち僅かな選択性フィルタで実現することができ
る。
各信号成分s1、s2は、２つの並列のフィルタ分岐路へ
供給される。これらの分岐路は、第１の信号成分s1から
はsin2φに依存するスペクトル線振幅A1およびA3を検出
し、第２の信号成分s2からはcos2φに依存するスペクト
ル線振幅A2およびA4を検出する。各フィルタ分岐には混
合装置Ｍが設けられている。この混合装置は、供給され
た信号成分s1またはs2のそれぞれ１つのスペクトル線を
規準的に周波数０までに低減し、その際、最初は実であ
る信号を複数信号へ移行させる。この目的で各混合装置
Ｍには、 の形式の、サンプリングされた複素搬送波信号が印加さ
れる。ここにおいてfc1＝1fm（この場合１＝1,2,3,4）,
fAは、各信号成分s1またはs2のサンプリング周波数であ
って、ｋ＝1,2,3...（時間指数）である。混合装置Ｍに
は複素ディジタル低域通過フィルタF1が後置接続されて
おり、このフィルタには、必要に応じてさらに別の複素
ディジタル低域通過フィルタF2も直列接続される。周波
数分波回路FWがディジタル化された出力信号のサンプリ
ング周波数をすでに低減したあとで、このサンプリング
周波数は各フィルタF1,F2においてさらに低減される。
その結果、サンプリング周波数は、スペクトル線振幅A1
〜A4のディジタル処理のために好適な低い値を有するよ
うになる。フィルタ分岐路において選択されるべき各ス
ペクトル線を規準的に周波数ゼロへ変換することによ
り、すべてのフィルタ分岐路において同一の複素ディジ
タル低域通過フィルタF1ないしF2を用いることができ
る。
供給される。これらの分岐路は、第１の信号成分s1から
はsin2φに依存するスペクトル線振幅A1およびA3を検出
し、第２の信号成分s2からはcos2φに依存するスペクト
ル線振幅A2およびA4を検出する。各フィルタ分岐には混
合装置Ｍが設けられている。この混合装置は、供給され
た信号成分s1またはs2のそれぞれ１つのスペクトル線を
規準的に周波数０までに低減し、その際、最初は実であ
る信号を複数信号へ移行させる。この目的で各混合装置
Ｍには、 の形式の、サンプリングされた複素搬送波信号が印加さ
れる。ここにおいてfc1＝1fm（この場合１＝1,2,3,4）,
fAは、各信号成分s1またはs2のサンプリング周波数であ
って、ｋ＝1,2,3...（時間指数）である。混合装置Ｍに
は複素ディジタル低域通過フィルタF1が後置接続されて
おり、このフィルタには、必要に応じてさらに別の複素
ディジタル低域通過フィルタF2も直列接続される。周波
数分波回路FWがディジタル化された出力信号のサンプリ
ング周波数をすでに低減したあとで、このサンプリング
周波数は各フィルタF1,F2においてさらに低減される。
その結果、サンプリング周波数は、スペクトル線振幅A1
〜A4のディジタル処理のために好適な低い値を有するよ
うになる。フィルタ分岐路において選択されるべき各ス
ペクトル線を規準的に周波数ゼロへ変換することによ
り、すべてのフィルタ分岐路において同一の複素ディジ
タル低域通過フィルタF1ないしF2を用いることができ
る。
各複素ディジタル低域通過フィルタF1、F2の出力側に
がおいて、実数部と虚数部とに分解された、それぞれ濾
波抽出されたスペクトル線が得られる。それらの振幅A
1、A2、A3、A4は、周知のように実数部と虚数部の２乗
ならびにそれらの加算、およびそれに続く根の形成によ
り算出される。この演算は回路ブロックＢにより行なわ
れる。。第１図の場合、複素信号を処理する回路ブロッ
クＭ、F1、F2は２重線で示されている。
がおいて、実数部と虚数部とに分解された、それぞれ濾
波抽出されたスペクトル線が得られる。それらの振幅A
1、A2、A3、A4は、周知のように実数部と虚数部の２乗
ならびにそれらの加算、およびそれに続く根の形成によ
り算出される。この演算は回路ブロックＢにより行なわ
れる。。第１図の場合、複素信号を処理する回路ブロッ
クＭ、F1、F2は２重線で示されている。
プロセッサＰにおいて、検出されたスペクトル線振幅
A1〜A4からサグナック位相φが算出される。４つのスペ
クトル線振幅からサグナック位相φを導出する方法は、
先願のドイツ連邦共和国特許第3935357号公報に示され
ている。また、先願のドイツ連邦共和国特許第3941991
号公報では、３つのスペクトル線振幅からサグナック位
相φを求める方法が提案されている。
A1〜A4からサグナック位相φが算出される。４つのスペ
クトル線振幅からサグナック位相φを導出する方法は、
先願のドイツ連邦共和国特許第3935357号公報に示され
ている。また、先願のドイツ連邦共和国特許第3941991
号公報では、３つのスペクトル線振幅からサグナック位
相φを求める方法が提案されている。
第２図によれば、周波数分波回路FWはくし形フィルタ
として構成されている。この場合、通過範囲ならびに遮
断範囲は、０〜fA（アナログ／ディジタル変換器ADのサ
ンプリング周波数）の周波数範囲内において等間隔で周
期的に繰り返されながら変化する。この場合、fA＝ｐ・
fmを適用する。ここにおいてp/2は整数でありかつ奇数
である。Ｐ＝10である場合、つまりリング干渉計のディ
ジタル出力信号のサンプリング周波数fAが位相変調周波
数fmの10倍に相応する場合、くし形フィルタにおいて遅
延レート（10T,4T,この場合Ｔ＝1/fA）と係数（1/8、3/
8）は、第２図に示されているように選定される。入力
側において切替経路０と１との間でサンプリング周波数
fAにより切り替えを行なうことによって、くし形フィル
タの出力側では両方の信号成分s1およびs2のサンプリン
グ周波数ｆＡ′がｆＡ′＝1/2fAに低減される。くし形
フィルタとして構成されたこのような周波数分波回路の
場合、両方の信号成分s1とs2は常に等しい重みを受け
る。したがって障害も両信号成分に対して等しく作用す
る。このことにより、サグナック位相φを求める際にい
かなる品質低下も発生しない。なぜならばサグナック位
相は、信号成分s1およびs2の振幅の商を形成することに
より算出されるからである（前記の第3935357号公報参
照）。
として構成されている。この場合、通過範囲ならびに遮
断範囲は、０〜fA（アナログ／ディジタル変換器ADのサ
ンプリング周波数）の周波数範囲内において等間隔で周
期的に繰り返されながら変化する。この場合、fA＝ｐ・
fmを適用する。ここにおいてp/2は整数でありかつ奇数
である。Ｐ＝10である場合、つまりリング干渉計のディ
ジタル出力信号のサンプリング周波数fAが位相変調周波
数fmの10倍に相応する場合、くし形フィルタにおいて遅
延レート（10T,4T,この場合Ｔ＝1/fA）と係数（1/8、3/
8）は、第２図に示されているように選定される。入力
側において切替経路０と１との間でサンプリング周波数
fAにより切り替えを行なうことによって、くし形フィル
タの出力側では両方の信号成分s1およびs2のサンプリン
グ周波数ｆＡ′がｆＡ′＝1/2fAに低減される。くし形
フィルタとして構成されたこのような周波数分波回路の
場合、両方の信号成分s1とs2は常に等しい重みを受け
る。したがって障害も両信号成分に対して等しく作用す
る。このことにより、サグナック位相φを求める際にい
かなる品質低下も発生しない。なぜならばサグナック位
相は、信号成分s1およびs2の振幅の商を形成することに
より算出されるからである（前記の第3935357号公報参
照）。
各フィルタ分岐路内に設けられた第１図による複数混
合装置Ｍと、これに後置接続された複素低域通過フィル
タF1は、第４図に示されているように２つの実数混合部
M1と、それらに後置接続された、実数成分を有する２つ
の同一のディジタル（例えばトランスバーサル）低域通
過フィルタF11により実現することができる。低域通過
フィルタF1は周波数分岐回路FWの出力信号のサンプリン
グ周波数ｆＡ′を、ファクタp/2だけ即ちファクタ５だ
け低減するのが最適である。両方の混合部M1のうちの一
方において、それぞれ周波数分波回路FWから供給される
それぞれの信号成分s1ないしs2を、搬送波cosω１と混
合して周波数Ｆ＝０まで低減する。その際に生じる混合
生成波は、信号成分の実数部を表わす。所属の虚数部
は、他方の混合部M1における信号成分s1ないしs2と搬送
波sanω１との混合プロセスにより生じる。両方の搬送
波信号cosω１とsinω１は、偏角ω１＝２πfc1k/fＡ′
を有する。このような形式の複素フィルタリングは、Jo
hn Wiley＆Sons発行、M.Bellanger著の文献、"Digital
Processing of Signals"第２版、第356頁および第357頁
に記載されている。
合装置Ｍと、これに後置接続された複素低域通過フィル
タF1は、第４図に示されているように２つの実数混合部
M1と、それらに後置接続された、実数成分を有する２つ
の同一のディジタル（例えばトランスバーサル）低域通
過フィルタF11により実現することができる。低域通過
フィルタF1は周波数分岐回路FWの出力信号のサンプリン
グ周波数ｆＡ′を、ファクタp/2だけ即ちファクタ５だ
け低減するのが最適である。両方の混合部M1のうちの一
方において、それぞれ周波数分波回路FWから供給される
それぞれの信号成分s1ないしs2を、搬送波cosω１と混
合して周波数Ｆ＝０まで低減する。その際に生じる混合
生成波は、信号成分の実数部を表わす。所属の虚数部
は、他方の混合部M1における信号成分s1ないしs2と搬送
波sanω１との混合プロセスにより生じる。両方の搬送
波信号cosω１とsinω１は、偏角ω１＝２πfc1k/fＡ′
を有する。このような形式の複素フィルタリングは、Jo
hn Wiley＆Sons発行、M.Bellanger著の文献、"Digital
Processing of Signals"第２版、第356頁および第357頁
に記載されている。
各フィルタ分岐路内に設けられている、複素混合装置
Ｍと複素フィルタF1から成る第１図による組み合わせ
を、複数係数を有するディジタルトランスバーサルフィ
ルタにより実現することもできる。第５図にはこの種の
フィルタが示されており、これは例えば５つ（＝p/2）
の信号経路0...4により構成されている。周波数分波回
路から供給された信号成分s1ないしs2のサンプリング値
は、これらの信号経路へ周期的に切り替えられて導かれ
る。この切替過程により、各信号成分s1ないしs2のサン
プリング周波数ｆＡ′は元の配列とまったく同じように
ファクタp/2＝５だけ低減される。第５図には、このフ
ィルタに必要とされる実数の係数と虚数の係数が書き込
まれている。フィルタ回路出力側の第１の加算器AD1は
５つの信号経路からすべての実数の信号成分を加算し、
虚数の信号成分は第２の加算器AD2により合成される。
Ｍと複素フィルタF1から成る第１図による組み合わせ
を、複数係数を有するディジタルトランスバーサルフィ
ルタにより実現することもできる。第５図にはこの種の
フィルタが示されており、これは例えば５つ（＝p/2）
の信号経路0...4により構成されている。周波数分波回
路から供給された信号成分s1ないしs2のサンプリング値
は、これらの信号経路へ周期的に切り替えられて導かれ
る。この切替過程により、各信号成分s1ないしs2のサン
プリング周波数ｆＡ′は元の配列とまったく同じように
ファクタp/2＝５だけ低減される。第５図には、このフ
ィルタに必要とされる実数の係数と虚数の係数が書き込
まれている。フィルタ回路出力側の第１の加算器AD1は
５つの信号経路からすべての実数の信号成分を加算し、
虚数の信号成分は第２の加算器AD2により合成される。
第６図には、フィルタ装置の別の変形実施例が示され
ている。このフィルタ装置により、周波数分波回路FWか
ら送出された実数の信号成分s1ないしs2から所定のスペ
クトル線が濾波抽出され、このスペクトル線は、ファク
タp/2（＝５）だけ低減されたサンプリング周波数で複
素信号へ変換される。このフィルタ装置は、多相回路網
として構成されており実数の係数C1...C5を有するデシ
メーションフィルタDZF（破線の左側に示す）から成
り、ここにおいて第５図のフィルタの場合のように切替
過程によりサンプリング周波数がファクタp/2＝５だけ
低減される。デシメーションフィルタDZFには回路網DFT
が接続されており、この回路網は、デシメーションフィ
ルタDZFから分離されたスペクトル線を離散フーリエ変
換により１つの実数信号と１つの虚数信号とに分解す
る。
ている。このフィルタ装置により、周波数分波回路FWか
ら送出された実数の信号成分s1ないしs2から所定のスペ
クトル線が濾波抽出され、このスペクトル線は、ファク
タp/2（＝５）だけ低減されたサンプリング周波数で複
素信号へ変換される。このフィルタ装置は、多相回路網
として構成されており実数の係数C1...C5を有するデシ
メーションフィルタDZF（破線の左側に示す）から成
り、ここにおいて第５図のフィルタの場合のように切替
過程によりサンプリング周波数がファクタp/2＝５だけ
低減される。デシメーションフィルタDZFには回路網DFT
が接続されており、この回路網は、デシメーションフィ
ルタDZFから分離されたスペクトル線を離散フーリエ変
換により１つの実数信号と１つの虚数信号とに分解す
る。
第６図には、回路網DFTに必要な係数が書き込まれて
いる。この回路網DFTの出力側に設けられた第１の加算
器AD3は実数信号成分を合成し、第２の加算器は虚数信
号成分を合成する。
いる。この回路網DFTの出力側に設けられた第１の加算
器AD3は実数信号成分を合成し、第２の加算器は虚数信
号成分を合成する。
第６図による装置を適用することの別の利点は、各信
号成分s1ないしs2のためにそれぞれ１つのデジメーショ
ンフィルタDZFしか必要ないことであり（つまり全部で
２個のDZF）、個々の振幅のためにただ１つの固有の回
路網DFTしか設ける必要がないことである。
号成分s1ないしs2のためにそれぞれ１つのデジメーショ
ンフィルタDZFしか必要ないことであり（つまり全部で
２個のDZF）、個々の振幅のためにただ１つの固有の回
路網DFTしか設ける必要がないことである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01C 19/00 - 19/72
Claims (10)
- 【請求項１】リング干渉計を回転させる角速度を求める
のに適しており、このためにディジタル評価回路を用い
る形式の、光学的リング干渉計の位相変調された出力信
号中に含まれるスペクトル線の振幅を求める装置におい
て、 周波数分波回路（FW）が、リング干渉計（IF）のディジ
タル化された出力信号（ｉ）を第１の信号成分（s1）と
第２の信号成分（s2）へ分割し、 前記の第１の信号成分は、位相変調周波数または該位相
変調周波数から導出された周波数の奇数倍の周波数のス
ペクトル線を含み、前記の第２の信号成分は、位相変調
周波数または該位相変調周波数から導出された周波数の
偶数倍の周波数のスペクトル線を含み、前記の各信号成
分（s1,s2）の中に含まれているスペクトル線は周波数
選択的に分離可能であり、 これら両信号成分（s1,s2）の各々のために、少なくと
も１つのディジタルフィルタが設けられており、該ディ
ジタルフィルタにより、各信号成分（s1,s2）から１つ
のスペクトル線が濾波されて取り出され、該スペクトル
線の振幅が求められることを特徴とする、 光学的リング干渉計の位相変調された出力信号中に含ま
れるスペクトル線の振幅を求める装置。 - 【請求項２】前記ディジタルフィルタ（F1,F2）は複素
フィルタであって、該フィルタは、それぞれ濾波して取
り出されたスペクトル線を１つの実数信号と１つの虚数
信号とに分解して送出し、絶対値形成（Ｂ）により前記
の実数信号と虚数信号からスペクトル線の振幅（A1,A2,
A3,A4）を算出する、請求項１記載の装置。 - 【請求項３】ディジタル低域通過フィルタ（F1,F2）は
所望のスペクトル線の含む周波数範囲から、それらの周
波数範囲を著しく低い周波数へ混合低減した後、当該ス
ペクトル線を濾波して取り出す、請求項１または２記載
の装置。 - 【請求項４】前記周波数分波回路（FW）はくし形フィル
タとして構成されている、請求項１記載の装置。 - 【請求項５】前記周波数分波回路（FW）は、該回路へ導
かれる、リング干渉計（IF）のディジタル化された出力
信号のサンプリング周波数を２つに分割する、請求項１
または４記載の装置。 - 【請求項６】前記ディジタルフィルタ（F1,F11,F12）
は、前記周波数分波回路（FW）から送出された信号成分
のサンプリング周波数をさらに低減する、請求項１、２
または３記載の装置。 - 【請求項７】複数個の複素フィルタ（F1,F2）が縦続接
続されており、該フィルタの各々は、それらに供給され
る信号のサンプリング周波数を低減する、請求項１、２
または３記載の装置。 - 【請求項８】前記ディジタルフィルタは、複素係数を有
するトランスバーサルフィルタであって、該フィルタ
は、前記周波数分波回路（FW）から到来する実数の信号
から、低減されたサンプリング周波数で複素数の出力信
号を発生させる、請求項１、２または３記載の装置。 - 【請求項９】前記周波数分波回路（FW）から到来する各
信号成分（s1,s2）のために、該成分のサンプリング周
波数を低減する多相フィルタ（DZF）がそれぞれ設けら
れており、各多相フィルタ（DZF）の後方に、前記信号
成分（s1ないしs2）から取り出そうとするスペクトル線
の数に相応する個数の、離散フーリエ変換を行なう回路
網（DFT）が並列接続されており、各回路網（DFT）は、
多相フィルタ（DZFT）から送出される実際の信号を実部
と虚部とに分解する、請求項１、２または３記載の装
置。 - 【請求項１０】リング干渉計（IF）のディジタル化され
た出力信号（ｉ）のサンプリング周波数は、位相変調周
波数または該位相変調周波数から導出された周波数のｐ
倍の周波数と等しく、ここにおいてp/2は整数でありか
つ奇数である、請求項１、２または３記載の装置。
Applications Claiming Priority (3)
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| DE4014516.6 | 1990-05-07 | ||
| DE4014516A DE4014516C2 (de) | 1990-05-07 | 1990-05-07 | Anordnung zum ermitteln von spektrallinienamplituden des ausgangssignals eines ringinterferometers |
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|---|---|
| JPH05506502A JPH05506502A (ja) | 1993-09-22 |
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| DE59302781D1 (de) * | 1992-03-27 | 1996-07-11 | Teldix Gmbh | Optischer Faserkreisel |
| EP0562293B1 (de) * | 1992-03-27 | 1996-06-12 | TELDIX GmbH | Optischer Faserkreisel |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3140110A1 (de) * | 1981-10-09 | 1983-04-28 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | "verfahren und anordnung zur messung absoluter drehungen" |
| DE3444791A1 (de) * | 1984-12-08 | 1986-06-12 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | System zur digitalen umwandlung eines zeitmultiplexsignals in ein frequenzmultiplexsignal und/oder umgekehrt |
| US4796993A (en) * | 1987-04-13 | 1989-01-10 | Hitachi, Ltd. | Phase modulation type fiber optic gyroscope |
| US4883358A (en) * | 1987-09-02 | 1989-11-28 | Japan Aviation Electronics Industry Limited | Fiber optic gyro stabilized by harmonic components of detected signal |
| JP2587104B2 (ja) * | 1989-05-15 | 1997-03-05 | 三菱プレシジョン株式会社 | 光ファイバジャイロ用信号処理装置 |
| EP0424663B1 (de) * | 1989-10-24 | 1992-12-02 | ANT Nachrichtentechnik GmbH | Verfahren und Anordnung zum Ermitteln von Winkelgeschwindigkeiten |
-
1990
- 1990-05-07 DE DE4014516A patent/DE4014516C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-03-14 EP EP91905461A patent/EP0527746B1/de not_active Expired - Lifetime
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- 1991-03-14 DE DE59101732T patent/DE59101732D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-03-14 US US07/945,968 patent/US5369487A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-03-14 WO PCT/DE1991/000225 patent/WO1991017411A1/de active IP Right Grant
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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