DE69215651T2 - Erweitertes Fernsehsystem - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf ein erweitertes Fernsehsystem, bei dem ein zusätzliches Signal in einem Horizontal-Austastintervall eines erweiterten Fernsehsignals codiert wird.
• Ein derartiges erweitertes Fernsehsystem ist in US-A-4.479.150 beschrieben. Das in diesem US Patent beschriebene Verfahren ist jedoch nicht kompatibel mit bestehenden Fernsehempfängern, weil das Farbsynchronsignal von der hinteren Schwarzschulter zu dem Boden des Horizontal-Synchronimpulses verlagert worden ist. Weiterhin sind die Horizontal-Synchronimpulse kleiner gemacht worden, Die hintere Schwarzschulter ist folglich breiter und befreit von dem Farbsynchronsignal, so daß es mehr Raum gibt zum Einfügen eines zusätzlichen Signals. Es dürfte einleuchten, daß ein derartiges erweitertes Fernsehsignal nicht von Norm-Fernsehempfängern empfangen werden kann, in denen erwartet wird, daß Horizontal-Synchronimpulse normaler Breite und das Farbsynchronsignal als innerhalb der hinteren Schwarzschulter vorhanden sind.
• WO-A-92/19072, das im Rahmen des Artikels 54(3) EPC als Stand der Technik betrachtet wird, mit einem früheren wichtigen Prioritätsdatum von 04.05.91, beschreibt ein Verfahren zur kompatiblen Übertragung zusätzlicher Information in bezug auf ein Signaltyp-Codesignal. Diese zusätzliche Information in bezug auf den Signaltyp wird im Bereich der hinteren Schwarzschulter übertragen. Das Codesignal kann ein Farbsynchronsignal sein, das früher startet und/oder später endet und/oder ein datensignal, das mit dem Farbsynchronsignal zusammenfällt oder demselben folgt. Es wird beschrieben, daß ein DC-freies codiertes digitales Datensignal mit einer Datenrate, die kleiner ist als die Farbhilfsträgerfrequenz, beispielsweise einer Datenrate von 1 MBit/s Kompatibilität mit üblichen Empfängern gewährleistet, bei denen weder die Synchronisation, noch die Farbdemodulation oder das Klemmen von üblichen Empfängern beeinträchtigt wird. Das Codesignal wird für den Signalempfang eines Normsignals (kein Letterbox, keine zusätzliche Information in den schwarzen Balken), ein Letterbox- Signal ohne zusätzliche Information in den schwarzen Balken, ein Letterboxsignal, das von einem Kinofilm herrührt mit zustzlicher Information in den schwarzen Balken, oder ein Letterbox-Signal, das von einer Kamera herrührt, mit zustzlicher Information in den schwarzen Balken verwendet.
• Der Artikel "Zwei Tonkanäle hoher Qualität" von E. Adler, Funkschau Heft 46, Nr. 24 Mai 1974, Seiten 396-398 beschreibt eine digitale Übertragung in der Horizontal-Austastperiode. Der Horizontal-Synchronimpuls wird auf 1,5 µs gekürzt und die hintere Schwarzschulter wird länger gemacht: 8,5 µs. In der hinteren Schwarzschulter werden ternäre RZ oder binäre NRZ Tonimpuispakete übertragen. Der paragraph "Das erste Modell" und die Fig. 5, 6 des Artikels zeigen ein digitales Signalübertragungssystem mit einer Impulswiederholungsfrequenz entsprechend der Farbhilfsträgerfrequenz gleichphasig zu dem Farbsynchronimpuls, wobei die ternären Impulse Amplituden haben von 100%, 50% oder 10% des Weißpegels, und wobei der Decoder das Farbsynchronsignal durch Beschränkung der Amplituden der empfangenen Impulse bis zu 10% mit einer nachfolgenden geeigneten Verstärkung zurückgewinnen kann. Der Paragraph "Ein neues Modell" und Fig. 7 des Artikels zeigen ein digitales Tonsignal mit einer Impulswiederholungsfrequenz der doppelten Farbhilfsträgerfrequenz, einer separeten Übertragung des Farbsynchronsignals und der Tonsignal in der hinteren Schwarzschulter, wobei das Farbsynchronsignal gekürzt und innerhalb der hinteren Schwarzschulter verschoben ist.
• Es ist u.a. eine Aufgabe der vorliegenden erfindung ein erweitertes Fernsehsignal zu schaffen, das sich auf einfache Weise durch Norm-Fernsehempfänger ohnen Kompatibilitätsprobleme decodieren läßt.
• Dazu schafft ein Aspekt der Erfindung ein Verfahren zum Codieren eines zusätzlichen Signals in Horizontal-Austastintervallen eines erweiterten Fernsehsignals, wie in Anspruch 1 erläutert. Ein anderer Aspekt der Erfindung schafft eine Schaltungsanordnung zum Decodieren eines erweiterten Fernsehsignals, wie in Anspruch 12 erläutert. Wieder ein anderer Aspekt der Erfindung schafft ein erweitertes Fernsehsignal, wie in Anspruch 20 erläutert. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
• In dem erweiterten erfindungsgemäßen Fernsehsystem befindet sich das Farbsynchronsignal an der üblichen Stelle. Das zusätzliche Signal wird in die hintere Schwarzschulter des Horizontal-Austastintervalls eingefügt, wobei es das Farbsynchronsignal überlappt zum Erzeugen von mehr Zeit für das zusätzliche Signal. Alle durch die Überlappung des Farbsynchronsignals und des Horizontal-Austastintervalls verursachten Artefakte überlappen dabei das Farbsynchronsignal zum Erzeugen von mehr Zeit für das zusätzliche Signal. Alle Artefakte, die durch die Überlappung des Farbsynchronsignals und das zusätzliche Signal verursacht werden, werden vermieden oder wenigstens weitgehend verringert durch Verarbeitung des zusätzlichen Signals in der Weise, daß es spektrale Nullen hat bei n-facher Farbhilfsträgerfrequenz für n gleich Null und für n gleich eins.
• Um Horizontal-Synchronfehler zu vermeiden, die in einem Norm- Empfänger auftreten, der das erweiterte Fernsehsignal nach der Erfindung empfängt, können aus dem zusätzlichen Signalspektrum vor der Übertragung NF-Anteile entfernt werden. Insbesondere NF-Anteile bis zu 1 MHz sollten entfernt werden, weil in allen heutigen Norm-Empfängern ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz bei etwa 1 MHz der Horizontal-Synchronschaltung vorgeschaltet ist. Vorzugsweise soll das zusätzliche Signalspektrum zwischen 1 MHz und 2 MHz keine Hochenergie-Anteile aufweisen, weil dieses Tiefpaßfilter hinter der Grenzfrequenz bei 1 MHz nur einen geschmeidigen Abfall hat. Diese letztere Anforderung wird erfüllt, wenn das zusätzliche Signal ein digitales Signal ist, aber auch, wenn das zusätzliche Signal ein analoges Signal ist mit Hilfe von Verschlüsselungsverfahren. Messungen haben gezeigt, daß es auch ausreicht, wenn das zusätzliche Signalspektrum frei von Anteilen ist unterhalb 1 MHz und wen das Spektrum über 1 MHz keine Horizontal-Synchronanteile aufweist. Es zeigte sich, daß wenn die obenstehenden Bedingungen zum einwandfreien Funktionieren der Horizontal- Synchronschaltung eines Norm-Empfängers erfüllt werden, der Normempfänger keine Klemmfehler aufweisen wird, wenn ein erweitertes Fernsehsignal empfangen wird.
• Wenn das Spektrum des zusätzlichen Signals wenig Energie in einem Band von 1 MHz bis 2 MHz um die Farbhilfsträgerfrequenz herum hat, werden automatische Farbregelungsschaltungen (AFR) in heutigen Fernsehgeräten von dem zusätzlichen Signal in dem erweiterten Fernsehsignal nicht beeinträchtigt.
• In dem PAL-Fernsehübertragungssystem können 620 hintere Schwarzschulter je Bild (in den Zeilen 4 bis 313 und in den Zeilen 316 bis 625), die je etwa 5 µs dauern, zur Übertragung zusätzlicher Information benutzt werden, während die 1 µs dauernden vorderen Schwarzschultern aller 625 Zeilen benutzt werden können.
• Das zusätzliche Signal kann digitale Audio-Signale enthalten Der Bitstrom dieses digitalen Signals wird über 620 Datensynchronsignale gemultiplext, die in die hinteren Schwarzschultern passen und gewünschtenfalls zum Erzeugen von mehr Zeit für das zusätzliche Signal, 620 oder sogar 625 Datensynchronsignale, die in die vorderen Schwarzschultern passen. Wenn der Bitstrom an sich nicht beliebig genug ist, soll er zunächst beliebig gemacht werden.
• Die nachfolgenden vier Datenübertragungsverfahren sind möglich.
• Das erste Verfahren umfaßt eine Basisbandübertragung eines (pseudo)DC- freien kanalcodeartigen Doppelphase (siehe K.A. Schouhamer Immink, "Spectral null codes", IEEE Transactions on Magnetics, März 1990, "twinned binarY" (siehe A. Croisier, "Introduction to pseudoternary transmission codes", IBM J.Res. Dev., Juli 1970), AMI, oder 4B3T (siehe J.B. Buchner, "Ternary line codes", "Philips Telecommunication Review", Heft 34, Nr. 2, Juni 1976), alle an sich bei dem Fachmann bekannt. Diese Kanalcodes sollten eine derartige Symbolrate haben, daß das Spektrum um den Farbhilfsträger herum niedrig genug ist. Beispielsweise eine Symbolrate von 6,3 MHz, die Symbolimpulse mit einem Kosinus-Roll-off-Spektrum mit einem Roll-off- Faktor von 0,4 würde ausreichen. Das Buch von J.G. Proakis, "Digital Communications", 2. Ausgabe, McGraw-Hill 1989, schafft genügend Informationen über die Ausdrücke Roll-off-Spektrum und Roll-off-Faktor.
• Das zweite Verfahren umfaßt eine Basisbandübertragung, wobei der Symboltakt phasenverriegelt ist zu der Hilfsträgerfrequenz oder zu einer der harmonischen Frequenzen. Die Verwendung der Farbhilfsträgerfrequenz ergibt den Vorteil, daß diese Frequenz in Codierern und Decodern bereits vorhanden ist, so daß keine "neue" Frequenz erzeugt zu werden braucht. Es ist ebenfalls möglich, daß der Symboltakt zu einer Frequenz phasenverriegelt ist, die der r/k-fachen Farbhilfsträgerfrequenz entspricht, wobei r und k ganze Zahlen ungleich Null sind. So kann beispielsweise r/k 3/2 sein. Der Kanalcode soll derart gewählt werden, daß die obengenannten Bedingungen einer ausreichenden DC-Freiheit, einer ausreichenden Unterdrückung von Frequenzanteilen um die Farbhilfsträgerfrequenz herum und einer Passung in den Übertragungskanal erfüllt werden. Wenn die Symbolrate dem doppelten Farbhilfsträger entspricht, reichen das Vierfach-Phasencodierungsverfahren (an sich bekannt von Schouhamer Immink, wie oben erwähnt) und das Teilrespons-Klasse 4 Codierungsverfahren (an sich bekannt von E.R. Kretzmer, "Generalization of a technique for binary data communication", "IEEE Transaction on Communication Technology" Heft COM-14, Seiten 67-68, Feb, 1966) aus.
• Das dritte Übertragungsverfahren umfaßt die Übertragung einer Amplitude, moduliert mit vorzugsweise der Farbhilfsträgerfrequenz. Das Basisbandsignal wird mit einem DC-freien Kanalcode codiert. Das codierte Signal enthält keine niederfrequenten Anteile, die ein einwandfreies Funktionieren der automatischen Farbregelungsschaltung eines Normempfängers beeinträchtigen würden. Das codierte Signal wird dem Hilfsträger aufmoduliert. Die Symbolrate des Datensignals sollte derart sein, daß nach Modulation das Spektrum unterhalb 1 MHz leer ist. Dies kann mit einer Symbolrate von 5 MHz unter Verwendung von Impulsen mit einem Kosinus-Roll-off- Spektrum und einem Roll-off-Faktor von 0,37 erreicht werden.
• Das vierte Verfahren hat vieles mit dem dritten Verfahren gemein. Die Symbolrate des Basisbanddatensignals ist nun zu dem Farbhilfsträger phasenverriegelt. Der Kanalcode ist derart gewählt worden, daß er ausreichend DC-frei ist und daß sich eine ausreichende Unterdrückung von Frequenzanteilen um die Farbhilfsträgerfrequenz herum ergibt. So würde beispielsweise ein Doppelphasencode mit einer Symbolrate gleich der Farbhilfsträgerfrequenz aureichen. Das codierte Signal is vorzugsweise dem farbhilfsträger amplitudenaufmoduliert.
• Wenn da erste oder das dritte Verfahren angewandt wird, sollte ebenfalls ein Symboltaktbezugssignal übertragen werden zum Gebrauch durch den verbesserten Empfänger. Ein geeignetes Symboltaktbezugssignal enthält Bezugsdatensynchronsignale während der vorderen Schwarzschultern des Fernsehsignals. Diese Bezugsdatensynchronsignale haben eine ganze Anzahl von Zyklen mit einer einwandfreien Phase und mit einer halben Symbolrate des Datensignals. Wenn das zweite oder das vierte Verfahren angewandt wird, ist kein spezielles Symboltaktbezugssignal erforderlich, weil das Farbsynchronsignal bereits diese Funktion erfüllt.
• Die von der vorliegenden Erfindung geschaffene Datenübertragungskapazität kann vorzugsweise zur Übertragung digitaler Tonsignale hoher Qualität oder für Videotextartige Dienste benutzt werden.
• Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Codierers, der nach der vorliegenden Erfindung arbeitet,
• Fig. 1A eine Erläuterung der Herleitung eines Bandpaßfilters zur Einverleibung in den Impulsformer nach Fig. 1 zum Erhalten der spektralen Nullen bei n-facher Hilfsträgerfrequenz für n gleich Null und für n gleich eins;
• Fig. 1B eine erste Ausführungsform einer Kanalcodierer-und-Impulsformer-Kombination zur Einverleibung in den ersten Codierer nach Fig. 1, sowie die amplitudenspektrale Dichte des Bandpaßfilters des Impulsformers,
• Fig. 1C eine zweite Ausführungsform einer Kanalcodierer-und-Impulsformer-Kombination zur Einverleibung in den ersten Codierer nach Fig. 1 sowie die amplitudenspektrale Dichte des bandpaßfilters des Impulsformers;
• Fig. 2 ein Blockschaltbild eines ersten Decoders nach der vorliegenden erfindung;
• Fig. 2A eine zweite Ausführungsform einer Decoder-Filter-und-Kanaldecoder-Kombination zur Einverleibung in den ersten Decoder nach Fig. 2, sowie die amplitudenspektrale Dichte des Decoderfilters;
• Fig. 2B eine dritte Ausführungsform eines Kanaldecoders zur Einverleibung in den ersten Decoder nach Fig. 2;
• Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten Codierers, der nach der vorliegenden Erfindung arbeitet;
• Fig. 4 ein Blockschaltbild eines zweiten Decoders nach der vorliegenden erfindung;
• Fig. 5 ein Blockschaltbild eines dritten Codierers, der nach der vorliegenden Erfindung arbeitet;
• Fig. 5A eine Ausführungsform einer Vierfach-Phasenkanalcodierer-und- Impulsformer-Kombination zur Einverleibung in den dritten Codierer nach Fig. 5;
• Fig. 6 ein Blockschaltbild eines dritten Decoders nach der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 6A eine Ausführungsform eines Vierfach-Phasenkanaldecoders zur Einverleibung in den dritten Decoder nach Fig. 6;
• Fig. 7 ein Blockschaltbild eines vierten Codierers, der nach der vorliegenden erfindung arbeitet;
• Fig. 8. ein Blockschaltbild eines vierten Decoders nach der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 9 eine Abwandlung des Codierers nach Fig. 5 und
• Fig. 10 eine Abwandlung des Decoders nach Fig. 6.
• Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Codierers, der nach der vorliegenden Erfindung arbeitet. Im Basisband wird ein zusätzliches digitales Signal übertragen, während in die vorderen Schwarzschultern des erweiterten Fernsehsignals ein Bezugsdatensynchronsignal mit der halben Symbolrate eingebracht wird. Das zusätzliche Eingangssignal, das vorzugsweise ein digitales Signal mit N1 Bits je Abtastwert bei einer Eingangstaktfrequenz CK1 ist, wird einer Neuformatanordnung 101 zugeführt. Diese Anordnung 101, die einen flexibel adressierbaren RAM aufweisen kann, trennt das kontinuierlich zugeführte digitale Signal in beispielsweise 630 Teile je Fernsehbild, das in die hinteren Schwarzschultern des Fernsehsignals codiert wird. Das Ausgangssignal der Neuformatanordnung 101 wird auf diese Weise eine andere, höhere Taktfrequenz CK2 aufweisen als die Taktfrequenz CK1 des zusätzlichen Eingangssignals. Das Ausgangssignal der Neuformatanordnung hat N2 Bits je Abtastwert. Auch das Ausgangssignal der Neuformatanordnung 101 wird nicht kontinuierlich vorhanden, nur während der hinteren Schwarzschultern.
• Um die Empfindlichkeit für Übertragungsfehler zu verringern wird das Ausgangssignal der Neuformatanordnung einem Fehlerkorrekturcodierer 103 zugeführt, der für jede hintere Schwarzschulter einzeln arbeiten kann, wobei in diesem Fall der Fehlerkorrekturcodierer 103 bei der hinteren Schwarzschulter (RST1) rückgestellt wird. Das Ausgangssignal des Fehlerkorrekturcodierers 103 ist ein Ein-Bitsignal mit der Taktfrequenz CK3. Dieses Ein-Bitsignal wird einem Kanalcodierer 105 zugeführt, der ein Ausgangssignal mit N4 Bits je Abtastwert mit der Taktfrequenz CK4 liefert. Das Ausgangssignal des Kanalcodierers hat keine Frequenzen um DC herum und kann ein 2- Pegel-, 3-Pegel- oder 4-Pegelsignal sein. Der Kanalcodierer 105 kann am Anfang jeder hinteren Schwarzschulter rückgestellt werden (RST2).
• Das Ausgangssignal des Kanalcodierers wird einem Impulsformer 107 zugeführt, der gleichzeitig die Taktfrequenz um einen Faktor L in dem Block 109 steigert, der ein Interpolationsfilter sein kann, und der eine Kosinus Roll-off-Übergangskennlinie haben kann (Block 111). Die Symboltaktfrequenzsteigerung in der Einheit 109 ermöglicht eine einfachere Filterung in dem Filter 111. Das N5 Bit je Abtastausgangssignal des Impulsformers 107 wird in dem Digital-Analog-Wandler 113 D/A-umgewandelt, verstärkt um einen geeignet gewählten Faktor α-B in dem Multiplizierer 115 während Zeitschlitze (der hinteren Schwarzschultern) bestimmt durch das Freigabesignal EN-B, und zum Schluß zu den herkömmlichen Fernsehsignalanteilen TV-in in dem Addierer 117 hinzuaddiert.
• Ein Taktsignal CK4, das die Symbolrate des Datensignals an dem Ausgang des Kanalcodierers darstellt, wird in dem Teiler 119 halbiert und in dem Tiefpaßfilter 121 tiefpaßgefiltert, so daß ein analoges, sinusförmiges Signal mit einer Frequenz der halben Symbolrate und mit der einwandfreien Phase erhalten wird. Dieses Bezugssignal wird um einen Faktor α-F in dem Multiplizierer 123 während Zeitschlitze (der vorderen Schwarzschultern), definiert durch das Freigabesignal EN-F verstärkt und zu den herkömmlichen Fernsehsignalanteilen TV-in in dem Addierer 117, der das erweiterte Fernsehsignal TV-o liefert, hinzuaddiert.
• Der Multiplizierer 115 gewährleistet, daß die maximale Amplitude des Ausgangssignals etwa 25% des Maximalweißpegels ist. Wenn die Ausgangsamplitude des Multiplizierers während der Farbsynchronsignalperioden zu groß wäre, könnte das Ausgangssignal des Addierers 117 den unteren Pegel des Horizontal-Synchronimpulses unterschreiten, was die automatische ZF-Verstärkungsregelung in dem Empfanger beeinflussen könnte. Im Grunde kann die Ausgangsamplitude des Multiplizierers 123 größer sein, bis etwa 43% des Maximalweißpegels, so daß das Ausgangssignal des Addierers den Bodenpegel des Horizontal-Synchronimpulses erreichen könnte.
• Fig. 1A erläutert die Ableitung eines Bandpaßfilters zur Einverleibung in den Impulsformer 107 zum Erhalten der spektralen Nullen bei n-facher Farbhilfsträgerfrequenz für n gleich Null und für n gleich Eins. Das Bandpaßfilter nach Fig. 1A basiert auf einer Erweiterung der Nyquist Telegraphenübertragungstheorie, die an sich bekannt ist aus dem Artikel: "The digital echo modulation" von Croisier und Pierret, "IEEE Transactions on Communication Technology" Heft COM-19, Nr. 4 August 1970, Seiten 367-376. Die gewünschte Impulsstoßantwort des Bandpaßfilters ist in der unteren Kurve dargestellt. Diese Impulsstoßantwort wird durch Multiplikation eines elementaren Impulses, wie oben in Fig. 1A dargestellt, mit einem Sinus der Nyquist- Frequenz erhalten. Die Impulsstoßantwort des Bandpaßfilters hat zum Effekt, daß gleichzeitig das Bandpaßfilter als Doppelphasencodierer arbeitet. Wie dargestellt, ersetzt ein Doppelphasencodierer jedes Bit (das entweder -1 oder +1 ist), wobei das erste Bit dem Eingangsbit entspricht und das zweite Bit dem inversen Wert des Eingangsbits entspricht. Der obengenannte Artikel von Croisier u.a. zeigt deutlich, wie ein Bandpaßfilter gebaut werden soll, ausgehend von der gewünschten Impulsstoßantwort des Filters. Fig. 1B zeigt eine erste Ausführungsform einer Kanalcodierer-und-Impulsformerkombination sowie der spektralen Amplitudendichte des Bandpaßfilters des Impulsformers, wie dieser in Fig. 1A abgeleitet ist. Die in Fig. 1B dargestellte Ausführungsform hat den großen Vorteil, daß ein einzelner Kanalcodierer 105 nicht notwendig ist, da das Bandpaßfilter 111A, das der Taktfrequenzsteigerungseinheit 109 folgt, bereits gewährleistet, daß die gewünschten spektralen Nullen vorhanden sind. Fig. 1B zeigt weiterhin zwei mögliche spektrale Amplitudendichtekurven mit je einem verschiedenen Roll-off-Faktor. Selbstverständlich sind andere Roll-off-Faktoren auch möglich. Die Symbolfrequenz fSym, angegeben auf der horizontalen Achse, entspricht 1/T, wenn die Eingangsbits des Impulsformers in einem Abstand von 2T voneinander liegen. Die Symbolfrequenz fSym entspricht der doppelten Nyquist-Frequenz fNyq. So wäre beispielsweise eine 5 MHz-Symbolfrequenz mit einem Roll-off-Faktor von 0,5 geeignet zum Erhalten der gewünschten spektralen Nullen bei 0 Hz und bei der Farbhilfsträgerfrequenz fsc.
• Fig. 1C zeigt eine zweite Ausführungsform einer Kanalcodierer-und- Impulsformerkombination sowie die spektrale Amplitudendichte des bandpaßfilters des Impulsformers. In dieser Ausführungsform werden die Eingangsdatenbits, die in einem Abstand von 2T voneinander liegen und als gestrichelte Pfeile dargestellt sind, einem Doppelphasenkanalcodierer 105 zugeführt, der zwischen diesen Eingangsdatenbits die inverse Form dieser Eingangbits einfügt, wie durch gestrichelte Pfeile dargestellt. Das doppelphasencodierte Signal wird dem Impulsformer 107 zugeführt, der ein Tiefpaßfilter 111C aufweist, dessen spektrale Amplitudendichte für drei mögliche Roll-off- Faktoren dargestellt ist. So wäre beispielsweise eine 6,3 MHz Symbolfrequenz mit einem Roll-off-Faktor von 0,4 ausreichend zum Erhalten der gewünschten spektralen Nullen bei 0 Hz und bei der Farbhilfsträgerfrequenz fsc. Das Tiefpaßfilter 111C ist ein Halb-Nyquist-Filter. Vorzugsweise enthält der Codierer und der Decoder ein solches Halb-Nyquist-Filter oder Root-Nyquist-Filter, so daß die Kombination der beiden Filter ein komplettes Nyquist-Filter bilden. Ein Nyquist-Filter vermeidet Intersymbolinterferenz zu den Datenbewertungszeitpunkten. Mehr Einzelheiten über die Nyquist-Filtertheorie an sich findet sich in dem Artikel von H. Nyquist: "Certain topics in telegraph transmission theorie", AIEE Trans., Heft 47, Seiten 617-644, April 1928 und in dem Artikel von R.A. Gibby und J.W. Smith: "Some extensions of Nyquist's telegraph transmission theory", Bell Syst. Tech. J., Heft 44 Seiten 1487-1510, Sept. 1965. Die Verwendung eines Halb-Nyquist-Filters in dem Decoder (was bedeutet, daß der Codierer ebenfalls ein Halb-Nyquist-Filter aufweist) hat den Vorteil, daß dieser Decoder ebenfalls zur Störungsverringerung beiträgt. Es ist aber auch möglich, ein komplettes Nyquist-Filter in dem Codierer zu verwenden, wobei dann in dem Decoder keine Nyquist-Filterung durchgeführt wird.
• Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Decoders gemäß dem Codierer nach Fig. 1. Das eintreffende erweiterte Fernsehsignal wird einem Fernseh-Decoder 201 zugeführt, der Leuchtdichte- und Farbartsignale liefert, die in Fig. 2 der Unwichtigkeit für die vorliegende Erfindung wegen nicht dargestellt sind. Der Fernsehdecoder 201 erhält Horizontal- und Vertikal-Synchronsignale (H- und V sync) aus dem eintreffenden Fernsehsignal. In einem niedrigeren Zweig der Schaltungsanordnung werden die vorderen Schwarzschultern aus dem eintreffenden erweiterten Fernsehsignal ausgetastet durch einen Multiplizierer 205, der durch einen Vordere-Schwarzschulter-Tastimpulsgenerator 203 gesteuert wird. Das resultierende Vordere-Schwarzschulter-Taktbezugssignal wird um den Faktor α-F in dem Multiplizierer 205 verstärkt und der Phasenverriegelungsschleifenschaltung 207 zugeführt. Der Tastimpulsgenerator 203 und PLL 207 empfangen das eintreffende erweiterte Fernsehsignal. Die Phasenverriegelungsschleifenschaltung 207 schafft eine Regenerierung des Symboltaktbezugssignals zum Abtasten des eintreffenden Daten enthaltenen Signals zu geeigneten Zeitpunkten. Das Fernsehsignal selbst, die H- und V-Syncsignale, und die PLL können als Quellen betrachtet werden zum Herleiten der vorderen Schwarzschultertaktimpulse.
• In einem oberen Zweig des Decoders nach Fig. 2 werden die hinteren Schwarzschultern aus dem eintreffenden erweiterten Fernsehsignal ausgetastet, und zwar mittels eines Multiplizierers 211, der durch einen hinteren Schwarzschulter-Tastimpulsgenerator 209 gesteuert wird. Dieser Generator 209 erhält die H- und V-Syncsignale von dem Fernsehdecoder 201 und wird durch die PLL 207 synchronisiert. Das resultierende hintere Schwarzschulterdatensignal wird um den Faktor α-B in dem Multiplizierer 211 verstärkt und einem Filter 213 zugeführt.
• Das Filter 213 kann ein angepaßtes Filter, ein Tiefpaßfilter, ein Sperrfilter ode reine Kombination der obengenannten Filter sein. Ein angepaßtes Filter bedeutet, daß der Decoder im Grunde ein Filter aufweist, ähnlich dem Filter 111 in dem Codierer. Wie oben bereits erwähnt, weisen der Codierer sowie der Decoder vorzugsweise Halb-Nyquistfilter auf. Wenn der Codierer ein Voll-Nyquistfilter aufweist, weist das Decoderfilter 213 nur ein Tiefpaßfilter auf, das beispielsweise bis zur Farbhilfsträgerfrequenz von 4,43 MHz beschränkt. Es sei bemerkt, daß Möglichkeiten zwischen diesen beiden Extremen erzeugt werden können. Das Filter 213 kann ebenfalls ein Sperrfilter aufweisen, das weiterhin den Farbhilfsträger in dem eintreffenden Datensignal unterdrückt zur Verbesserung der Bitfehlerrate des Datensignals.
• Das Filterausgangssignal wird einer Abtastschaltung 215 zugeführt, die das Datensignal mit Hilfe des regenerierten Datentaktsignals CK4 aus der PLL 207 abtastet. Wenn beispielsweise das Datensignal ein 2-Pegelsignal ist, überprüft die Schaltungsanordnung 215 nur ob der eintreffende Datenimpuls den Nullpegel überschreitet. Wenn das datensignal ein 3-Pegelsignal ist, vergleicht die Schaltungsanordnung 215 den eintreffenden Datenimpuls mit einer positiven Schwelle +U/2 und mit einer negativen Schwelle -U/2 zum Decodieren des Datenimpulses. Das abgetastete Datensignal wird danach über einen Kanaldecoder 217 und einen Fehler korrigierenden Decocer 219 einer Neuformatanordnung 221 zugeführt, die das decodierte Datensignal liefert. Der Kanaldecoder 217 liegt vorzugsweise unmittelbar hinter dem Filter 213 oder ist mit dem Filter 213 kombiniert, so daß die Kombination der Eingangsdatensymbole, die in einem Kanaldecoder durchgeführt wird, zu einer Störungsverringerungs beiträgt, so daß der Schaltungsanordnung 215 ein Signal mit einem höheren SNR zugeführt wird und bessere Ergebnisse erhalten werden. Weiterhin können der Kanaldecoder 217 und/oder der Fehlerkorrekturdecoder 219 am Anfang jedes Datenbursts durch Rückstellsignale RST2 und RST1 rückgestellt werden. Die Neuformatanordnung 221 erzeugt einen kontinuierlichen Datenstrom mit Datentakt CK1 aus den einzeln empfangenen Datenburstsignalen.
• In einer ersten Ausführungsform des Decoderfilters 213 und des Kanaldecoders 217 entspricht das Decoderfilter 213 dem anhand der Fig. 1A und 1B beschriebenen Codiererbandpaßfilter, während kein Kanaldecoder 217 erforderlich ist.
• Fig. 2A zeigt eine zweite Ausführungsform einer Decoderfilter-und- Kanaldecoderkombination sowie die spektrale Amplitudendichte des Decoderfilters. Auch hier gibt es keinen Kanaldecoder 217, während das Decoderfilter 213 einen Multiplizierer 223 mit einem nachfolgenden Tiefpaßfilter 225 aufweist. Der Multiplizierer 223 multipliziert die Eingangsdatensymbole mit einem Signal mit der Symbolfrequenz der eintreffenden Datensymbole. Die spektrale Amplitudendichte des Tiefpaßfilters 225 ist ebenfalls dargestellt.
• Fig. 2B zeigt eine Ausführungsform eines Doppelphasenkanaldecoders, welcher der Ausführungsform des Codierers aus Fig. 1C entspricht. Dieser Doppelphasendecoder 217 folgt einem Nyquist-Filter 213, das dem Tiefpaßfilter 111C aus Fig. 1C entspricht. Der Decoder 217 enthält eine Verzögerungsschaltung 227, der die Eingangsdatensymbole zugeführt werden und einen Subtrahierer 229, der die Eingangsdatensymbole von den verzögerten Symbole subtrahiert.
• Die in Fig. 3 und 4, 5 und 6, und 7 und 8 dargestellten Codierer und Decoder gleichen dem Codierer bzw. Decoder aus den Fig. 1 und 2 weitgehend, so daß nur die Unterschiede brauch angegeben zu werden.
• Die Fig. 3 und 4 zeigen eine Implementierung des oben beschriebenen Verfahrens. In dem Codierer nach Fig. 3 wird das digitalisierte Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers 113 dem Farbhilfsträger aufmoduliert; die Modulationsphase kann frei gewählt werden (beispielsweise 0, 34, 90. 135, 180, 225, 270 oder 315 Grad). Auf alternative Weise kann das Eingangssignal des Digital-Analog-Wandlers 113 dem Farbhilfsträger aufmoduliert werden. Die Modulation erfolgt durch einen Modulator 314, dem ein Tiefpaßfilter (Einseitenband- oder Restseitenband) 316 folgt. In dem Decoder nach Fig. 4 erfolgt die Demodulation durch ein Tiefpaßfilter (Einseitenband- oder Restseitenband) 412 mit einem nachfolgenden Demodulator 414 zwischen dem Multiplizierer 211 und dem Filter 213.
• Fig. 5 und 6 zeigen je ein Blockschaltbild eines Codierers bzw. Decoders, die nach dem obengenannten zweiten Verfahren arbeiten. In dem Codierer nach Fig. 5 verteilt die Neuformatanordnung den kontinuierlich empfangenen Datenstrom mit N1 Bits je Abtastwert über beispielsweise 620 mal zwei (vordere und hintere Schwarzschultern) Datenbursts je Video-Bild, die nach Bearbeitung durch nachfolgende Schaltungselemente während der vorderen Schwarzschultern und der hinteren Schwarzschultern des erweiterten Fernsehsignals. In dem Kanalcodierer 505 ist das Taktsignal CK4, d.h. die Symbolrate, mit einer harmonischen Frequenz des Farbhilfsträgers oder mit einer Frequenz phasenverriegelt, die der r/k-fachen Farbhilfsträgerfrequenz entspricht. Der Kanalcodierer 505 verarbeitet die eintreffenden Datensignale derart, daß das 2-Pgel-, 3-Pegel- oder 4-Pegel-Ausgangssignal ein DC-freies Spektrum hat, in dem die spektralen Anteile um die Farbhilfsträgerfrequenz herum ausreichend unterdrückt werden, wodurch beispielsweise eine spektrale Null mit der Farbhilfsträgerdrequenz erzeugt wird, wie in dem oben genannten Artikel von Schouhamer Immink beschrieben worden ist. Dem Kanalcodierer 505 folgt ein Impulsformer 507, der eine Symboltaktsteigerungseinheit 509 und ein Filter 511 aufweist. Der Multiplizierer 515 dämpft das analoge Datensignal vom Digital-Analog-Wandler 113 um α-F während der vorderen Schwarzschultern, angegeben durch das Freigabesignals EN-F, und um α-B während der hinteren Schwarzschultern, angegeben durch das Freeigabesignal EN-B. Der Addierer 517 addiert das gedämofte Datensignal zu den anderen Fernsehanteilen TV-in zum Liefern des erweiterten Fernsehsignals TV-o.
• Fig. 5A zeigt eine Ausführungsform einer Vierphasenkanalcodierer-und- Impulsformerkombination zur Einverleibung in dem Codierer nach Fig. 5. Eingangsdatenbits x2i und x2i+1 werden einer Formatanordnung 505 zugeführt, die zwei Null- Bits zu je zwei Eingangsbits addiert. Das Ausgangssignal der Formatanordnung wird über die Symboltaktsteigerungseinheit 509 einem Bandpaßfilter 511A zugeführt, dessen spektrale Amplitudendichte ebenfalls dargestellt ist. Dieses Bandpaßfilter 511A entspricht dem Bandpaßfilter 111A aus Fig. 1A, 1B. Die Symbolfrequenz jedoch ist 1/(2T), während die Eingangsdatenbits dennoch in einem Abstand von 2T voneinander liegen. Wenn das Doppelphasencodierungsbandpaßfilter 511A das Ausgangssignal der Formatanordnung 505A bearbeitet, wird der inverse Wert des Abtastwertes x2i in die dritte Position gebracht, während der inverse Wert des Abtastwertes x2i+1 in die vierte Position gebracht wird. Die Totalfolge von jeweils zwei aufeinanderfolgenden Eingangsbits und ihren zwei inversen Werten entspricht einer vierphasencodierten Folge.
• In dem Decoder nach Fig. 6, der dem Codierer nach Fig. 5 entspricht, wird das eintreffende Fernsehsignal TV-in einem Fernsehdecoder 601 zugeführt, der die H- und V-Syncsignale und das regenerierte Taktsignal CK4 liefert, das (einer Harmonischen) der Farbhilfsträgerfrequenz entspricht. Das eintreffende erweiterte Fernsehsignal TV-in und das regenerierte Taktsignal CK4 werden dem Taktimpulsgenerator 609 zugeführt zum Erhalten von vorderen Schwarzschultertaktsignalen EN-F und hinteren Schwarzschultertaktsignalen EN-B. Dies Taktsignale EN-F, EN-B werden einem Multiplizierer 611 zugeführt, der ebenfalls das eintreffende erweiterte Fernsehsignal TV-in erhält zum Erhalten der Datensignale, die während der vorderen Schwarzschulter und der hinteren Schwarzschulter übertragen worden sind. Diese Datensignale werden mit α-F während der vorderen Schwarzschultern und mit α-B während der hinteren Schwarzschultern verstärkt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 611 wird einem Decoderfilter 613 zugeführt. Das gefilterte Signal vom Decoderfilter 613 wird über die Schaltungsanordnung 215 dem Kanaldecoder 617 zugeführt, dem der Fehlerkorrekturdecoder 219 und die Neuformatanordnung 221 folgen. Vorzugsweise folgt dem Kanaldecoder 617 die Schaltungsanordnung 215.
• In einer ersten und einfachen Ausführungsform entspricht das Decoderfilter 613 dem Codierer-Bandpaßfilter 511A, dargestellt in Fig. 5A, während der Kanaldecoder 617 alle dritten und vierten Symbole löscht. In einer zweiten Ausführungsform, die in Fig. 6A dargestellt ist, kann das Decoderfilter fehlen, ist aber vorzugsweise ein störüngsverringerndes Tiefpaßfilter, dessen Grenzfrequenz der Farbhilfsträgerfrequenz entspricht. Die gefilterten Symbole werden einem ersten Zweig mit einem Multiplizierer 623 zugeführt, der mit einem Kosinus-Phasensignal mit der halben Farbhilfsträgerfrequenz multipliziert mit nachfolgendem Tiefpaßfilter 625, das die Symbole x2i liefert. Die Multiplikation mit dem Kosinus-Phasensignal kombiniert die Symbole x2i und die inverse Formen derselnem, während die Symbole x2i+1 und deren inverse Formen mit den Nullübergängen des Kosinus-Phasensignals multipliziert werden. Die gefilterten Symbole vom Filter 613 werden ebenfalls einem zweiten Zweig mit einem Multiplizierer 627 zugeführt, der mit einem Sinus-phasensignal mit der halben Farbhilfsträgerfrequenz mit nachfolgendem Tiefpaßfilter 629 multipliziert, was die Symbole x2i+1 ergibt. Die Multiplikation mit dem Sinus-Phasensignal kombiniert die Symbole x2i+1 un die inversen Werte derselben, während die Symbole x2i und die inversen Werte derselben mit den Nulldurchgängen des Sinus-Phasensignals multipliziert werden. Die Vierphasencodierung an sich wurde in dem Artikel von J.A. Bixby und R.A. Ketcham: "Q.P., an improved code for high density digital recording", "IEEE Transactions on Magnetics", Heft MAG-15, Nr. 6, Nov. 1979, Seite 1467.
• Die Fig. 7 und 8 zeigen eine Implementierung der obengenannten vier Verfahren, d.h. die Symbolrate CK4 ist wieder mit einer harmonischen der Farbhilfsträgerfrequenz oder einer r/k-fachen Farbhilfsträgerfrequenz phasenverriegelt und das Datensignal ist dem Farbhilfsträger aufmoduliert. In dem Codierer nach Fig. 7 ist das digitalisierte Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers 113 des Codierers nach Fig. 5 dem Farbhilfsträger auf dieselbe Art und Weise aufmoduliert wie in Fig. 3; die Modulationsphase kann wieder frei gewählt werden. Auf alternative Weise kann das Eingangssignal des Digital-Analog-Wandlers 113 dem Farbhilfsträger aufmoduliert sein. In dem Decoder nach Fig. 8 wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 611 nach Fig. 6 auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 4 demoduliert.
• Fig. 9 zeigt eine Abwandklung des Codierers nach Fig. 5, wobei die Phase des Zusatzlichen Signals einer Phasenverschiebung in bezug auf den Farbburst ausgesetzt wird. In einer ersten Ausführungsform wurde die Phase des zusätzlichen Signals derart gewählt, daß während der Farbburstsignale die Amplitude der Summe des Datensignals und des Farbburstsignals minimiert wird. Wie bereits oben erläutert, sollte zum Vermeiden von Problemen wenn das erweiterte Fernsehsignal von einem Normempfänger empfangen wird, die Amplitude der Summe des Datensignals und des Farbburstsignals den untern Pegel des Horizontal-Synchronimpulses nicht unterschreiten. Also ohne spezielle Maßnahmen wird die Amplitude des Datensignal auf die Differenz zwischen dem untern Pegel des Farbburstsignals und dem unteren Pegel des H-sync-Impulses beschränkt. Anmelderin hat nun gefunden, daß wenn die Phase des zustzlichen datensignals geeignet gewählt wird, die Amplitude der Summe des Datensignals und des Farbburstsignals kleiner ist als die Summe der Amplituden. Dies ergibt den Vorteil, daß mit derselben Amplitudenbeschränkung, daß die Amplitude der Summe den Boden des H-Sync-Impulsen nicht unterschreiten darf, die Amplitude des Datensignal größer werden darf als die obengenannte Differenz, so daß der Störabstand des Datensignals als Signal mit einer größeren Amplitude verbessert werden kann, das weniger störungsanfällig ist.
• In einer zweiten Phasenverschiebungsanordnung ist der Zweck der Phasenverschiebung das Minimieren der Interferenz zwischen dem Farbsynchronsignal und dem zusätzlichen Signal, d.h. die Phasenverschiebung ist derart, daß zu den Datenbewertungszeitpunkten des zusätzlichen Signals das Farbsynchronsignal die Nulldurchgänge hat. Bei dieser Ausführungsform hat aber die Summe der Amplituden des Farbsynchronsignals und des zusätzlichen Signals den maximalen Wert, so daß der Störabstand bei dieser Ausführungsform um einige dBs niedriger ist im Vergleich zu der ersten Ausführungsform.
• In Fig. 9 wird das eintreffende Datensignal zunächst einem Fehlerkorrekturcodierer 923 und einem Randomizer 925 zugeführt. Gewünschtenfalls können beide Schaltungsanordnungen fortfallen. Das Datensignal wird dann über die Neuformatanordnung 501 einem Parallel-zu-Reihenwandler 903 zugeführt. Der Ausgang des Parallel-zu-Reihenwandlers 903 wird dem Modulationscodierer 505 zugeführt, wodurch gewährleistet wird, daß das Ausgangssignal eine spektrale Null bei DC und bei der Nyquistfrequenz hat, welche die Farbhilfsträgerfrequenz ist; wobei ein (pseudo)ternärer Partialresponsklasse 4 Code, der an sich in dem obengenannten Artikel von Kretzer beschrieben wurde oder ein binärer Vierphasen-Code, der an sich in dem Buch von Schouhamer Imminks mit dem Titel: "Coding Techniques for digitale recorders", Printice Hall (Vereinigtes Königreich) Ltd. 1991 beschrieben worden ist, vorzugsweise zu diesem Zweck verwendet werden. Die Ausgangsdatensymbolfrequenz (CK4) ist genau ddie doppelte Farbhilfsträgerfrequenz; der Hilfsträger an sich ist unterdrückt. Auf diese Weise können etwa 8 Datensymbole in jede der 625 verfügbaren vorderen Schwarzschultern von je 1 µs gegeben werden udn etwa 44 Datensymbole können in jede der 620 verfügbaren hinters Schwarzschultern von je 5 µs gegeben werden, so daß Sekunde entsteht. Das Ausgangssignal des Modulationscodierers wird dem Impulsformer 107 zugeführt, der die Taktfrequenz um einen Faktor L erhöht.Der Impulsformer 107 enthält ein Interpolationsfilter mit einer Kosinus-Roll-off-Übertragungskennlinie. Das Ausgangssignal ist auf einer genau +π/4 rad phasenverriegelten Version der U-Phase des Farbhilfsträgers verriegelt. Dem Impulsformer 107 folgt eine Verzögerungsschaltung 927, die eine Phasenverschiebung um einem Viertel der Farbhilfsträgerperiode Tsc liefert. Die gewünschte Phase des Datensignals wird aus dem Eingang oder dem Ausgang der Verzögerungsschaltung 927 von einem Schalter 929 erhalten.
• Es gibt zwei Möglichkeiten für die Phasendifferenz zwischen dem Datensignal und dem Farbsynchronsignal. Die erste Möglichkeit ist eine Phasendifferenz von (i-0,5)*πrad, wobei 1 eine ganze Zahl ist. Der Schalter 929 wird auf dieselbe Art und Weise zeilenwechselnd gesteurt wie das PAL-Phasenschalten des V-Farbdifferenzsignal. Während der +V Phase befindet sich der Schalter 929 in der linken Position und während der -V Phase befindet sich der Schalter 929 in der rechten Position. Folglich wird eine π/2-rad Phasenverschiebung zwischen dem Farbsynchronsignal und dem Datensignal erhalten. In dieser Ausführungsform wird die Amplitude der Summe des Farbsynchronsignals und dem zusätzlichen Signal minimiert, so daß der Störabstand des zusätzlichen Signals verbessert wird.
• Die zweite mögliche Phasendifferenz zwischen dem Datensignal und dem Farbsynchronsignal ist eine Phasendifferenz von i*π rad, wobei i eine ganze Zahl ist. Durch dieselben Schaltungselemente 927 und 929 befindet sich der Schalter 929 in der linken Position während der +V Phase und der Schalter 929 befindet sich in der rechten Position während der -V Phase. Folglich wird eine π rad Phasenverschiebung zwischen dem Farbsynchronsignal und dem Datensignal erhalten. Bei dieser Ausführungsform hat das Farbsynchronsignal den Nulldurchgang zu den Datenbewertungszeitpunkten des zustzlichen Signals, so daß die Interferenz zwischen diesen zwei Signalen minimiert wird.
• Dem Schalter 929 folgen die Schaltungselemente 113, 515 und 517, die anhand der Fig. 5 beschrieben sind. Obschon Fig. 9 als Abwandlung der Fig. 5 beschrieben wird, schließt Anmelderin die Möglichkeit nit aus, daß die Phasenverschiebungstechniken auch in der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 angewandt werden können.
• In dem in Fig. 10 dargestellten Decoder, der dem in Fig. 9 dargestellten Decoder entspricht, regeneriert der PAL-Decoder 1001 aus dem eintreffenden erweiterten Video-Signalgefüge eine sehr stabile Version der +V-Phase des unterdrückten Farbhilfsträgers, der an dem Ausgang 1003 geliefert wird. Der PAL-Decoder 1001 liefert weiterhin von dem Ausgang 1002 die Polarität des V-Anteils des Farbsynchronsignals, welche Information zum Bestimmen der Phase des Datensignals erforderlich ist. Die regenerierte V-Phase und die Polarität der V-Phase des Farbsynchronsignals schaffen genügend Information zum Erhalten eines Datenabtasttaktimpulses, der zu den Spitzen des Farbsynchronsignals phasenverriegelt ist (siehe die oben beschriebene erste mögliche Phasendifferenz) oder au den Nulldurchgängen des Farbsynchronsignals (siehe die oben beschriebene zweite mögliche Phasendifferenz). Dazu wird das V-Phasensignal vom Ausgang 1003 des PAL-Decoders 1001 dem Phasenverschieber 1004 ausgesetzt für eine -π/4 rad Phasenverschiebung, wenn die Polarität der V-Phase des Farbsynchronsignals positiv ist, während das V-Phasensignal von Ausgang 1003 des PAL-Decoders 1001 einer -3π/4 rad Phasenverschiebung ausgesetzt wird, wenn die Polarität der V-Phase des Farbsynchronsignals negativ ist. Diese Phasenverschiebung gewährleistet, daß die Phasendifferenz mit dem Farbsynchronsignal immer gleich π/2 ist, was der oben genannten ersten Möglichkeit entspricht, was der Summenamplitude minimiert. Bei der zweiten Möglichkeit, wobei die Interferenz zwischen dem zusätzlichen Signal und dem Farbsynchronsignal minimiert wird, sind die Phasenverschiebungen π/4 rad, wenn die Polarität der V-Phase des Farbsynchronsignals positiv ist, und 3π/4 rad, wenn die Polarität der V-Phase des Farbsynchronsignals negativ ist, oder - 3π/4 bzw. -5π/4. Das Ausgangssignal des Phasenschiebers 1004 wird einem Nulldurchgangsdetektor 1006 zugeführt, der ein Datenabtasttaktsignal mit der Frequenz CK4 liefert, die zweimal höher ist als die Farbhilfsträgerfrequenz.
• Eine Synchronisierschaltung 1005 erhält H- und V-Synchronsignale und/oder ein Geisterbildunterdrückungsbezugssignal zum Bestimmen wenigstens eines genauen Zeitbezugswertes in einem Video-Bild. Die Ausgangszeitpunkte der Datenbursts können durch Zählung der Anzahl halbperioden der regenerierten V-Phase des Farbhilfsträgers aus einem genau bestimmten Zeitbezugszeitpunkt bestimmt werden.
• Das eintreffende erweiterte Farbbildsignalgemisch wird ebenfalls einem Tiefpaß-, angepaßten oder Ausgleichfilter 1007 zugeführt zur Datenextraktion. Die Entwurfserwägungen für dieses Filter entsprechen denen für das Filter 213 nach Fig. 2, die oben beschrieben wurden. Dem Filter 1007 kann ein Knotenfilter 1009 folgen zum Eliminieren des Farbsynchromimpulses aus dem Datensignal zum Verbessern der Bitfehlerrate. Die Abtast-und-Demodulationsschaltung 1011 tastet die Datenbursts zu den regenerierten Taktzeitpunkten, angegeben durch den Nulldurchgangsdetektor 1006 abm wenn ein Freigabesignal von der Synchronschaltung 1005 vorhanden ist. Die abgetasteten Datenbursts werden demoduliert zum Erhalten von binären Datenbursts, die über den Reihe-Parallel-Wandler 1013 der Neuformatschaltung 221 zugeführt werden. Wenn der Codierer nach Fig. 9 den Fehlerkorrekturcodierer 923 und den Randomizer 925 aufweist, folgt der Neuformatschaltung 221 ein Derandomizer 1025 und ein Fehlerkorrekturdecoder 1023, der das wiederhergestellte Datensignal liefert. Es dürfte einleuchten, daß auf Grund der oben beschriebenen Beispiele der Fachmenn imstande sein wird, viele alternative Ausführungsformen zu entwerfen, die alle im Rahmen der Erfindung liegen, wie in den nachfolgenden Patentansprüchen definiert.

Claims (20)

1. Verfahren zum Codieren eines zusätzlichen Signals in Horizontal- Austastintervallen eines erweiterten Fernsehsignals (TVo), mit den nachfolgenden Verfahrensschritten:

das Liefern herkömmlicher Fernsehanteile (TVin) mit Horizontal-Austastintervallen mit vorderen Schwarzschultern, Horizontal-Synchronimpulsen und mit hinteren Schwarzschultern mit Farbsynchronsignalen mit einer Farbhilfsträgerfrequenz, sowie von Leuchtdichtesignalen und Farbartsignalen, die einem Farbhilfsträger mit der genannten Farbhilfsträgerfrequenz aufmoduliert sind;

das Verarbeiten (105) des genannten zusätzlichen Signals zum Erzeugen von Gebieten niedriger Energie in einem Frequenzspektrum des genannten zusätzlichen Signals bei n-facher genannter Farbhilfsträgerfrequenz für n gleich Null und für n gleich eins; und

das Kombinieren (117) der genannten herkömmlichen Fernsehanteile (TVin) und des genannten verarbeiteten zusätzlichen Signals, wobei das genannte zusätzliche Signals in wenigstens die genannten hinteren Schwarzschultern der genannten Horizontal- Austastintervalle eingefügt wird, wodurch Überlappung der genannten Farbbursts erfolgt, wobei das zusätzliche Signal digitale Tonsignale oder einen Videotext-ähnlichen Datendienst transportiert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das genannte zusätzliche Signal ebenfalls in die genannten vorderen Schwarzschultern der genannten Horizontal- Austastintervalle eingefügt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, mit dem weiteren Verfahrensschritt der Codierung (119, 121) eines Taktbezugssignals (CK4) in den genannten vorderen Schwarzschultern.

4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Symboltakt des genannten zusätzlichen Signals dem r/k-fachen genannten Farbhilfsträger aufmoduliert ist, wobei r und k ganze Zahlen ungleich Null sind.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei das genannte zusätzliche Signal einer Phasenverschiebung (927, 929) ausgesetzt wird, wodurch dafür gesorgt wird, daß das genannte zusätzliche Signal die Datenbewertungszeitpunkte zu den Nullübergängen der Farbsynchronsignale hat.

6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei das genannte zusätzliche Signal einer Phasenverschiebung ausgesetzt wird, wobei eine maximale Amplitude einer Summe der genannten Farbsynchronsignale und des genannten zusätzlichen Signals verringert wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei r/k dem Wert zwei entspricht und das genannte zusätzliche Signal einer Zeilenwechselphasenverschiebung, abwechselnd zwischen Null und einem Viertel der genannten Farbhilfsträgerperiode, ausgesetzt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das genannte zusätzliche Signal dem genannten Farbhilfsträger aufmoduliert (314) wird.

9. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der genannte Verarbeitungsschritt den Schritt der Bandpaßfilterung (111A) des genannten zusätzlichen Signals umfaßt zum Erhalten eines doppelphasencodierten verarbeiteten zusätzlichen Signals.

10. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der genannte Verarbeitungsschritt die Schritte der Doppelphasenkanalcodierung des genannten zusätzlichen Signals umfaßt, und das Tiefpaßfiltern des doppelphasenkanalcodierten Signals zum Erhalten des genannten verarbeiteten zusätzlichen Signals.

11. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der genannte Verarbeitungsschritt die Schritte der Addierung (505A) zweier Null-Symbole zu zwei Symbolen je von dem genannten zusätzlichen Signals zum Erhalten eines formatierten Signals und das Bandpaßfiltern (511A) des genannten formatierten Signals zum Erhalten eines vierphasencodierten verarbeiteten zusätzlichen Signals.

12. Gerät zum Decodieren eines erweiterten Fernsehsignals (TVin) mit herkömmlichen Fernsehanteilen einschließlich Horizontal-Austastintervalle mit vorderen Schwarzschultern, Horizontal-synchronimpulsen (H sync) und mit hinteren Schwarzschultern mit Farbsynchronsignalen mit einer Farbhilfsträgerfrequenz, sowie von Leuchtdichtesignalen und Farbartsignalen, die einem Farbhilfsträger mit der genannten Farbhilfsträgerfrequenz aufmoduliert sind, wobei das Decodierungsgerät die nachfolgenden Elemente aufweist:

Mittel zum Empfangen des genannten erweiterten Fernsehsignals (TVin), das weiterhin ein zusätzliches Signal aufweist, das in wenigstens die genannten hinteren Schwarzschultern der genannten Horizontal-Austastintervalle eingefügt wird, wodurch Überlappung der genannten Farbbursts erfolgt, wobei das zusätzliche Signal Gebiete niedriger Energie in einem Frequenzspektrum des genannten zusätzlichen Signals bei n- facher genannter Farbhilfsträgerfrequenz für n gleich Null und für n gleich eins aufweist;

Mittel zum Erhalten (201-209) eines Gate-Signals (ENB) aus dem genannten erweiterten Fernsehsignal (TVin) während wenigstens der genannten hinteren Schwarzschultern des genannten erweiterten Fernsehsignals (TVin); und

Mittel (211) zum Trennen des genannten zusätzlichen Signals von wenigstens der genannten hinteren Schwarzschultern des genannten zusätzlichen Signals (TVin) mittels des genannten Gate-Signals (ENB), wobei das zusätzliche Signal digitale Tonsignale oder einen Videotext-ähnlichen Datendienst transportiert.

13. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, wobei ein Taktbezugssignal (CK4) in den genannten vorderen Schwarzschultern codiert ist, wobei das Gerät Mittel aufweist zum Erzeugen (201-207) des genannten Taktbezugssignals (CK4) aus den genannten vorderen Schwarzschultern.

14. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, wobei ein Symboltakt des zusätzlichen Signals zu dem m-fachen Farbhilfsträger phasenverriegelt ist, wobei m eine positive ganze Zahl ist, wobei das Gerät Mittel aufweist zum Erzeugen des genannten Symboltaktes aus dem genannten Farbhilfsträger.

15. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, wobei das genannte zusätzliche Signal dem genannten Farbhilfsträger aufmoduliert ist, wobei die genannten Trennmittel Mittel aufweisen zum Demodulieren (414) des genannten modulierten zusätzlichen Signals.

16. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, wobei das genannte zusätzliche Signal einer Phasenverschiebung ausgesetzt ist, wobei die genannten Trennmittel Mittel aufweisen zum Bestimmen (1001) der genannten phasenverschiebung, der das genannte zusätzliche Signal ausgesetzt worden ist, und Mittel, die mit den genannten Phasenverschiebungsbestimmungsmitteln gekoppelt sind zum Ausgleichen (1004) der genannten Phasenverschiebung.

17. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, weiterhin mit Mitteln, die mit den genannten Trennmitteln (211) gekoppelt sind zum Decodieren des genannten zusätzlichen Signals, wobei die genannten Decodierungsmittel Bandpaßfiltermittel aufweisen zum Decodieren eines doppelphasen- oder vierphasencodierten zusätzlichen Signals.

18. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, weiterhin mit Mitteln, die mit den genannten Trennmitteln (211) gekoppelt sind zum Decodieren des genannten zusätzlichen Signals, wobei die genannten Decodierungsmittel einen Multiplizierer (223) aufweisen zum Multiplizieren des genannten zusätzlichen Signals mit einem Signal mit einer Symbolfrequenz des genannten zusätzlichen Signals, und Tiefpaßfiltermittel (225), die mit dem genannten Multiplizierer (223) gekoppelt sind zum Liefern eines decodierten zusätzlichen Signals.

19. Decodierungsgerät nach Anspruch 12, weiterhin mit Mitteln, die mit den genannten Trennmitteln (611) gekoppelt sind zum Decodieren des genannten zusätzlichen Signals, wobei diese Decodierungsmittel erste Demodulationsmittel (623) aufweisen zum Multiplizieren des genannten zusätzlichen Signals mit einem Kosinus- Phasensignal zum Erhalten erster Symbole eines decodierten zusätzlichen Signals, und zweite Demodulationsmittel (627) zum Multiplizieren des genannten zusätzlichen Signals mit einem Sinus-Phasensignals zum Erhalten zweiter Symbole des genannten zusätzlichen Signals.

20. Erweitertes Fernsehsignal, mit:

herkömmlichen Fernsehanteilen mit Horizontal-Austastintervallen mit vorderen Schwarzschultern, Horizontal-Synchronimpulsen und mit hinteren Schwarzschultern mit Farbsynchronsignalen mit einer Farbhilfsträgerfrequenz, sowie von Leuchtdichtesignalen und Farbartsignalen, die einem Farbhilfsträger mit der genannten Farbhilfsträgerfrequenz aufmoduliert sind; und

einem zusätzlichen Signal mit Gebieten niedriger Energie in einem Frequenzspektrum des genannten zusätzlichen Signals mit n-facher Farbhilfsträgerfrequenz für n gleich Null und für n gleich eins, wobei das genannte zusätzliche Signal in wenigstens die genannten hinteren Schwarzschultern der genannten Horizontal-Austastintervalle eingefügt sind, wobei Überlappung der genannten Farbbursts erfolgt, wobei das zusätzliche Signal digitale Tonsignale oder einen Videotext-ähnlichen Datendienst transportiert.