JPH05284539A

JPH05284539A - 拡張テレビジョン・システム

Info

Publication number: JPH05284539A
Application number: JP4330710A
Authority: JP
Inventors: Marcel Fuehren; フューレンマルセル; Johannes Y Tichelaar; イセブランドティヒェラーヨハネス; Carlo Giovanni Teresa Primo Battistella; ヒオファンニテレサプリモバティステラカルロ
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1991-12-13
Filing date: 1992-12-10
Publication date: 1993-10-29
Also published as: EP0546628B1; FI925591A; KR100254953B1; KR930015866A; ATE146027T1; DE69215651T2; DE69215651D1; ES2097275T3; EP0546628A1; FI925591A0

Abstract

(57)【要約】【目的】標準テレビジョン受像機によって、両立性の
問題無しに容易に復号化できるような拡張テレビジョン
信号を提供する。【構成】拡張テレビジョン・システムにおいて、追加
信号を拡張テレビジョン信号の水平帰線消去期間におい
て符号化するにあたり、追加信号とカラー・バーストを
重畳する形態をとれば、より長い信号送出時間、従って
より多くの追加信号の生成が可能になる。このカラー・
バーストと追加信号の重畳により生じる可能性のある妨
害信号は、追加信号を処理してそれがカラー副搬送波周
波数のｎ倍(n＝0 または n＝1)において零スペクトルを
有するようにすれば、何れも回避されるか少なくとも十
分に軽減できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、一つの拡張テレビジョ
ン・システム<extended television system>に関連し、
該システムにおいては、追加信号<additional signal>
が拡張テレビジョン信号の水平帰線消去期間<horizonta
l blanking interval>内に符号化される。

【０００２】

【従来の技術】この種の拡張テレビジョンの一つは米国
特許明細書US-A-4,479,150号に述べられている。しか
し、この米国特許に開示されている方法は既存のテレビ
ジョン受像機とは両立しない、というのは、カラー・バ
ースト<color burst> の位置をバック・ポーチ<back po
rch>から水平同期パルスの底部へ移動させている。その
上、水平同期パルスを縮小している。つまりバック・ポ
ーチの幅を広げカラー・バーストの束縛を無くすことに
より、追加信号を挿入する空間が増加している。このよ
うな拡張テレビジョン信号は、通常の幅の水平同期パル
スとカラー・バーストがバック・ポーチに存在すること
を前提に設計された標準テレビジョン受像機では明らか
に受信不可能である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、特
に、標準テレビジョン受像機によって、両立性の問題無
しに容易に復号化できるような拡張テレビジョン信号を
提供することにある。

【０００４】この目的達成のため、本発明の一つの局面
は、請求項１に示したように拡張テレビジョン信号の水
平帰線消去期間内に追加信号を符号化する方法を提供す
ることである。本発明のもう一つの局面は、請求項12に
示したように、拡張テレビジョン信号を復号化する装置
を提供することである。更にもう一つの局面は、請求項
20に示したように拡張テレビジョン信号を提供すること
である。本発明の好適な実施例はその他の請求項に示し
てある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明に基づく拡張テレ
ビジョン・システムにおいては、カラー・バーストは通
常の位置におかれる。追加信号は水平帰線消去期間のバ
ック・ポーチに挿入し、ここでカラー・バーストと重ね
ることにより追加信号のための余裕時間を作り出してい
る。カラー・バーストと追加信号の重なりにより生じる
アーチファクト<artifact - 不要信号> を除去するか少
なくとも十分に抑圧するため、追加信号を処理して、こ
の信号のスペクトルがカラー副搬送波周波数のｎ倍でｎ
が０および１の点においては０になるようにしている。

【０００６】本発明による拡張テレビジョン信号を受信
する際、標準受像機において水平同期誤りが生じないよ
う、追加信号の伝送に先立ちそのスペクトルから低周波
成分を除去することが可能である。特に低い周波数とし
て１MHz 未満の低周波成分は除去すべきである、という
のは、現行の標準受像機はすべて、水平同期回路の前段
に遮断周波数約１MHz の低域通過フィルターを有するか
らである。更にできれば追加信号スペクトルのうち１な
いし２MHz の範囲では高エネルギー成分が存在しないの
が望ましい、というのは、この低域フィルターは１MHz
の遮断周波数以上では単に円滑なロール・オフ特性を有
するに過ぎないからである。この後者の制約は、追加信
号が十分にランダム化されていれば解決するものであ
り、これは追加信号がデジタルであれば達成容易であ
る。またアナログ信号の場合でもスクランブル法を援用
すれば同様に容易である。暫定測定の結果として、追加
信号のスペクトルにおいて１MHz 以下の成分が無く、ま
た１MHz 以上のスペクトルに走査線同期成分<line sync
hronous components> を含まなければ十分であると判明
している。標準受像機の水平同期回路が正規に作動する
ための上記条件が満たされれば、その標準受像機は拡張
テレビジョン信号を受信した場合もクランプ誤り<clamp
ing error>を生じることはない。

【０００７】追加信号のスペクトルが、カラー副搬送波
周波数の付近である１ないし２MHzの帯域でエネルギー
をほとんど有しない場合、現行テレビジョン受像機に存
在する自動カラー制御(ACC) 回路は、拡張テレビジョン
信号の中の追加信号による妨害を受けることはない。

【０００８】PAL 方式のテレビジョン伝送システムにお
いては、各フレームに 620個のバック・ポーチ (線４な
いし線313 、および線316 ないし線625 中に) が存在
し、それぞれの継続時間は約５μs であり、これらのバ
ック・ポーチが追加情報の伝送に使用できるが、その一
方で 625線すべてに存在する１μs のフロント・ポーチ
<front porch> も使用可能である。

【０００９】追加信号にはデジタル音声信号<digital a
udio signal>を含むことがある。このデジタル信号のビ
ット流<bitstream> は、バック・ポーチの中にはめ込ま
れた620個のデータ・バースト上に多重化され、また追
加信号のために更にそれ以上の時間が欲しい場合には、
フロント・ポーチの中にはめ込まれた 620個、時によっ
ては 625個のデータ・バースト上に多重化される。ビッ
ト流のランダム性がそれ自体で不十分な場合には前以て
ランダム化する必要がある。

【００１０】データ伝送の方法としては、下記の４種類
が可能である。

【００１１】第一の方法は（擬似）無直流成分チャネル
符号<a (pseudo) DC free channelcode> のベースバン
ド伝送を含み、この種符号の例には、二相<bi-phase>
（参考文献 K.A.Schouhamer Immink著 "Special null c
odes", IEEE Transactions onMagnetics, March 198
9)、双子二進<twinned binary>（参考文献 A.Croisier
著"Introduction to psedoternary transmission code
s", IBM J.Res. Dev.,July1970）、ＡＭＩまたは４Ｂ３
Ｔ（参考文献 J.B.Buchner著"Ternary line codes", Ph
ilips Telecommunication Review, Vol.34,No.2,June 1
976)があり、何れも当業者にはそれとして知られてい
る。これらのチャネル符号は、カラー副搬送波付近のス
ペクトルが十分低いような記号速度<symbol rate> を有
する必要がある。例えば、記号速度6.3 MHz の場合、ロ
ール・オフ係数0.4 の余弦ロール・オフ・スペクトルを
有する記号パルスを用いれば十分である。J.G.Proakis
の著書,"Digital Communications",2nd ed.,McGraw-Hil
l 1989 にはロール・オフ・スペクトルおよびロール・
オフ係数の表現について十分な解説がなされている。

【００１２】第二の方法もベースバンド伝送であるが、
茲では記号クロック<symbol clock>がカラー副搬送波か
その高調波の一つと位相同期<phase-locked>している。
カラー副搬送波周波数を使用する利点は、この周波数が
符号器と復号器の中に既に存在し、「新たな」周波数を
生成する必要のないことである。また、記号クロック
を、カラー副搬送波の r／k 倍（ｒもｋも零以外の整
数）の周波数に位相同期することも可能である。例えば
r／k は 3／2 でもよい。チャネル符号は、上記のよう
に無直流成分の条件が十分満足され、カラー副搬送波付
近の周波数成分が十分抑圧されて、伝送チャネルに適切
に乗せられるように選ぶ必要がある。記号速度がカラー
副搬送波の２倍であったとすれば、四相符号化法<quad-
phase codingmethod> (前記 Schouhamer Imminkの提案
で知られる）、および部分応答クラス４符号法<partial
response class 4 coding method> (参考文献E.R.Kret
zmer著"Generalization of a technique for binary da
ta communication",IEEE Transactions on Communicati
on Technology,Vol.COM-14,pp.67-68,Feb.1966) で十分
である。

【００１３】第三の伝送方法は、できればカラー副搬送
波周波数において変調した振幅の伝送を含むものであ
る。ベースバンド・データ信号は無直流成分チャネル符
号で符号化される。こうして符号化された信号には、低
周波成分がなく、従って標準受像機の自動カラー制御回
路の正規の動作は妨害を受けない。符号化された信号は
副搬送波の上に変調される。このデータ信号の記号速度
は、変調後１MHz 以下のスペクトルが空くようにする必
要がある。これは、余弦ロール・オフ・スペクトルを有
しロール・オフ係数が 0.37 のパルスを用いて記号速度
５MHz とすることで達成できる。

【００１４】第四の方法は第三の方法と共通点が多い。
ベースバンド・データ信号の記号速度はここではカラー
副搬送波と位相同期している。チャネル符号としては、
直流成分を十分除去でき、かつカラー副搬送波付近の周
波数成分を十分抑圧できるような符号を選択する。例え
ば、カラー副搬送波の周波数に等しい記号速度を有する
二相符号を選べば十分である。符号化された信号は、カ
ラー副搬送波の上で振幅変調するのが望ましい。

【００１５】第一または第三の方法を用いる場合には、
拡張受像機<enhanced receiver> で利用するための記号
クロック参照信号も同時に伝送すべきである。適当な記
号クロック参照信号の一例は、テレビジョン信号のフロ
ント・ポーチ内における参照データ・バーストである。
これらの参照データ・バーストは、データ信号の正しい
位相および記号速度の半分の点において整数のサイクル
を有しなければならない。第二または第四の方法を用い
る場合には、カラー・バーストがこの機能を代行するの
で、特別の記号クロック参照信号は不要である。

【００１６】本発明に基づいて得られるデータ伝送容量
は、高品質デジタル音響信号またはテレテクストに類す
るデータ・サービスに用いるのが有利である。

【００１７】本発明に関する上記更にその他の局面は、
以下述べる諸実施例により一層明らかに解明されよう。

【００１８】

【実施例】図１は本発明による第一の符号器の動作を示
すブロック図である。一つの追加信号がベースバンドで
伝送され、一方記号速度の半分の速度の参照データ・バ
ーストが拡張テレビジョン信号のフロント・ポーチに収
容されている。入力の追加信号は再配列器<reformatter
>101に加わるが、この追加信号はデジタル信号であるの
が望ましくここでは入力クロック周波数CK1 において標
本ごとにN1ビットを有するものとする。再配列器101
は、自在に指定可能な<flexibly addressable>RAM を含
むなどにより、連続して加わるデジタル信号を、テレビ
ジョン・フレーム当り例えば 620個ずつに分離し、これ
らの信号がテレビジョン信号の各バック・ポーチ内に符
号化される。再配列器101 の出力信号は、従って入力追
加信号のクロック周波数CK1 とは別のこれより高いクロ
ック周波数CK2 を有する。再配列器の出力信号は標本当
りN2ビットである。また再配列器101 の出力信号は連続
した存在ではなくバック・ポーチ期間中のみ出現する。

【００１９】伝送誤りの可能性を低くするため、再配列
器の出力信号は誤り訂正符号器103に加えられるが、こ
の103 は各バック・ポーチごとに分離した動作も可能
で、その場合は各バック・ポーチでリセットされる(RST
1)。この誤り訂正符号器103 の出力信号はクロック周波
数CK3 の１ビット信号である。この１ビット信号はチャ
ネル符号器105 に加わり、この105 の出力はクロック周
波数CK4 で標本当りN4ビットである。このチャネル符号
器の出力信号は直流付近の周波数を含まず、２レベル、
３レベルまたは４レベル信号である。このチャネル符号
器105 は各バック・ポーチの初めでリセットしてもよい
(RST2)。

【００２０】チャネル符号器の出力信号はパルス整形器
<pulse shaper>107 に加わるが、この107 は、そのブロ
ック109 で同時にクロック周波数をＬ倍に増加するほ
か、補間フィルター<interpolating filter>の役割を果
したり、余弦ロール・オフ転送特性を有することがある
(ブロック111)。ユニット109 における記号クロック周
波数の増加により、フィルター111 での濾波動作が容易
になる。標本当りN5ビットであるパルス整形器107 の出
力信号は、Ｄ／Ａ変換器113 でＤ／Ａ変換され、イネー
ブル信号EN-Bにより決定するタイム・スロット（バック
・ポーチ）の間に、乗算器115 において、適当に選ばれ
た係数α-Bによって減衰を受ける。そして最後に加算器
117 で通常のテレビジョン信号成分TV-in に加えられ
る。

【００２１】クロック信号CK4 はチャネル符号器の出力
におけるデータ信号の記号速度に対応するもので、この
CK4 は逓減器<divider> 119 で半減され、低域通過フィ
ルター121 で濾波され、周波数が記号速度の半分で位相
は正しいアナログ正弦波となる。この参照信号は、イネ
ーブル信号EN-Fにより決まるタイム・スロット（フロン
ト・ポーチ）内で、乗算器123 において係数α-Fの減衰
を受け、加算器117 で通常のテレビジョン信号成分TV-i
n に加えられ、こうして拡張テレビジョン信号TV-oが出
現する。

【００２２】乗算器115 は、その出力信号の振幅をピー
ク白レベル<peak white level>の約25％に制限してい
る。もしもこの乗算器の出力の振幅がカラー・バースト
の期間中大きくなり過ぎると、加算器117 の出力信号
は、水平同期パルスの最低レベル<bottom level>以下ま
で落ち、その結果、受像機における中間周波数(IF)の自
動利得制御の機能に影響を及ぼす。原則として、乗算器
123 の出力振幅は、加算器の出力信号が水平同期パルス
の最低レベルに達する、ピーク白レベルの約43％まで上
がっても構わない。

【００２３】図11には、カラー副搬送波の周波数のｎ倍
の点でｎが０および１におけるスペクトル零を得るため
パルス整形器107 に組み込まれる、帯域通過フィルター
の作り方を説明している。図11の基礎となっているのは
ナイキストの電信伝送理論の拡張であり、この拡張理論
はIEEE Transactions on Communication Technology,vo
l.COM-18,No.4, August 1970, pp.367-376 に所載の Cr
oisier と Pierretによる論文 "The digital echo modu
lation"に発表されている。この帯域通過フィルターに
望まれるインパルス応答は図の最下部の曲線に示され
る。このインパルス応答は、図11の最上部に示す基本パ
ルスにナイキスト周波数の正弦波を掛算することにより
得られる。この帯域通過フィルターのインパルス応答に
は、同時にこのフィルターを二相符号器<bi-phase enco
der>として働かせる効果がある。周知のように、二相符
号器は各ビット（-1または+1）を２ビットに、すなわち
第一ビットが入力ビットと同一で第二ビットが入力ビッ
トの逆相になるよう置き換える。上記 Croisier らの論
文には、フィルターの所望のインパルス応答から出発し
て帯域通過フィルターを実現する方法が明記されてい
る。

【００２４】図12には、チャネル符号器とパルス整形器
の組合せに関する第一の実施例、および図11の方法で作
られたパルス整形器の帯域通過フィルターの振幅スペク
トル密度<amplitude spectral density>を示す。図12に
示した実施例の大きな利点は、独立のチャネル符号器10
5 が不要なことであり、その理由はクロック周波数増倍
ユニット109 の次位にある帯域通過フィルター111Aによ
って所望のスペクトル零の存在が保証されるからであ
る。図12には、更にロール・オフ係数の異なる２本の振
幅スペクトル密度曲線が存在し得ることを示す。もちろ
んこの他のロール・オフ係数も可能である。水平軸上の
記号周波数<symbol frequency>ｆ_symは、パルス整形器
の入力ビットの間隔が2Tである時1/T に等しい。記号周
波数ｆ_symはナイキスト周波数ｆ_Nyqの２倍である。例
えば、ロール・オフ係数0.5 で記号周波数５MHz なら、
０Hzおよびカラー副搬送波周波数ｆ_scにおいて所望のス
ペクトル零を達成するのに適当と思われる。

【００２５】図13には、チャネル符号器とパルス整形器
の組合せの第二実施例、およびこのパルス整形器の低域
通過フィルターの振幅スペクトル密度を示す。この実施
例では、実線の矢印で示した2T間隔の入力データ・ビッ
トが二相チャネル符号器105に加わり、この符号器はこ
れら入力データ・ビットの間に、破線の矢印で示すよう
にこれら入力ビットとは逆符号のビットを挿入する。こ
の二相符号化された信号は低域通過フィルター111Cを含
むパルス整形器107 に加わるが、このフィルターの振幅
スペクトル密度として３つのロール・オフ係数に対応す
るものを図示してある。例えば、ロール・オフ係数0.4
で記号周波数 6.3 MHzなら、０Hzと副搬送波周波数ｆ_sc
とにおいて所望のスペクトル零を達成するのに適当と思
われる。低域通過フィルター111Cは半ナイキスト<half-
Nyquist>フィルターである。できれば符号器も復号器も
ともにこうした半ナイキスト・フィルターまたは根ナイ
キスト<root-Nyquist>フィルターであって両者の組合せ
で完全ナイキスト・フィルターが形成されるのが望まし
い。ナイキスト・フィルターを使えば、データ評価時点
<evaluation instant>で記号間干渉<intersymbol inter
ference>が起こるのを回避できる。こうしたナイキスト
・フィルター理論に関するより詳細を述べた論文とし
て、AIEE Trans.,vol.47,pp.617-644, April 1928 所載
の H.Nyquistの"Certain topics in telegraph transmi
ssion theory" 及び Bell Syst.Tech.J.,vol.44,pp.148
7-1510,Sep.1965 に所載の R.A.GibbyとJ.W.Smith によ
る"Someextensions of Nyquist's telegraph transmiss
ion theory"が挙げられる。復号器に半ナイキストフィ
ルターを用いると（符号器にも半ナイキスト・フィルタ
ーを用いると仮定して）、この復号器が雑音低減にも貢
献するという利点がある。然し、符号器に完全ナイキス
ト・フィルターを用いることも可能で、この場合復号器
ではナイキスト・フィルター作用は起こらない。

【００２６】図２に示すのは、図１の符号器に対応する
復号器のブロック回路図である。到来する拡張テレビジ
ョン信号はＴＶ復号器201 に加わり、ここで輝度・色信
号が得られるが、本発明とは無関係であることから図２
には示さない。このＴＶ復号器201 は水平・垂直同期信
号(H and V sync)を到来ＴＶ信号から得ている。この回
路の下方のブランチにおいて、到来拡張テレビジョン信
号から、フロント・ポーチが、乗算器205 によって抽出
される<gated out> が、この乗算器はフロント・ポーチ
・ゲート・パルス発生器によって制御されている。この
結果発生するフロント・ポーチ・クロック参照信号は乗
算器で係数α-Fにより増幅され位相同期ループ回路<pha
se-locked loop circuit> 207 に加わる。ゲート・パル
ス発生器203 とこのPLL 207 は到来拡張ＴＶ信号を受信
する。位相同期ループ回路207 は、データの入った到来
信号を適当な時点ごとに抽出するため、記号クロック参
照信号を再生して供給する。ＴＶ信号自体、水平・垂直
同期信号、およびPLL は、フロント・ポーチ・ゲート・
パルスを発生する電源と考えてよい。

【００２７】図２の復号器の上部ブランチにおいては、
到来する拡張テレビジョン信号から、バック・ポーチ・
ゲート・パルス発生器209 により制御される乗算器211
によって、バック・ポーチが抽出される。このゲート・
パルス発生器209 は、ＴＶ復号器201 から水平・垂直同
期信号を受信し、PLL 207 により同期がとられる。この
結果得られるバック・ポーチ・データ信号は乗算器211
の中で係数α-Bにより増幅されフィルター213 に加わ
る。

【００２８】フィルター213 は、整合型フィルター<mat
ched filter>、低域通過フィルター、ノッチ・フィルタ
ー<notch filter>、またはこれらの組合せでよい。整合
型フィルターとは、復号器に原則として符号器における
フィルター111 と同形のフィルターを含むことを意味す
る。前記のように、符号器、復号器とも半ナイキスト・
フィルターを含むのが望ましい。符号器に完全ナイキス
ト・フィルターを含む場合、復号器のフィルター213
は、例えばカラー副搬送波周波数の 4.43 MHz を上限と
する低域通過フィルターのみを含むこととなる。設計と
しては、これら両極端の間に多くの可能性があるのは勿
論である。フィルター213 にはノッチ・フィルターを含
んでもよく、その場合このフィルターは、更に到来デー
タ信号のカラー副搬送波を抑圧してこのデータ信号の誤
り率を改善する効用もある。

【００２９】フィルター出力信号はスライサーと抽出器
回路<slicer and sampler circuit>215 に加わり、この
回路では、PLL 207 からの再生データ・クロック信号CK
4 の支援を得て、データ信号の抽出が行なわれる。例え
ば、データ信号が２レベル信号の場合にはスライサーと
抽出器回路215 は、到来データ・パルスが０レベルを超
えているかどうかだけをチェックする。データ信号が３
レベルの場合には回路215 は到来データ・パルスを、正
のしきい値 +U/2 および負のしきい値 -U/2 と比較して
データ・パルスを復号化する。抽出されたデータは、次
々とチャネル復号器217 および誤り訂正復号器219 を通
して、再配列器<reformatter> 221 に加わり、ここから
復号化されたデータ信号が供給される。チャネル復号器
217 は、フィルター213 の直後に置くかまたは213 と統
合するのが望ましく、こうすればチャネル復号器で入力
データ記号の組合せを生成して雑音の低減に貢献でき、
信号対雑音比の高い信号をスライスサー215 に加えてよ
りよい結果を得ることができる。更に、チャネル復号器
217 および（または）誤り訂正復号器219 は、各データ
・バーストの開始時点で、それぞれリセット信号RST2お
よびRST1によりリセットしてもよい。再配列器221 で
は、分離受信したデータ・バーストから、データ・クロ
ックCK1 に従った連続データ流が生成される。

【００３０】復号器フィルター213 およびチャネル復号
器217 に関する第一の実施例においては、復号器フィル
ター213 は図11および図12を参照して述べた符号器の帯
域通過フィルターと同形であり、チャネル復号器217 は
必要ない。

【００３１】図14には、復号器フィルターとチャネル復
号器の組合せに関する第二の実施例、およびその復号器
フィルターの振幅スペクトル密度を併せ示してある。こ
こでも、チャネル復号器217 は出現せず、復号器フィル
ター213 が乗算器223 を含みこれに低域通過フィルター
225 が続いている。この乗算器223 は、入力データ記号
に対して、入力データ記号の記号周波数を有する一つの
信号を掛算する。この低域通過フィルター225 の振幅ス
ペクトル密度も示してある。

【００３２】図15には、二相チャネル復号器の実施例を
示すが、これは図13の符号器実施例に対応する。この二
相復号器217 の前位に位置するのは半ナイキスト・フィ
ルター213 で、これは、図13に示した低域通過フィルタ
ー111Cと同形である。復号器217 は遅延回路227 を含
み、これに対して入力データ記号が加えられ、また減算
器229 を含み、これにより遅延を加えた記号から入力デ
ータ記号が引算される。

【００３３】図３と図４、図５と図６、図７と図８にそ
れぞれ示した符号器と復号器とは、図１と図２に示した
符号器と復号器とに大筋で似ているので、相違点のみを
示すこととする。

【００３４】図３と図４には前記第三の方法を具体化し
て示す。図３の符号器においては、Ｄ／Ａ変換器113 の
デジタル化した出力信号はカラー副搬送波の上に変調さ
れる。この変調の位相は、例えば、 0°，45°, 90°,1
35°,180°,225°,270°又は315°など自由に選んでよ
い。別案として、Ｄ／Ａ変換器の入力信号の段階でカラ
ー副搬送波に変調しておく方法もある。変調は変調器31
4 およびこれに続く低域通過フィルター（単側波帯また
は残留側波帯）316 により実行される。図４の復号器に
おいては、復調は、乗算器211 とフィルター213 の間に
位置する、低域通過フィルター（単側波帯または残留側
波帯）412 およびこれに続く復調器で実行される。

【００３５】図５と図６にはそれぞれ、符号器と復号器
のブロック回路図を示すが、これらは前記の第二の方法
で動作する。図５の符号器においては、再配列器501
が、標本あたりN1ビットから成る連続データ流を受信し
て、これを例えばビデオ・フレームあたり２個（フロン
ト・ポーチとバック・ポーチ）の 620倍のデータ・バー
ストに分配する。これらデータ・バーストは後続の回路
素子で処理された後、拡張テレビジョン信号の各フロン
ト・ポーチおよび各バック・ポーチの期間に伝送され
る。チャネル符号器505 においては、クロック信号CK4
すなわち記号速度が、カラー副搬送波の高調波または r
／k 倍の周波数に位相同期される。チャネル符号器505
は到来するデータ・バーストを処理し、その結果、出力
である２レベル、３レベルまたは４レベルの信号は、直
流成分を除去され、またそれらのカラー副搬送波付近の
スペクトル成分は、例えばカラー副搬送波周波数におけ
るスペクトル零が前記 Schouhamer Imminkの論文に述べ
られた方法で生成される、などにより十分に抑圧され
る。チャネル符号器505 の次にはパルス整形器507 が位
置し、そこには記号クロック増倍ユニット<symbol cloc
k increase unit>509 およびフィルター511 が含まれて
いる。乗算器515 はＤ／Ａ変換器からのアナログ信号に
減衰を加えるが、その割合はイネーブル信号EN-Fの示す
フロント・ポーチの期間にはα-Fであり、イネーブル信
号EN-Bの示すバック・ポーチの期間にはα-Bである。加
算器517 は減衰を受けたデータ信号をその他のテレビジ
ョン成分であるTV-in に加算して拡張テレビジョン信号
TV-oを生成する。

【００３６】図16に示すのは、図５の符号器に組み込む
ための、四相<quad-phase>チャネル符号器とパルス整形
器の組合せに関する一実施例である。入力データ・ビッ
ト

【数１】ｘ_2iとｘ_2i+1 の各組合せに対して、配列器<formatter> 505Aにおいて
二個のゼロ・ビットが加えられる。この配列器の出力信
号は、記号クロック増倍ユニット509 を経由して帯域通
過フィルター511Aに加わるが、このフィルターの振幅密
度も併せ示してある。この帯域通過フィルター511Aは、
図11、図12の帯域通過フィルター111Aと同様である。た
だし記号周波数は 1/(2T) であり、入力データ・ビット
は依然2Tの間隔を保っている。二相符号化<biphase enc
oding>帯域通過フィルター511Aが配列器505Aの出力を処
理する時には、標本ｘ_2iの逆相<inverse> が第三の位置
に、標本ｘ_2i+1の逆相が第四の位置に置かれている。連
続する二個の入力ビットとそれらの二個の逆相の系列が
毎回出現し、全体として四相符号化系列<quad-phase記e
ncoded sequence> に対応する。

【００３７】図５の符号器に対応する図６の復号器にお
いて、到来する拡張テレビジョン信号TV-in はテレビジ
ョン復号器601 に加わり、ここで水平・垂直同期信号
と、カラー副搬送波周波数（の高調波）に等しい再生ク
ロックCK4 が生成される。この到来した拡張テレビジョ
ン信号TV-in と再生クロックCK4 とはゲート・パルス発
生器609 に加えられてフロント・ポーチ・ゲート信号EN
-Fおよびバック・ポーチ・ゲート信号EN-Bが得られる。
これらゲート信号EN-FとEN-Bは、乗算器611 に加わる
が、ここには到来する拡張テレビジョン信号も受信され
て、フロント・ポーチおよびバック・ポーチの期間に伝
送されたデータ信号が得られる。これらデータ信号はフ
ロント・ポーチ期間にはα-F倍、バック・ポーチにはα
-B倍に増幅される。乗算器611 の出力は復号器フィルタ
ー613 に加わる。この613 でフィルターされた信号は、
スライサー215 を経由してチャネル復号器617 に加わ
り、次いで誤り訂正復号器219 及び更に再配列器221 へ
と通過する。チャネル復号器617はスライサー215 より
先行配置するのが望ましい。

【００３８】第一の簡単な実施例においては、復号器フ
ィルター613 は、図16に示した符号化帯域通過フィルタ
ー511Aと同様であり、一方チャネル復号器617 はすべて
の第３記号及び第４記号を除去する。第二の実施例は図
17に示す通りで、復号器フィルターは、無くてもよいが
できればカラー副搬送波周波数に等しい遮断周波数を有
するような雑音低減用低域通過フィルターであるのが望
ましい。フィルターされた記号は、乗算器623 を含む第
一ブランチに加わり、ここでカラー副搬送波の半分の周
波数を有する余弦位相の信号<cosine-phase signal> を
掛算され、次いで低域通過フィルター625 を経て記号ｘ
_2iとして出現する。余弦位相信号の掛算によって記号ｘ
_2iとその逆相とが結合し、他方記号ｘ_2i+1とその逆相に
は余弦位相信号の零交差<zero-crossings>が掛算され
る。フィルター613 を通過した記号はまた乗算器627 を
含む第二のブランチにも加わり、ここでカラー副搬送波
の半分の周波数を有する正弦位相の信号を掛算され、次
いで低域通過フィルター629を経て記号ｘ_2i+1として出
現する。この正弦位相信号の掛算により、記号ｘ_2i+1と
その逆相とが結合し、他方記号ｘ_2iとその逆相には正弦
位相信号の零交差が掛算される。この種四位相符号化は
IEEE Transaction on Magnetics,vol.MAG-15,No.6,No
v.1979,p.1467所載の、J.A.Bixby とR.A.Ketcham によ
る論文 "Q.P.,animproved code for high density digi
tal recording" に述べられている。

【００３９】図７と図８に示すのは、前記第四の方法
で、この場合記号速度CK4 は再びカラー副搬送波（の高
調波または r／k 倍）に位相同期しデータ信号はカラー
副搬送波上に変調される。図７の符号器においては、図
５の符号器と同形のＤ／Ａ変換器113 の、デジタル化さ
れた出力信号が、図３におけると同様の方式でカラー副
搬送波上に変調される。この変調位相はここでも自由に
選べる。別の方法として、Ｄ／Ａ変換器113 の入力信号
がカラー副搬送波上に変調されていてもよい。図８の復
号器においては、図６と同形の乗算器611 の出力が図４
におけると同様の方式で復調される。

【００４０】図９は、図５の符号器の変形であって、追
加信号の位相はカラー・バーストに関連した位相変移を
受ける。第一の実施例では、追加信号の位相は、カラー
・バーストの期間中、データ信号とカラー・バーストの
和の振幅を最小にするように選んである。既述のよう
に、拡張テレビジョン信号を標準受像機で受ける場合の
不具合を回避するためには、データ信号とカラー・バー
ストの和の振幅は、水平同期パルスの最低レベル以下に
下がってはならない。従って特別の措置がない限り、デ
ータ信号の振幅は、カラー・バーストの最低レベルと水
平同期パルスの最低レベルの差（の範囲）に限定され
る。本出願人は、追加データ信号の位相を適当に選べ
ば、データ信号とカラー・バーストの和の振幅はこれら
の個々の振幅の和よりも小さくなることを発見してい
る。その結果得られる利点として、和の振幅が水平同期
パルスの底よりも下がらないという同一の振幅制約下に
おいても、データ信号の振幅は上記の差よりも大きくで
き、従ってデータ信号の信号対雑音比(SNR) は改善さ
れ、雑音に強い大きな振幅を有する信号と同様になる。

【００４１】位相変移に関する第二の実施例において
は、位相変移の目的としてカラー・バーストと追加信号
との間の干渉を最小にすることを目指す。すなわち追加
信号のデータ評価時点ではカラー・バーストが零交差を
するように位相を変移する。しかし本実施例では、カラ
ー・バーストの振幅と追加信号の振幅の和が最大になる
ため、この実施例のSNR は第一の実施例よりも数dB低
い。

【００４２】図９において、到来するデータ信号は先ず
誤り訂正符号器923 、次いでランダム化器<randomizer>
925 に加わる。その方が望ましければこれら２つの回路
は省略してもよい。このデータ信号は次いで再配列器50
1 を経由して並列−直列変換器903 に加わる。この並列
−直列変換器903 の出力は、変調符号器<modulationenc
oder>505 に加わり、この符号器の働きによりその出力
信号がDCおよびカラー副搬送波周波数であるナイキスト
周波数においてはスペクトルが零となるよう保証され
る。この目的に適した符号としては、前記 Kretzerの論
文に述べられている（擬）三進部分応答クラス４符号<
(pseudo-)ternary partial response class4 code>、又
は Schouhamer Imminks の著書 "Coding Techniques fo
r digitalrecorders" Prentice Hall(UK) Ltd.,1991年
発行、に述べられている二進四相符号<binary quad-pha
se code>がある。出力データ記号周波数(CK4) は正確に
カラー副搬送波周波数の２倍である。副搬送波自体は既
に抑圧されている。この方式で、利用可能な各１μs の
フロント・ポーチ計 625個のそれぞれに約８個のデータ
記号が配置可能であり、また利用可能な各５μs のバッ
ク・ポーチ計 620個のそれぞれに約44個のデータ記号が
配置可能であるため、結果として総体のデータ速度は、
１秒間のデータ記号数にして (8*625+44*620)*25 Hz ＝
807,000個となる。変調符号器505 の出力はパルス整形
器507 に加わり、クロック周波数がＬ倍に増加する。こ
のパルス整形器507 は余弦ロール・オフ転送特性を有す
る補間フィルター<interpolating filter>を含む。出力
データ信号は、カラー副搬送波のＵ位相から正確に +π
/4だけ変移した位相に同期している。パルス整形器507
の次には遅延回路927 が接続され、これがカラー副搬送
波周期ＴSCの４分の１の位相変移を与える。データ信号
の所望位相はスイッチ929 により遅延回路927 の入出力
の何れかから得られる。

【００４３】データ信号とカラー・バーストとの間の位
相差は二種類が可能である。その第一は位相差(i−0.5)
＊πラジアン（ただしｉは整数）である。スイッチ929
は、Ｖ色差信号に関するPAL(phase-alternating-line)
方式での位相切り替えと同様、走査線が替わる毎に<lin
e-alternatingly>切り替える。スイッチ929 は +Ｖ位相
の間は左の位置に -Ｖ位相の間は右の位置にある。これ
によりカラー・バーストとデータ信号との位相差π/2が
得られる。この実施例においては、カラー・バーストと
追加信号の振幅の和が最小になり追加信号のSNR が改善
される。

【００４４】データ信号とカラー・バースト間の第二の
可能な位相差は、i*π(iは整数) である。上記と同一回
路素子927 および929 を用い、スイッチ929 は +Ｖ位相
の間は左の位置に、また -Ｖ位相の間は右の位置にあ
る。これにより、カラー・バーストとデータ信号の間で
πだけ位相変移が得られる。この実施例においては、追
加信号の各データ評価時点でのカラー・バーストが零交
差となり、これら二つの信号の干渉は最小になる。

【００４５】スイッチ929 に続く回路素子は113 、515
および517 であるが、これらは図５に関連して既に述べ
た。図９は図５の変形として論じたが、この位相変移技
術が図７にも適用できることは自明である。

【００４６】図９の符号器に対応するものとして図10に
示す復号器において PAL復号器1001は、到来する拡張複
合映像信号<extended composite video signal> から、
抑圧されたカラー副搬送波の +Ｖ位相をきわめて安定な
形で再生し、これが出力1003に出現する。のみならず、
この PAL復号器1001はその出力1002にカラー・バースト
のＶ成分の極性を供給し、この情報によりデータ信号の
位相決定が可能になる。この再生されたＶ位相とカラー
・バーストのＶ位相の極性が十分な情報となって、カラ
ー・バーストのトップに位相同期した（前記第一の可能
な位相差関連記述参照）、またはカラー・バーストの零
交差に位相同期した（前記第二の可能な位相差関連記述
参照）データ標本クロックが得られる。この目的のため
PAL復号器1001の出力1003から出るＶ位相信号は、カラ
ー・バーストのＶ位相の極性が正の場合は位相変移器10
04により -π/4の位相変移を受け、一方 PAL復号器1001
の出力1003から出るＶ位相信号は、カラー・バーストの
Ｖ位相が負の場合-3π/4の位相変移を受ける。この位相
変移により、カラー・バーストとの位相差を、常時π/2
に保つことができ、これは前述の振幅和を最小にする第
一の可能性に対応する。第二の可能性は追加信号とカラ
ー・バーストの干渉を最小にすることであるが、ここ
で、カラー・バーストのＶ位相の極性が正の場合位相変
移がπ/4であり、負の場合 3π/4であるか、またはそれ
ぞれ-3π/4と-5π/4である。位相変移器1004の出力信号
は零交差検出器<zero-crossing detector>1006に加わ
り、この検出器から周波数CK4(カラー副搬送波周波数の
二倍) のデータ標本化クロック信号が出力される。

【００４７】同期回路1005は水平・垂直同期信号やゴー
スト消去参照信号(GCR) を受信し、これにより各ビデオ
・フレーム当り少なくとも一回、正確な時間の参照点の
決定が可能になる。データ・バーストの開始時点は、正
確に決定した時間参照点から、カラー副搬送波の再生Ｖ
位相の半周期の数を計数することにより決定できる。デ
ータ・バーストの開始時点および継続時間はフロント・
ポーチおよびバック・ポーチ・イネーブル信号によって
指定され、これらの信号は同期回路1005の出力から供給
される。

【００４８】到来する拡張複合映像信号は、データ抽出
の目的で、低域通過、整合または等化フィルター1007に
も加えられる。このフィルター1007設計上の配慮条件は
図２のフィルターに関して論じたのと同様である。フィ
ルター1007の次には、データ信号のビット誤り率改善の
ためにデータ信号からカラー・バーストを除去する目的
で、ノッチ・フィルター1009を接続してもよい。抽出復
調回路1011は、同期回路1005からイネーブル信号が出て
いる場合には、零交差検出器1006の示す再生クロック時
点で、データ・バーストを抽出する。抽出されたデータ
・バーストが復調されることにより、二進データ・バー
ストが得られ、これが直列─並列変換器1013を経由して
再配列器221 に加わる。図９の符号器が、誤り訂正符号
器923 およびランダム化器925 を含む場合には、再配列
器221 の次にはランダム化解消器<derandomizer>1025お
よび誤り訂正復号器1023が接続され、ここから復元した
データ信号が供給される。

【００４９】上述の例に基づいて当業者が多くの代替実
施例を設計でき、またそれら実施例がすべて冒頭の請求
項により定義される本発明の範囲に含まれるのは明白で
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明に基づいて動作する第一の符号
器のブロック図を示す。

【図２】図２は、本発明に基づく第一の復号器のブロッ
ク図である。

【図３】図３は、本発明に基づいて動作する第二の符号
器のブロック図を示す。

【図４】図４は、本発明に基づく第二の復号器のブロッ
ク図を示す。

【図５】図５は、本発明に基づいて動作する第三の符号
器のブロック図を示す。

【図６】図６は、本発明に基づく第三の復号器のブロッ
ク図を示す。

【図７】図７は、本発明に基づいて動作する第四の符号
器のブロック図を示す。

【図８】図８は、本発明に基づく第四の復号器のブロッ
ク図を示す。

【図９】図９は、図５の符号器の変形を示す図である。

【図１０】図10は、図６の復号器の変形を示す図であ
る。

【図１１】図11は、図１のパルス整形器に組み込んで、
カラー副搬送波のｎ倍の周波数でn＝0 および n＝1 の
場合零スペクトルを達成するための帯域通過フィルター
の構成原理を解説する図である。

【図１２】図12は、図１の第一の符号器に組み込むべ
き、チャネル符号器とパルス整形器の組合せに関する第
一実施例、およびそのパルス整形器の帯域通過フィルタ
ーの振幅スペクトル密度を示す図である。

【図１３】図13は、図１の第一の符号器に組み込むべ
き、チャネル符号器とパルス整形器の組合せに関する第
二実施例、およびそのパルス整形器の帯域通過フィルタ
ーの振幅スペクトル密度を示す図である。

【図１４】図14は、図２の第一の復号器に組み込むべ
き、復号器フィルターとチャネル復号器の組合せに関す
る第二の実施例、およびその復号器フィルターの振幅ス
ペクトル密度を示す図である。

【図１５】図15は、図２の第一の復号器に組み込むべき
チャネル復号器の第三の実施例を示す図である。

【図１６】図16は、図５の第三の符号器に組み込むべ
き、四相チャネル符号器とパルス整形器の組合せに関す
る実施例を示す図である。

【図１７】図17は、図６の第三の符号器に組み込むべき
四相チャネル符号器の実施例を示す図である。

【符号の説明】

101, 221 再配列器 103 誤り訂正符号器 105 チャネル符号器 107 パルス整形器 113 Ｄ／Ａ変換器 115, 123, 205, 211 乗算器 117 加算器 119 逓減器 121 低域通過フィルター 201 ＴＶ復号器 203 ゲート・パルス発生器 207 位相同期ループ回路(PLL回路) 209 バック・ポーチ・ゲート・パルス発生器 213 フィルター 215 スライサーと抽出器回路 217 チャネル復号器 219 誤り訂正復号器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ヨハネスイセブランドティヒェラーオランダ国 5621 ベーアーアインドーフェンフルーネヴァウツウェッハ１ (72)発明者カルロヒオファンニテレサプリモバティステラオランダ国 5621 ベーアーアインドーフェンフルーネヴァウツウェッハ１

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】拡張テレビジョン信号の水平帰線消去期
間内で追加信号を符号化する方法において、次の諸段階
すなわち：フロント・ポーチ、水平同期パルス、および
カラー副搬送波周波数をもつカラー・バーストを収容し
ているバック・ポーチを有する水平帰線消去期間、なら
びに輝度信号、および上記カラー副搬送波周波数をもつ
カラー副搬送波上に変調された色信号の存在する在来の
テレビジョン要素を供給する段階；上記追加信号を処理
して、上記追加信号の周波数スペクトルにおいて、上記
カラー副搬送波周波数のｎ倍におけるｎが０および１の
点で低エネルギー領域を生成する段階；及び上記在来テ
レビジョン信号成分および上記処理を施した追加信号を
結合するにあたっては、上記追加信号を上記水平帰線消
去期間の上記バック・ポーチに挿入し、それによりこれ
を上記カラー・バーストに重畳する段階を含むことを特
徴とする符号化方法。
【請求項２】請求項１に記載の方法において、上記追
加信号が上記水平帰線消去期間の上記フロント・ポーチ
にも挿入されることを特徴とする符号化方法。
【請求項３】請求項１に記載の方法において、更に追
加段階として上記フロント・ポーチ内にクロック参照信
号を符号化する段階を含む符号化方法。
【請求項４】請求項１に記載の方法において、上記追
加信号の記号クロックが、r,k は共に零でない整数とす
るとき、上記カラー副搬送波の r／k 倍に位相同期する
ことを特徴とする符号化方法。
【請求項５】請求項４に記載の方法において、上記追
加信号に位相変移を加え、それにより上記追加信号のデ
ータ評価時点とカラー・バーストの零交差点とを一致さ
せることを特徴とする符号化方法。
【請求項６】請求項４に記載の方法において、上記追
加信号に位相変移を加え、それにより上記カラー・バー
ストと上記追加信号との和の振幅の最大値を減少させる
ことを特徴とする符号化方法。
【請求項７】請求項６に記載の方法において、 r／k
が２に等しく、上記追加信号に対しては走査線が替わる
ごとに、カラー副搬送波周期の０および４分の１に該当
する位相変移を交替に加えることを特徴とする符号化方
法。
【請求項８】請求項１に記載の方法において、上記追
加信号が上記カラー副搬送波上に変調されることを特徴
とする符号化方法。
【請求項９】請求項１に記載の方法において、上記処
理段階には上記追加信号を帯域通過フィルターする段階
を含み、この処理により二相符号化した追加信号を得る
ことを特徴とする符号化方法。
【請求項１０】請求項１に記載の方法において、上記
処理段階には、追加信号を二相チャネル符号化する段階
およびこの二相チャネル符号化した信号を低域通過フィ
ルターする段階を含み、これにより上記の処理された追
加信号を得ることを特徴とする符号化方法。
【請求項１１】請求項１に記載の方法において、上記
処理段階には、上記追加信号の２個の記号ごとに２個の
０記号を加えて配列信号を得る段階、および上記配列信
号を帯域通過フィルターして４相符号化された追加信号
を得る段階を含むことを特徴とする符号化方法。
【請求項１２】フロント・ポーチ、水平同期パルスお
よびカラー副搬送波周波数をもつカラー・バーストを収
容しているバック・ポーチを有する水平帰線消去期間、
ならびに輝度信号、および上記カラー副搬送波周波数を
もつカラー副搬送波上に変調された色信号を含むような
在来のテレビジョン要素を有する拡張テレビジョン信号
を復号化するための装置において、この復号化装置は：上記拡張テレビジョン信号として、
更に上記水平帰線消去期間の少なくともバック・ポーチ
には追加信号が挿入され、上記追加信号はその周波数ス
ペクトルにおいてカラー副搬送波周波数のｎ倍で、ｎが
０および１の点に低エネルギー領域を有するような拡張
テレビジョン信号を受信する手段と；上記拡張テレビジ
ョン信号の少なくとも上記バック・ポーチの期間中に、
上記拡張テレビジョン信号から一つのゲート信号を取り
出す手段と；及び上記ゲート信号によって、上記拡張テ
レビジョン信号の少なくとも上記バック・ポーチから追
加信号を分離する手段とを含むことを特徴とする復号化
装置。
【請求項１３】請求項12に記載の復号化装置におい
て、クロック参照信号が上記フロント・ポーチ内で既に
符号化されていて、該装置は上記フロント・ポーチから
上記クロック参照信号を生成する手段を含むことを特徴
とする復号化装置。
【請求項１４】請求項12に記載の復号化装置におい
て、上記追加信号の記号クロックが既に、ｍを正の整数
とするとき、上記カラー副搬送波のｍ倍に位相同期され
ていて、該装置は上記カラー副搬送波から上記記号クロ
ックを生成する手段を含むことを特徴とする復号化装
置。
【請求項１５】請求項12に記載の復号化装置におい
て、上記追加信号が既に上記カラー副搬送波上に変調さ
れていて、上記分離手段は変調された追加信号を復調す
る手段を含むことを特徴とする復号化装置。
【請求項１６】請求項12に記載の復号化装置におい
て、上記追加信号が既に位相変移を受けていて、上記分
離手段は、上記追加信号の受けた上記位相変移を決定す
る手段、および上記位相変移決定手段と結合して上記位
相変移を補償する手段を含むことを特徴とする復号化装
置。
【請求項１７】請求項12に記載の復号化装置におい
て、更に上記分離手段に結合して上記追加信号を復号化
するための手段を含み、上記復号化手段は二相または四
相符号化された追加信号を復号化するための帯域通過フ
ィルター手段を含むことを特徴とする復号化装置。
【請求項１８】請求項12に記載の復号化装置におい
て、更に上記分離手段に結合して上記追加信号を復号化
するための手段を含み、上記復号化手段には、上記追加
信号に対して上記追加信号の記号周波数を有する一つの
信号を掛算するための乗算器、および復号化した追加信
号を供給するため上記乗算器に結合した低域通過フィル
ターを含むことを特徴とする復号化装置。
【請求項１９】請求項12に記載の復号化装置におい
て、更に上記分離手段に結合して上記追加信号を復号化
するための手段を含み、上記復号化装置には、復号化し
た追加信号の第一記号を得るため上記追加信号に対して
一つの余弦位相信号を掛算する第一の復調器手段、およ
び上記復号化した追加信号の第二記号を得るため上記追
加信号に正弦位相の信号を掛算する第二の復号化手段を
含むことを特徴とする復号化装置。
【請求項２０】拡張テレビジョン信号であって：フロ
ント・ポーチ、水平同期パルス、およびカラー副搬送波
周波数をもつカラー・バーストを収容しているバック・
ポーチを有する水平帰線消去期間、ならびに輝度信号、
および上記カラー副搬送波周波数をもつカラー副搬送波
上に変調された色信号の存在するような在来のテレビジ
ョン要素と、追加信号として、上記カラー副搬送波周波数のｎ倍で、
ｎが０および１の点では、周波数スペクトル上で低エネ
ルギー領域を有するような一つの追加信号とを含んで成
り、上記追加信号は少なくとも上記水平帰線消去期間のバッ
ク・ポーチには挿入されていて、上記カラー・バースト
と重畳していることを特徴とする拡張テレビジョン信
号。