JPH03143260A - 直流安定化電源装置 - Google Patents
直流安定化電源装置Info
- Publication number
- JPH03143260A JPH03143260A JP27997889A JP27997889A JPH03143260A JP H03143260 A JPH03143260 A JP H03143260A JP 27997889 A JP27997889 A JP 27997889A JP 27997889 A JP27997889 A JP 27997889A JP H03143260 A JPH03143260 A JP H03143260A
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- Japan
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- pulsating
- power supply
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- circuit
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- Pending
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 27
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 18
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
(産業上の利用分野)
この発明は、小型電子機器の電源等として好適な直流安
定化電源装置に関する。
定化電源装置に関する。
(従来の技術)
従来の直流安定化電源装置の2つの例を第5図及び第6
図に示す。
図に示す。
第5図に示される電源装置は、シリーズレギュレータと
呼ばれるものであり、交流電圧を整流。
呼ばれるものであり、交流電圧を整流。
平滑した後、その出力電圧を基準電圧と比較し、両者の
偏差に相当する出力でエミッタフォロア接続されたトラ
ンジスタのベース電圧を制御して出力の安定化を図るも
のである。
偏差に相当する出力でエミッタフォロア接続されたトラ
ンジスタのベース電圧を制御して出力の安定化を図るも
のである。
尚、図において、1は全波整流回路、2は平滑用コンデ
ンサ、3は電流制限用の抵抗、4は基準電圧生成用のツ
ェナーダイオード、5は偏差増幅器、6はエミッタフォ
ロワ接続されたトランジスタ、7.8は出力電圧検出用
の抵抗である。
ンサ、3は電流制限用の抵抗、4は基準電圧生成用のツ
ェナーダイオード、5は偏差増幅器、6はエミッタフォ
ロワ接続されたトランジスタ、7.8は出力電圧検出用
の抵抗である。
第6図に示される電源装置は、スイッチングレギュレー
タと呼ばれるものであり、交流電圧を整流、平滑した後
さらに所定の基準電圧と比較し、両者の偏差に応じてス
イッチングトランジスタをPWM制御することにより、
出力の安定化を図るものである。
タと呼ばれるものであり、交流電圧を整流、平滑した後
さらに所定の基準電圧と比較し、両者の偏差に応じてス
イッチングトランジスタをPWM制御することにより、
出力の安定化を図るものである。
尚、図において、9は全波整流回路、1oは平滑用コン
デンサ、11はスイッチング用のトランジスタ、12は
PWM変調回路、13はフライホイールダイオード、1
4はチョークコイル、15は平滑用コンデンサである。
デンサ、11はスイッチング用のトランジスタ、12は
PWM変調回路、13はフライホイールダイオード、1
4はチョークコイル、15は平滑用コンデンサである。
(発明が解決しようとする課題)
しかしながら、第5図に示される電源装置の場合には、
トランジスタ6における損失が大きく、効率が低いと言
う問題点がある。
トランジスタ6における損失が大きく、効率が低いと言
う問題点がある。
例えば、AClooV<7)交流電源からDC24V、
O,LA程度の直流電源を直接に作る場合には、(10
0・ff−24) 0.1−11.7Wとなり、11.
7Wもの電力をエミッタフォロワトランジスタ6が消費
する結果、効率は20%程度となって全く実用に供する
ことができない。
O,LA程度の直流電源を直接に作る場合には、(10
0・ff−24) 0.1−11.7Wとなり、11.
7Wもの電力をエミッタフォロワトランジスタ6が消費
する結果、効率は20%程度となって全く実用に供する
ことができない。
そのため、一般には交流電圧を一旦トランスにて降圧す
るのが通例であり、そのため重量、形状共に増大して小
型化が非常に困難となる欠点がある。
るのが通例であり、そのため重量、形状共に増大して小
型化が非常に困難となる欠点がある。
一方、第6図に示される電源装置の場合には、トランジ
スタ11における損失が問題とならず効率が高いと言う
利点があるが、その反面高い周波数で高電圧、大電流を
スイッチングするためノイズレベルが非常に高いと言う
問題がある。
スタ11における損失が問題とならず効率が高いと言う
利点があるが、その反面高い周波数で高電圧、大電流を
スイッチングするためノイズレベルが非常に高いと言う
問題がある。
そのため、電子機器に与える影響を軽減するためにはフ
ィルタ等によるノイズ抑制装置が必要となり、また回路
的にもオンオフデユティ−比により出力電圧を制御する
ため、構成が複雑となり高価となる欠点がある。
ィルタ等によるノイズ抑制装置が必要となり、また回路
的にもオンオフデユティ−比により出力電圧を制御する
ため、構成が複雑となり高価となる欠点がある。
この発明は、上述の問題点に鑑みなされたものであり、
その目的とするところは効率が良好でノイズ発生が少な
く、また回路構成も簡単で小形かつ安価に製作すること
が可能な直流安定化電源装置を提供することにある。
その目的とするところは効率が良好でノイズ発生が少な
く、また回路構成も簡単で小形かつ安価に製作すること
が可能な直流安定化電源装置を提供することにある。
(課題を解決するための手段)
この発明は、上記の目的を達成するために、入力された
交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、前
記整流回路から得られる脈流電圧を所定の基準電圧と大
小比較する比較回路と、前記脈流電圧が基準電圧よりも
低い期間に限り前記比較回路の出力により能動化されて
前記脈流電圧を平滑する平滑回路とを備え、前記平滑回
路の出力を直流安定化電圧として出力することを特徴と
するものである。
交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、前
記整流回路から得られる脈流電圧を所定の基準電圧と大
小比較する比較回路と、前記脈流電圧が基準電圧よりも
低い期間に限り前記比較回路の出力により能動化されて
前記脈流電圧を平滑する平滑回路とを備え、前記平滑回
路の出力を直流安定化電圧として出力することを特徴と
するものである。
(作用)
このような構成によれば、シリーズ方式のようなトラン
ジスタによる抵抗損失が無いため効率が良好となり、ま
たPWM方式のような高速スイッチングを行わないため
ノイズ発生が少なくかつ回路構成が簡単となり、また交
流電圧を降圧するためのトランスが不要であるため小形
化、軽量化が可能で安価に製作することができる。
ジスタによる抵抗損失が無いため効率が良好となり、ま
たPWM方式のような高速スイッチングを行わないため
ノイズ発生が少なくかつ回路構成が簡単となり、また交
流電圧を降圧するためのトランスが不要であるため小形
化、軽量化が可能で安価に製作することができる。
(実施例)
第1図は、この発明に係る直流安定化電源装置の一実施
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
同図において、全波整流回路16は交流電圧を整流して
脈流電圧(第2図A点で示される)に変換するものであ
る。
脈流電圧(第2図A点で示される)に変換するものであ
る。
抵抗17とツェナーダイオード18とは所謂クリップ回
路を構成するものであり、これにより得られた略台形波
状電圧は更に平滑用コンデンサ19により平滑され、こ
れにより制御用直流電源が生成される。そして、この制
御用直流電源により後述する比較器24が動作するよう
になされている。
路を構成するものであり、これにより得られた略台形波
状電圧は更に平滑用コンデンサ19により平滑され、こ
れにより制御用直流電源が生成される。そして、この制
御用直流電源により後述する比較器24が動作するよう
になされている。
比較器24はOPアンプを用いた所謂コンパレータIC
で構成されており、その反転入力端子には抵抗22と抵
抗23とで分圧された脈流電圧Vaが与えられ、また非
反転入力端子には前述した制御用直流電源を抵抗20と
抵抗21とで分圧して得られた基準電圧V refが与
えられている。
で構成されており、その反転入力端子には抵抗22と抵
抗23とで分圧された脈流電圧Vaが与えられ、また非
反転入力端子には前述した制御用直流電源を抵抗20と
抵抗21とで分圧して得られた基準電圧V refが与
えられている。
そして、比較器24の出力側には、電圧Vaが電圧V
refよりも低い期間に限り論理“H“が出力される(
第2図B点参照)。
refよりも低い期間に限り論理“H“が出力される(
第2図B点参照)。
平滑用コンデンサ26とトランジスタ(この例ではFE
T)25とは平滑回路を構成するものであり、トランジ
スタ25は比較器24の出力が論理”H”の期間に限り
オン状態となるようになされている。
T)25とは平滑回路を構成するものであり、トランジ
スタ25は比較器24の出力が論理”H”の期間に限り
オン状態となるようになされている。
従って、この平滑回路は全波整流回路から得られる脈流
電圧が一定値以下の期間に限り能動化されて、その期間
に限り脈流電圧を平滑するようになされている。
電圧が一定値以下の期間に限り能動化されて、その期間
に限り脈流電圧を平滑するようになされている。
そして、この平滑回路の出力が直流安定化電圧EOとし
て出力される(第2図C点参照)。
て出力される(第2図C点参照)。
以上の構成によれば、平滑用コンデンサ26は脈流電圧
(第2図A点で示される)が一定値以下の期間に限り当
該脈流電圧で充電され、また一定値以上の期間にはその
充電電圧が保持される。
(第2図A点で示される)が一定値以下の期間に限り当
該脈流電圧で充電され、また一定値以上の期間にはその
充電電圧が保持される。
そのため、コンデンサ26の端子間には、第2図に示さ
れるように、一定電圧を有する直流出力電圧EOが得ら
れることとなる。
れるように、一定電圧を有する直流出力電圧EOが得ら
れることとなる。
尚、第2図に示される波形図は、第1図における基準点
Pを基準として描かれたものである。
Pを基準として描かれたものである。
以上により求められる出力電圧EOの値は次式により表
される。
される。
EO−Vref (R1/R2) +Vref−V
ref (1+ (R1/R2) )また、出力電
圧EOは、基準電圧Vref、検出用抵抗R1,R2,
比較器24及びスイッチングトランジスタ25により制
御され、出力から取り出される負荷電流はトランジスタ
25がオンしている期間の脈流電圧及びトランジスタ2
5がオフしている期間の平滑用コンデンサ26に充電さ
れた電圧の放電電流により供給されるため、電力損失は
非常に小さくそのため効率の良い直流安定化電源装置が
得られることとなる。
ref (1+ (R1/R2) )また、出力電
圧EOは、基準電圧Vref、検出用抵抗R1,R2,
比較器24及びスイッチングトランジスタ25により制
御され、出力から取り出される負荷電流はトランジスタ
25がオンしている期間の脈流電圧及びトランジスタ2
5がオフしている期間の平滑用コンデンサ26に充電さ
れた電圧の放電電流により供給されるため、電力損失は
非常に小さくそのため効率の良い直流安定化電源装置が
得られることとなる。
このように、本実施例によれば所謂シリーズレギュレー
タとほぼ同程度の簡単な回路構成でありながら効率の良
い直流安定化電源装置を得ることができる。
タとほぼ同程度の簡単な回路構成でありながら効率の良
い直流安定化電源装置を得ることができる。
また、第2図の動作波形図からも明らかなように、スイ
ッチング動作は電源周波数と同期しつつ低電圧レベルで
行われるため、スイッチングノイズについても非常に小
さい。
ッチング動作は電源周波数と同期しつつ低電圧レベルで
行われるため、スイッチングノイズについても非常に小
さい。
また、電源投入時の突入電流についても、スイッチング
レギュレータ、シリーズレギュレータのように平滑コン
デンサが整流回路に直接接続きれていないため非常に小
さい。
レギュレータ、シリーズレギュレータのように平滑コン
デンサが整流回路に直接接続きれていないため非常に小
さい。
更に、スイッチングレギュレータやシリーズレギュレー
タの場合には、交流電圧が非常に高い場合には、それに
合わせて耐圧の高い大型の平滑コンデンサが必要となる
が、本実施例の場合には出力電圧EO+αの耐圧があれ
ば足り、小型のものを採用することができる。
タの場合には、交流電圧が非常に高い場合には、それに
合わせて耐圧の高い大型の平滑コンデンサが必要となる
が、本実施例の場合には出力電圧EO+αの耐圧があれ
ば足り、小型のものを採用することができる。
尚、以上の実施例において、全波整流回路は第3図に示
されるように、半波整流回路16aに変更しても良く、
更にトランジスタの極性によっては、第4図に示される
ように、コンデンサ26とトランジスタ25との関係を
逆にすることもできる。
されるように、半波整流回路16aに変更しても良く、
更にトランジスタの極性によっては、第4図に示される
ように、コンデンサ26とトランジスタ25との関係を
逆にすることもできる。
以上の説明で明らかなように、この発明によれば、効率
が良好でノイズ発生が少なく、また回路構成も簡単で小
形かつ安価に製作することが可能な直流安定化電源装置
が得られる。
が良好でノイズ発生が少なく、また回路構成も簡単で小
形かつ安価に製作することが可能な直流安定化電源装置
が得られる。
第1図は本発明装置の一実施例を示す回路図、第2図は
その動作波形図、第3図及び第4図は他の実施例を示す
図、第5図及び第6図は従来装置を示す回路図である。 16・・・・・・全波整流回路 17・・・・・・抵抗 18・・・・・・ツェナーダイ第 1つ・・・・・・平滑用コンデンサ 20〜23・・・・・・抵抗 24・・・・・・比較器 25・・・・・・トランジスタ 26・・・・・・平滑用コンデンサ V ref・・・基準電圧 Va・・・・・・検出電圧 ド
その動作波形図、第3図及び第4図は他の実施例を示す
図、第5図及び第6図は従来装置を示す回路図である。 16・・・・・・全波整流回路 17・・・・・・抵抗 18・・・・・・ツェナーダイ第 1つ・・・・・・平滑用コンデンサ 20〜23・・・・・・抵抗 24・・・・・・比較器 25・・・・・・トランジスタ 26・・・・・・平滑用コンデンサ V ref・・・基準電圧 Va・・・・・・検出電圧 ド
Claims (1)
- (1)入力された交流電圧を整流して脈流電圧に変換す
る整流回路と、 前記整流回路から得られる脈流電圧を所定の基準電圧と
大小比較する比較回路と、 前記脈流電圧が基準電圧よりも低い期間に限り前記比較
回への出力により能動化されて前記脈流電圧を平滑する
平滑回路とを備え、 前記平滑回路の出力を直流安定化電圧として出力するこ
とを特徴とする直流安定化電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27997889A JPH03143260A (ja) | 1989-10-30 | 1989-10-30 | 直流安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27997889A JPH03143260A (ja) | 1989-10-30 | 1989-10-30 | 直流安定化電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03143260A true JPH03143260A (ja) | 1991-06-18 |
Family
ID=17618600
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27997889A Pending JPH03143260A (ja) | 1989-10-30 | 1989-10-30 | 直流安定化電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03143260A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1317053A1 (de) * | 2001-10-30 | 2003-06-04 | aixcon Elektrotechnik GmbH | Überspannungskompensator |
JP2009506481A (ja) * | 2005-06-30 | 2009-02-12 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器 |
JP2013009536A (ja) * | 2011-06-24 | 2013-01-10 | Shinano Kenshi Co Ltd | モータ駆動回路 |
-
1989
- 1989-10-30 JP JP27997889A patent/JPH03143260A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1317053A1 (de) * | 2001-10-30 | 2003-06-04 | aixcon Elektrotechnik GmbH | Überspannungskompensator |
JP2009506481A (ja) * | 2005-06-30 | 2009-02-12 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器 |
JP4729617B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-07-20 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器 |
JP2013009536A (ja) * | 2011-06-24 | 2013-01-10 | Shinano Kenshi Co Ltd | モータ駆動回路 |
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