JPH053671A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータ起動時の出力直流電圧
のオーバーシュートを簡単な回路構成で防止する。 【構成】 ＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力に比例した
電圧を発生する検出抵抗Ｒ₀に並列接続された交流成分
除去用コンデンサＣ₀を予め所定の電圧に充電しておく
ことによって、出力安定化のための制御回路５の起動時
の応答を迅速化して出力直流電圧のオーバーシュートを
防止する構成である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
に係り、特にＰＰＣ(静電式複写機)、ＬＢＰ(レーザビ
ームプリンタ)等の電子写真プロセスに使用可能な高圧
発生用ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の高圧発生用ＤＣ−ＤＣコンバータ
であって定電圧制御を行うものを図１３に示す。この図
において、Ｅは入力直流電圧源、Ｔは一次巻線Ｎ₁、二
次巻線Ｎ₂及び帰還巻線Ｎ₃を有するトランスである。１
は前記一次巻線Ｎ₁を流れる電流をスイッチングするス
イッチング回路としての自励発振回路であり、前記一次
巻線Ｎ₁、これに直列に挿入された発振用トランジスタ
Ｑ₁、起動抵抗Ｒ₁、前記帰還巻線Ｎ₃、及び該帰還巻線
Ｎ₃と前記発振用トランジスタＱ₁のベース間に挿入され
る抵抗Ｒ₂及びコンデンサＣ₁の直列回路とを備えてい
る。２は二次巻線Ｎ₂の誘起電圧を整流する倍電圧整流
回路であり、ダイオードＤ₁,Ｄ₂及びコンデンサＣ₂,Ｃ₃
からなっている。該倍電圧整流回路２の出力は出力保護
抵抗Ｒ₃を介し出力端子３に引き出されている。前記整
流回路２の出力電圧(出力端子３とアース間の電圧)Ｖ₀
を検出するための検出回路４は、検出抵抗Ｒ₀と交流成
分除去用コンデンサＣ₀とからなり、検出抵抗Ｒ₀は分圧
用抵抗Ｒ₄を介し前記出力端子３に接続されている。５
は制御回路であり、前記検出回路４の検出電圧Ｖdを受
けて前記発振用トランジスタＱ₁を制御することにより
前記出力電圧Ｖ₀を安定化制御するためのものである。
なお、ＲＬは外部負荷である。

【０００３】この図１３の回路において、まず起動抵抗
Ｒ₁に電流が流れ、発振用トランジスタＱ₁がオンになっ
て一次巻線Ｎ₁に電流が流れるため帰還巻線Ｎ₃に電圧が
誘起される。これにより正帰還がかかり発振が開始し、
トランジスタＱ₁のスイッチングが連続して行なわれ
る。この結果、二次巻線Ｎ₂に交番電圧が生じ、この交
番電圧が整流回路２で整流され、コンデンサＣ₂,Ｃ₃で
平滑されて出力端子３に出力電圧Ｖ₀として出力され、
外部負荷ＲＬに印加される。また、前記出力電圧Ｖ₀に
正比例した電流が前記検出回路４の検出抵抗Ｒ₀に流
れ、その両端に検出電圧Ｖdを生じ、これが制御回路５
に加えられる。制御回路５は誤差増幅器７で検出電圧Ｖ
dと基準電圧Ｖrefとを比較して誤差電圧を検出し、該誤
差電圧に応じて前記発振用トランジスタＱ₁のベース電
流をトランジスタＱ₆を介して制御し、これによって出
力電圧Ｖ₀を一定に保つようにしている。この制御回路
５の典型的な動作は、前記検出電圧Ｖdが基準電圧以下
の電圧範囲では前記発振用トランジスタＱ₁のベース電
流を減じる制御は開始されないが、前記検出電圧Ｖdが
基準電圧を越えると前記発振用トランジスタＱ₁のベー
ス電流を減じて出力電圧Ｖ₀を減じる制御を開始するも
のである。

【０００４】また、定電流制御を行う従来の高圧発生用
ＤＣ−ＤＣコンバータを図１４に示す。この図におい
て、検出回路４を成す検出抵抗Ｒ₀及び交流成分除去用
コンデンサＣ₀の並列回路は外部負荷ＲＬに直列に挿入
され、外部負荷ＲＬを通った出力電流Ｉ₀に正比例した
検出電圧Ｖdが得られるようになっている。また、コン
デンサＣ₂,Ｃ₃の直列回路に並列に分流抵抗Ｒ₅が並列に
接続されている。その他の回路構成は図１３の場合と同
様である。

【０００５】この図１４の場合、制御回路５は出力電流
Ｉ₀に正比例した検出電圧Ｖdと基準電圧とを比較して誤
差電圧を検出し、該誤差電圧に応じて前記発振用トラン
ジスタＱ₁のベース電流を制御し、これによって出力電
流Ｉ₀を一定に保つようにしている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１３及び
図１４の従来の高圧発生用ＤＣ−ＤＣコンバータでは、
出力電圧Ｖ₀や出力電流Ｉ₀の検出精度を向上させるため
に検出抵抗Ｒ₀に並列に交流成分除去用コンデンサＣ₀を
接続して整流器出力に含まれる交流成分や外来ノイズで
検出電圧Ｖdが変動しないようにしているが、このよう
な交流成分除去用コンデンサＣ₀は検出精度を上げるた
めにその静電容量を大きくしなければならない。また、
高圧発生用ＤＣ−ＤＣコンバータでは検出抵抗Ｒ₀に直
列関係で挿入される分圧用抵抗Ｒ₄や外部負荷ＲＬは高
インピーダンスであり、交流成分除去用コンデンサＣ₀
の充電の時定数は大きくならざるを得ない。このため、
ＤＣ−ＤＣコンバータ起動時に前記コンデンサＣ₀に充
電電流が流れ、図１５の曲線(イ)のように検出回路４の
検出電圧Ｖdの立ち上がりが遅れ、制御回路５による発
振用トランジスタＱ₁のベース電流の制御が遅延してし
まう。このような起動時の制御の応答の遅れに起因して
図１５曲線(ロ)のように出力電圧Ｖ₀の波形にはオーバ
ーシュートＶnが生じてしまい。種々の障害をもたらす
という問題があった。なお、図１５中ＶdとＶ₀の電圧の
スケールは異なっている（他の波形図も同じ。）。

【０００７】なお、本出願人は実公平２−２３１１０号
で上記オーバーシュートを解消するためのＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提案しているが、オーバーシュート解消のた
めに付加する回路構成が複雑化する嫌いがあった。

【０００８】本発明は、上記の点に鑑み、簡単な回路構
成で起動時のオーバーシュートを解消したＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、トランスの一次巻線を流れる電流をスイ
ッチングするスイッチング回路と、前記トランスの二次
巻線の誘起電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出
力を検出する検出抵抗及び交流成分除去用コンデンサを
含む検出回路と、該検出回路の検出電圧を受けて前記ス
イッチング回路を制御することにより前記整流回路の出
力を安定化する制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記制御回路が安定化制御を開始する前記
検出回路の臨界検出電圧値に近い値であってかつ前記制
御回路が安定化制御を行わない検出電圧範囲内の初期電
圧を、前記交流成分除去用コンデンサに印加する構成と
している。

【００１０】

【作用】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、制
御回路が安定化制御を開始する検出回路の臨界検出電圧
値に近い値であってかつ前記制御回路が安定化制御を行
わない検出電圧範囲内の初期電圧を、検出回路内の交流
成分除去用コンデンサに印加するので、回路起動時に交
流成分除去用コンデンサが充電完了もしくは定常動作時
の端子電圧となるまでの時間が大幅に短縮される。この
結果、整流回路出力側の出力電圧のオーバーシュートを
解消することができる。

【００１１】

【実施例】以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を図面に従って説明する。

【００１２】図１は本発明の第１実施例であって、正電
圧出力で、定電圧制御の場合を示す。この図において、
検出回路４の交流成分除去用コンデンサＣ₀に並列に可
変直流電圧源１０とダイオードＤ₃の直列回路が接続さ
れている。ここで、可変直流電圧源１０の端子電圧は、
制御回路５が安定化制御を開始する検出回路４の臨界検
出電圧値Ｖd1に近い値であってかつ当該臨界検出電圧値
Ｖd1よりも低い充電用初期電圧Ｖzを発生するものであ
る。すなわち、Ｖd1＞Ｖzであり、交流成分除去用コン
デンサＣ₀の端子電圧は回路起動時に直ちに充電用初期
電圧Ｖzとなり、ここから充電が開始されることにな
る。なお、その他の回路構成は前述の図１３の従来例と
同様である。

【００１３】この図１の第１実施例においては、ＤＣ−
ＤＣコンバータを起動すると、図２の曲線(ハ)のように
検出回路４の検出電圧Ｖdは、予め印加されている充電
用初期電圧Ｖzからスタートし制御回路５による安定化
制御が開始される臨界検出電圧値Ｖd1に充電されて行く
ことになる（応答が早くなる）。この結果、制御回路５
も早く働き始め、図２曲線(ニ)のように出力電圧Ｖ₀が
オーバーシュートを起こす前に制御が行われ、オーバー
シュートが防止されるか又は緩和される。なお、図２中
曲線(イ)及び(ロ)で従来の場合の検出電圧Ｖd及び出力
電圧Ｖ₀の立ち上がりを比較の為に示した。そして、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作が定常状態に達すると検出回
路４の検出電圧Ｖdは充電用初期電圧Ｖzよりも高い電圧
領域（臨界検出電圧値Ｖd1に略等しいかこれより高い電
圧範囲）で変動することになり、ダイオードＤ₃がオフ
状態となって可変直流電圧源１０の影響は無くなる。な
お、印加する充電用初期電圧ＶzがＶz＞Ｖd1であると、
起動する前から制御回路５による制御が働き起動しなく
なる。したがって、充電用初期電圧Ｖzは、起動時に制
御が働くことなくかつ定常状態の検出電圧Ｖd（すなわ
ち臨界検出電圧値Ｖd1に略一致）に近い電圧であること
が必要不可欠である。

【００１４】図３は本発明の第２実施例であって、正電
圧出力で、定電流制御の場合を示す。この場合、検出回
路４の検出電圧Ｖdは負電圧（検出抵抗Ｒ₀のアース側を
零電位と考えたとき）となるので、検出回路４の交流成
分除去用コンデンサＣ₀に並列に可変直流電圧源１０と
ダイオードＤ₃の直列回路が図１とは逆極性で接続され
ている。ここで、可変直流電圧源１０とダイオードＤ₃
の直列回路の端子電圧は、制御回路５が安定化制御を開
始する検出回路４の臨界検出電圧値Ｖd1に近い値であっ
てかつ当該臨界検出電圧値Ｖd1の絶対値｜Ｖd1｜よりも
低い絶対値｜Ｖz｜を持つ負電圧の充電用初期電圧Ｖzを
発生するものである。すなわち、｜Ｖd1｜＞｜Ｖz｜で
あり、交流成分除去用コンデンサＣ₀の端子電圧は回路
起動時に直ちに充電用初期電圧Ｖzとなり、ここから充
電が開始されることになる。なお、その他の回路構成は
前述の図１４の従来例と同様である。

【００１５】この図３の第２実施例の起動時の動作は、
第１実施例の場合と検出電圧Ｖdや充電用初期電圧Ｖzの
極性が反転していることを除き実質的に同じである。

【００１６】図４及び図５は充電用初期電圧Ｖzを簡単
に発生させる場合の回路例であり、図４は充電用初期電
圧Ｖzが正電圧、図５は負電圧の場合である。いずれ
も、抵抗Ｒ₆及び定電圧ダイオード（ツェナーダイオー
ド）ＺＤ₁の直列回路と、抵抗Ｒ₆と定電圧ダイオードＺ
Ｄ₁の接続点に接続されたダイオードＤ₃とからなってい
る。但し、図４と図５では定電圧ダイオードＺＤ₁及び
ダイオードＤ₃の極性が反転している。

【００１７】なお、上記図１，３の第１及び第２実施例
では正電圧出力の場合を示したが、負電圧出力の場合に
も本発明を適用できる。例えば、負電圧出力で定電圧制
御のＤＣ−ＤＣコンバータの場合には検出電圧Ｖdは負
電圧となるから図５の回路で充電用初期電圧Ｖzを印加
すれば良く、負電圧出力で定電流制御のＤＣ−ＤＣコン
バータの場合には検出電圧Ｖdは正電圧となるから図４
の回路で充電用初期電圧Ｖzを印加すれば良い。

【００１８】図６は本発明の第３実施例であって、負電
圧出力で、定電流制御の場合を示す。この図において、
制御回路５は前記検出回路４の検出電圧Ｖdを受けるエ
ミッタフォロアを構成するトランジスタＱ₂と、該トラ
ンジスタＱ₂のコレクタ側に挿入された定電圧ダイオー
ドＺＤ₂と、定電圧ダイオードＺＤ₃を介して前記トラン
ジスタＱ₂のエミッタに接続されたトランジスタＱ₃と、
抵抗Ｒ₇，Ｒ₈とを備えている。ここで、定電圧ダイオー
ドＺＤ₂の両端の電圧が実質的に充電用初期電圧Ｖzとな
る。なお、その他の回路構成は図１４の従来例と整流回
路の極性を除き同様である。

【００１９】この図６の第３実施例の場合、検出回路４
の交流成分除去用コンデンサＣ₀は抵抗Ｒ₇及びトランジ
スタＱ₂を介して充電用初期電圧Ｖzに充電されており、
ＤＣ−ＤＣコンバータ起動時に交流成分除去用コンデン
サＣ₀の充電は充電用初期電圧Ｖzから始まることにな
る。この結果、制御回路５も早く働き始め、出力電圧Ｖ
₀がオーバーシュートを起こす前に制御が行われ、オー
バーシュートが防止されるか又は緩和される。定常状態
になった後は、検出回路４の検出電圧Ｖdは充電用初期
電圧Ｖzよりも高い電圧領域（臨界検出電圧値Ｖd1に略
等しいかこれより高い電圧範囲）で変動することにな
り、定電圧ダイオードＺＤ₂の影響は無くなり、制御回
路５による安定化制御が実行される。すなわち、外部負
荷ＲＬ及び検出抵抗Ｒ₀を流れる出力電流Ｉ₀が設定値を
上回ると、検出回路４の検出電圧Ｖdは臨界検出電圧値
Ｖd1を越え、この結果トランジスタＱ₃のベース回路に
挿入された定電圧ダイオードＺＤ₃のツェナー電圧（実
質的にＶd1）を越えてトランジスタＱ₃にベース電流が
流れ、発振用トランジスタＱ₁のベース電流を減じ、出
力電流Ｉ₀が少なくなる方向に制御する。

【００２０】図７は本発明の第４実施例の要部構成を示
す。この場合、図６の第３実施例における定電圧ダイオ
ードＺＤ₂の代わりに、充電用初期電圧Ｖzを発生するた
めの可変直流電圧源１０とダイオードＤ₃の直列回路を
検出回路４の交流成分除去用コンデンサＣ₀に並列に接
続している。その他の回路構成は図６の第３実施例と同
様である。

【００２１】なお、図６，７の第３及び第４実施例では
負電圧出力で定電流制御の場合を示したが、正電圧出力
で定電圧制御の場合にも検出電圧Ｖdは正電圧となるの
で、図６，７と同様の充電用初期電圧Ｖzを発生する回
路構成や制御回路を採用できる。

【００２２】図８は本発明の第５実施例であって、正電
圧出力で、定電流制御の場合を示す。この図において、
検出回路４は検出抵抗Ｒ₀と交流成分除去用コンデンサ
Ｃ₀の他に、検出抵抗Ｒ₀の電圧降下よりも大きな正の定
電圧源として働く定電圧ダイオードＺＤ₄と該定電圧ダ
イオードＺＤ₄のカソード側と入力直流電圧源Ｅの正側
とを接続する抵抗Ｒ₉とを備えている。この結果、検出
回路４の検出電圧Ｖdは、｛（定電圧ダイオードＺＤ₄の
電圧Ｖr）−（検出抵抗Ｒ₀の電圧降下）｝となる。ま
た、制御回路５は抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁の分圧回路と、検出回
路４の検出電圧Ｖdをベースに受けるトランジスタＱ
₄と、トランジスタＱ₄のベース、エミッタ間に接続され
たダイオードＤ₄と、発振用トランジスタＱ₁のベース、
エミッタ間に接続されたトランジスタＱ₅とで構成され
ている。ここで、ダイオードＤ₄は適切な初期電圧Ｖzを
発生させるための素子である。なお、その他の構成は図
１４の従来例と同様である。

【００２３】この図８の第５実施例の場合、仮に初期電
圧Ｖzを発生させるためのダイオードＤ₄が無いとする
と、図９の曲線(ホ)のように交流成分除去用コンデンサ
Ｃ₀の端子電圧、すなわち検出電圧Ｖdは、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ起動時に臨界検出電圧値Ｖd1（定常動作時の検
出電圧Ｖdに略一致）から大きく異なる電圧値（検出抵
抗Ｒ₀を介して電圧Ｖrに略等しく充電）となっており、
ここから臨界検出電圧値Ｖd1に近付いて行くことにな
り、起動後に制御回路５が制御を開始するのが遅れ、図
９曲線(ヘ)のように出力電圧Ｖ₀にオーバーシュートＶn
が発生してしまう。初期電圧Ｖzを発生させるダイオー
ドＤ₄があると、起動時は Ｖz ＝Ｖr・｛Ｒ₁₀／（Ｍ＋
Ｒ₁₀）｝の電圧値が交流成分除去用コンデンサＣ₀に加
わることになる（但し、Ｍは抵抗Ｒ₀と抵抗Ｒ₁₁の並列
接続時の抵抗値である。）。したがって、抵抗Ｒ₁₀，Ｒ
₁₁の分圧比を適切に設定することにより、図９の曲線
(ト)のように起動時に検出電圧Ｖdを臨界検出電圧値Ｖd
1に近い電圧値とすることができ、制御回路５が制御を
開始するまでの遅れを少なくし、図９の曲線(チ)のよう
にオーバーシュートの無い出力電圧Ｖ₀の立ち上がりと
なる。定常状態に達すると検出抵抗Ｒ₀の電圧降下によ
りダイオードＤ₄は逆バイアスされてオフとなり、制御
動作に関係しなくなる。定常状態となった後の定電流動
作では検出回路４の検出電圧ＶdはＶd ＝ Ｖr−Ｉ₀Ｒ₀
＝Ｖr｛Ｒ₁₀／（Ｒ₁₀＋Ｒ₁₁）｝である。今、出力電流
Ｉ₀が増加してＶr−Ｉ₀Ｒ₀＜Ｖr｛Ｒ₁₀／（Ｒ₁₀＋
Ｒ₁₁）｝となると、トランジスタＱ₄のエミッタ、ベー
ス間に電流が流れ、この結果トランジスタＱ₄を通して
トランジスタＱ₅のベースに電流が流れて発振用トラン
ジスタＱ₁のベース電流を減じ、出力電流Ｉ₀を減らす向
きに制御する。

【００２４】図１０は本発明の第６実施例の要部構成を
示す。この場合、図８の初期電圧Ｖzを発生させるため
のダイオードＤ₄の代わりに可変直流電圧源１０とダイ
オードＤ₃の直列回路が検出回路４の交流成分除去用コ
ンデンサＣ₀に対し並列に接続されている。但し、可変
直流電圧源１０とダイオードＤ₃の直列回路による初期
電圧Ｖzは臨界検出電圧値Ｖd1に近い値で、かつ制御回
路５が制御動作を開始しないように Ｖz＞Ｖr｛Ｒ₁₀／
（Ｒ₁₀＋Ｒ₁₁）｝ となる電圧値に設定されている。な
お、その他の構成は図８の第５実施例と同じであり、こ
の図１０の第６実施例の作用効果は図８の第５実施例と
同様である。

【００２５】なお、図８，１０の第５及び第６実施例で
は正電圧出力で定電流制御の場合を示したが、負電圧出
力で定電圧制御の場合にも検出回路内の検出抵抗の両端
に負電圧が現れることになるため、図８，１０と同様の
正の定電圧源の電圧値Ｖrを重畳した検出回路、充電用
初期電圧Ｖzを発生する回路及び制御回路を採用でき
る。

【００２６】図１１は本発明の第７実施例であって、正
電圧出力で定電流制御の場合を示す。この第７実施例で
は、検出回路４の検出電圧Ｖdは負電圧であるため負電
圧の充電用初期電圧Ｖzを発生するために、トランスＴ
の帰還巻線Ｎ₃に誘起する交番電圧をダイオードＤ₅、平
滑用コンデンサＣ₄及び抵抗Ｒ₁₂からなる整流平滑回路
６で整流平滑し、この出力を抵抗Ｒ₁₃を介してツェナー
電圧がＶzである定電圧ダイオードＺＤ₅に印加し、この
定電圧ダイオードＺＤ₅の端子電圧を交流成分除去用コ
ンデンサＣ₀の両端にダイオードＤ₆を通して印加してい
る。なお、その他の回路構成は前述の図１４の従来例と
同様である。

【００２７】図１１の第７実施例において仮に充電用初
期電圧Ｖzを発生する回路がないと、起動時に検出回路
４内の交流成分除去用コンデンサＣ₀の端子電圧は、図
１２の曲線(リ)のように零Ｖから緩慢に充電されること
になって、出力電圧Ｖ₀の立ち上がりには曲線(ヌ)の如
くオーバーシュートＶnが発生するが、充電用初期電圧
Ｖzを発生する回路を第７実施例の如く設ければ、自励
発振回路１の立ち上がりの方が整流回路２の出力側の立
ち上がりよりも早いため、整流平滑用回路６の出力が当
初は零Ｖであっても図１２の曲線(ル)のように交流成分
除去用コンデンサＣ₀を迅速に充電することができ、曲
線(オ)のように出力電圧Ｖ₀のオーバーシュートを軽減
することができる。定常状態になると、検出電圧Ｖdの
絶対値｜Ｖd｜が充電用初期電圧Ｖzの絶対値｜Ｖz｜を
上回るため、ダイオードＤ₆がオフとなり、影響は無く
なる。

【００２８】なお、図１１の第７実施例では正電圧出力
で定電流制御の場合を示したが、負電圧出力で定電圧制
御の場合にも検出電圧Ｖdは負電圧となるので、図１１
と同様の充電用初期電圧Ｖzを発生する回路構成や制御
回路を採用できる。

【００２９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータによれば、制御回路が安定化制御を開始す
る検出回路の臨界検出電圧値に近い値であってかつ前記
制御回路が安定化制御を行わない検出電圧範囲内の初期
電圧を、検出回路内の交流成分除去用コンデンサに印加
するので、起動後に交流成分除去用コンデンサが定常動
作時の端子電圧となるまでの遅れ時間が極めて少なくな
り、整流回路出力側の出力電圧のオーバーシュートを解
消することができる。また、オーバーシュート解消のた
めに付加すべき部品数は少なく、簡単な回路でオーバー
シュートの解消を達成できる利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１実施
例を示す回路図である。

【図２】第１実施例の動作を従来例と比較して説明する
波形図である。

【図３】本発明の第２実施例を示す回路図である。

【図４】第１及び第２実施例において充電用初期電圧Ｖ
zを発生するための具体的な回路例を示す回路図であ
る。

【図５】第１及び第２実施例において充電用初期電圧Ｖ
zを発生するための他の具体的な回路例を示す回路図で
ある。

【図６】本発明の第３実施例を示す回路図である。

【図７】本発明の第４実施例の要部構成を示す回路図で
ある。

【図８】本発明の第５実施例を示す回路図である。

【図９】第５実施例の動作を従来例と比較して説明する
波形図である。

【図１０】本発明の第６実施例の要部構成を示す回路図
である。

【図１１】本発明の第７実施例を示す回路図である。

【図１２】第７実施例の動作を従来例と比較して説明す
る波形図である。

【図１３】ＤＣ−ＤＣコンバータの第１従来例を示す回
路図である。

【図１４】ＤＣ−ＤＣコンバータの第２従来例を示す回
路図である。

【図１５】第１従来例の動作を説明する波形図である。

【符号の説明】

１ 自励発振回路 ２ 倍電圧整流回路 ３ 出力端子 ４ 検出回路 ５ 制御回路 １０ 可変直流電圧源 Ｅ 入力直流電圧源 Ｔ トランス Ｒ₀ 検出抵抗 Ｃ₀ 交流成分除去用コンデンサ Ｑ₁乃至Ｑ₆ トランジスタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの一次巻線を流れる電流をスイ
   ッチングするスイッチング回路と、前記トランスの二次
   巻線の誘起電圧を整流する整流回路と、該整流回路の出
   力を検出する検出抵抗及び交流成分除去用コンデンサを
   含む検出回路と、該検出回路の検出電圧を受けて前記ス
   イッチング回路を制御することにより前記整流回路の出
   力を安定化する制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバー
   タにおいて、前記制御回路が安定化制御を開始する前記
   検出回路の臨界検出電圧値(Ｖd１)に近い値であってか
   つ前記制御回路が安定化制御を開始しない検出電圧範囲
   内の初期電圧を、前記交流成分除去用コンデンサに印加
   することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 前記初期電圧が前記トランスの二次巻線
   又はその他の巻線の交流出力を整流平滑した直流電圧源
   を用いたものである請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバー
   タ。