DE3811115B4 - Farbdemodulator zur Verwendung mit einem zeitfehlerkorrigierten Taktsignal - Google Patents

Farbdemodulator zur Verwendung mit einem zeitfehlerkorrigierten Taktsignal Download PDF

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Abstract

Farbdemodulator (200) für einen digitalen Fernsehempfänger
a) mit einem Analog/Digital-Wandler (210), der ein einlaufendes Videosignalgemisch (CVS) in Ansprache auf ein zeitfehlerkorrigiertes Taktsignal (MCS) in eine digitale Darstellung (CVS') desselben umwandelt, wobei
b) das Videosignalgemisch (CVS) eine Horizontalsynchronisationskomponente und eine Vertikalsynchronisationskomponente und eine Farbsynchronsignalkomponente (BS) enthält,
c) das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) bezüglich seiner Phase einmal in jeder Horizontalzeile eingestellt wird und
d) das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) zwischen aufeinanderfolgenden Phaseneinstellungen eine konstante Frequenz aufweist, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Farbhilfsträgerfrequenz eines Farbhilfsträgers (FSC) ist,
e) der Fernsehempfänger eine Einrichtung enthält, die ein Zeitfehlersignal (SES) erzeugt, welches die einmal pro Zeile erfolgenden Phaseneinstellungen anzeigt,
f) weiterhin mit einer auf das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) und das Zeitfehlersignal (SES) ansprechenden Einrichtung (310), die intern ein nichtdiskontinuierliches, den Farbhilfsträger (FSC) repräsentierendes Signal (ϕsc) erzeugt, welches mit der Farbsynchronsignalkomponente (BS) des Videosignalgemischs (CVS) phasenverriegelt ist, und
g) mit einer die...

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Erzeugen eines Paares von Farbdifferenzsignalen (R-Y) und (B-Y), aus digitalen Abtastwerten, die durch Abtastung eines Videosignalgemischs CVS mit einem zeitfehlerkorrigierten Haupttaktsignal MCS gewonnen werden.
  • In einem digitalen Fernsehempfänger wird ein analoges Fernsehrundfunk-Farbvideosignal einer üblichen Empfangsantenne zugeführt. Das durch die Antenne empfangene Signal wird durch eine analoge Empfänger- und Zwischenfrequenz- (IF) Schaltung bearbeitet. Ein Basisband-Videosignalgemisch CVS von der Zwischenfrequenzschaltung wird einem Analog/Digital-Wandler (A/D) zugeführt. Der A/D-Wandler erzeugt binäre oder digitale Darstellungen des analogen Videosignalgemischs CVS entsprechend einem Abtast- oder Haupttaktsignal MCS. Die binären Abtastwerte werden in Digitalschaltungen verarbeitet, um in geeigneter Weise die Leuchtdichtekomponente Y und die Farbartkomponente C des Videosignalgemischs CVS für die Zuführung zu der Matrixschaltung des Fernsehempfängers aufzubereiten. Die durch die Matrixschaltungen erzeugten Rot- (R), Grün- (G) und Blau- (B) Signale werden für die Zuführung zu der Bildröhre in ein Analogformat zurückverwandelt.
  • Für die Farbdemodulation ist es vorteilhaft, die Frequenz des Abtast-Taktsignals MCS auf das Vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz Fsc festzusetzen, und das 4 Fsc-Taktsignal mit dem Farbsynchronsignal BS, welches in dem einlaufenden Videosignalgemisch CVS enthalten ist, phasenzuverriegeln. Die Abtastung des Farbartsignals C unter Verwendung des mit dem Farbsynchronsignal verriegelten 4 Fsc Takt (BLC) liefert folgende Abtastsequenz: -(B-Y), -(R-Y), (B-Y), (R-Y), -(B-Y) usw.. Die Demodulation kann erfolgen, indem der abgetastete Signalstrom lediglich in getrennte (R-Y)- und (B-Y)-Datenströme aufgetrennt wird.
  • Jedoch ist es für speichergestützte Leistungsmerkmale (z.B. Bild-im-Bild ("pix-in-pix"), Stehbild, "zoom", rekursive Filterung etc.) wünschenswert, das Videosignal mit einem zeilenverriegelten Taktsignal (LLC) zu verarbeiten. Ein zeilenverriegeltes Taktsignal erzeugt eine feststehende ganze Anzahl (z.B. 910) von Abtastpunkten pro Horizontalzeile. Dies vereinfacht die Verarbeitung von speichergestützten Leistungsmerkmalen, z.B. in Zeilen-, Halbbild- oder Bildspeichern), da die jeweiligen Abtastwerte vertikal angeordnet sind (d.h. das TV-Raster wird orthogonal abgetastet).
  • Für ein Standard-NTSC-Videosignal (z.B. ein Fernsehrundfunksignal) enthält ein Abtast-Taktsignal mit einer Frequenz, die ein geradzahliges ganzes Vielfaches der Farbhilfsträgerfrequenz Fsc ist, eine feststehende ganze Anzahl von Taktimpulsen in jeder Horizontalzeilenperiode. Die Farbhilfsträgerfrequenz Fsc wird auf das 455/2-fache der Horizontalzeilenfrequenz FH (d.h. Fsc = (455/2) × FH) in einem Standard-NTSC-Fernsehsignal festgelegt. Ein Abtast-Taktsignal FMCS mit einer Frequenz 4 Fsc hat exakt 910 Taktperioden (4 × 455/2) in jeder Horizontalzeilenperiode. Für ein Standard-NTSC-Videosignal kann ein Taktsignal gleichzeitig farbsynchronsignalverriegelt und zeilenverriegelt sein, wodurch sowohl die Farbdemodulation als auch die speichergestützten Anwendungen (z.B. "Zoom") erleichtert werden.
  • Jedoch nicht alle NTSC-kompatiblen Fernsehsignale sind präzise konform mit dem NTSC-Fernsehrundfunk-Standardformat. Beispielsweise haben mit einem Videokassettenrecorder (VCR) erzeugte Signale variierende Horizontalzeilenperioden in dem reproduzierten Signal. Dies führt zu einer Variation der pro Horizontalzeile erzeugten Taktimpulse (z.B. 909,9; 910; 910,1 etc.). Im allgemeinen ist es für nichtstandardisierte Fernsehsignale nicht möglich, daß ein Taktsignal gleichzeitig farbsynchronsignalverriegelt und zeilenverriegelt ist.
  • Zwei bisher bekannte Versuche zur digitalen Verarbeitung von nichtstandardisierten Fernsehsignalen nutzten entweder ein farbsynchronsignalverriegeltes oder ein zeilenverriegeltes Taktsignal. Die Verwendung eines farbsynchronsignalverriegelten Taktsignals vereinfacht die Farbdemodulation. Jedoch führt ein farbsynchronsignalverriegeltes Taktsignal zu einer Variation der Anzahl von Taktimpulsen pro Horizontalzeile und führt daher zu einer Variation der Phase des Taktsignals gegenüber der Horizontalsynchronisationskomponente von Zeile zu Zeile. Die Phasenveränderung des Taktsignals gegenüber dem Horizontalsynchronisationssignal von Zeile zu Zeile bewirkt einen Fehler in der Übereinstimmung der jeweiligen Bildelemente (Pixel) von aufeinanderfolgenden Zeilen im TV-Raster, so daß für speichergestützte Anwendungen zusätzliche Verarbeitungsschritte notwendig werden.
  • Um den Fehler der Übereinstimmung der Pixel von Zeile zu Zeile zu kompensieren bevor sie in den Speicher in einem farbsynchronsignalverriegelten Taktsystem eingelesen werden, werden die Abtastwerte des Eingangssignals um die Phasendifferenzen zwischen den einlaufenden Horizontalsynchronisationsimpulsen (IHSP) und den Abtast-Taktimpulsen (MSCP) zeitlich verschoben oder zeitfehlerkorrigiert. Zusätzlich werden die aus dem Speicher ausgelesenen Signalwerte in bezug auf Zeitfehler korrigiert, bevor sie der RGB-Matrix des Fernsehempfängers zugeführt werden. In der US-PS 4 638 360 (Timing Correction For A Picture-In-Picture Television System) wird ein Schaltungsbeispiel zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in einlaufenden und auslaufenden Signalen in einem speichergestützten Videossignalverarbeitungssystem unter Verwendung eines farbsynchronsignalverriegelten Taktsignals beschrieben.
  • Alternativ kann man ein zeilenverriegeltes Taktsignal für die Abtastung von nichtstandardisierten Fernsehsignalen verwenden. Obwohl dies die Verarbeitung von Video-Anwendungen wie Bild-in-Bild vereinfacht, wird der Vorgang der Farbdemodulation verkompliziert, wenn das Fernsehsignal nicht standardisiert ist. Wegen der Einzelheiten einer Farbdemodulationsschaltung in einem zeilenverriegelten Taktsystem sei auf die Veröffentlichung von Tom Nillesen "Line Locked Digital Colour Decoding" in International Conference on Consumer Electronics, Juni 1985, Chicago, verwiesen.
  • In der US-Patentanmeldung Ser. No. 032 258 (Television Receiver Having a Skew Corrected Clock) wird ein weiterer Ansatz zur Abtastung eines nichtstandardisierten Fernsehsignals beschrieben. Ein A/D-Wandler erzeugt digitale Abtastwerte eines einlaufenden Videosignalgemischs CVS entsprechend einem zeitfehlerkorrigierten Haupttaktsignal MCS. Die Phase des zeitfehlerkorrigierten Taktsignals MCS ist auf den Start einer jeden Horizontalzeilenperiode abgestimmt und hat zwischen den aufeinanderfolgenden Einstellungen der Phase eine konstante Frequenz, die ein feststehendes Vielfaches L (z.B. 4) der Farbhilfsträgerfrequenz FSC ist.
  • Aus Möring, W.: Konzepte der Taktverkopplung für den digitalen Fernsehempfänger, Fernseh- und Kinotechnik, 1986, Nr. 3, S. 105-111 sind die vorstehend erwähnten Verfahren zur Verarbeitung auch nicht-standardisierter Farbfernsehsignale bekannt, nämlich die Verkopplung des Taktes mit dem Farbträger, oder dem Horizontalsynchronsignal. Auch die Möglichkeit, einen freilaufenden, unverkoppelten Takt zu verwenden, wird darin behandelt. Aus Bild 1 dieser Druckschrift ist ferner ein Farbdemodulator bekannt, bei dem der Takt mit dem Farbträger verkoppelt ist.
  • Weiterhin ist aus US 4 625 232 ein Farbsignaldemodulator mit einem Abtastsignaloszillator bekannt, der mit einem Chrominanzsignaloszillator gekoppelt ist. Dieser stellt einen Schaltkreis für einen Farbfernsehempfänger dar mit einem A/D-Wandler zur Digitalisierung eines analogen Empfangs-Videosignalgemischs, welches Horizontal-, Vertikal- und Farbsynchronkomponenten enthält, mit Hilfe eines einmal pro Zeile phasenkorrigierten Taktsignals, dessen Frequenz zwischen den Phasenkorrekturen konstant und gleich oder ein ganzes Vielfaches der Farbträgerfrequenz ist. Weiterhin ist eine ein Phasenfehlersignal als Maß für die zeilenweisen Phasenkorrekturen erzeugende Schaltung vorgesehen, sowie ein Farbdemodulator. Darüber hinaus ist hierbei ein mit dem phasenkorrigierten Taktsignal getakteter Demodulationsfarbträger-Generator vorgesehen, der dieses Taktsignal um Werte inkrementiert, die zumindest eine Kombination bilden aus Werten, welche Phasendifferenzen zwischen dem Ausgangssignal des Generators und der Farbsynchronkomponente darstellen, und Werten, welche das Phasenkorrektursignal für jeweilige Zeilenkorrekturintervalle darstellen, wobei der Demodulationsfarbträger-Generator ein mit der Farbsynchronkomponente des Empfangs-Vidosignalgemischs phasenstarres Farbträgerdemodulationssignal liefert, das zusammen mit dem digitalisierten Empfangs-Videosignalgemisch zur Ableitung mindestens eines Farbdifferenzsignals aus diesem dem Farbdemodulator zugeführt wird.
  • Ferner ist aus Möring, W.: Chrominanzdemodulation im TV-Decoder mit Zeilenverkopplung, Elektronik, 1987, Nr. 5, S. 105-108 ein Verfahren zur Chrominanzdemodulation bekannt, das neben der Farbträgerfrequenz die Zeilenfrequenz verwendet, um Zeitbasisschwankungen zu kompensieren (insbesondere bei dem Betrieb von Videorecordern).
  • Schließlich ist aus Nillesen, Tom: Digitaler TV-Farbdecoder mit Zeilenfrequenzverkopplung, Fernseh- und Kinotechnik, Jahrgang 40, Nr. 4, 1986, S. 141-146 ein zeitdiskreter Oszillator (DTO) bekannt, der mit dem zeitfehlerkorrigierten bzw. phasenkorrigierten Takt einen Inkrementwert einer Phase zu seinem vorhergehenden Wert addiert und beim Überschreiten eines Wertes p überläuft sowie mit einer Einrichtung, die einen Farbhilfsträgerfrequenz darstellenden Digitalwert erzeugt, sowie mit einer Einrichtung, die einmal pro Horizontalzeile einen normalisierten Digitalwert des Zeitfehlersignals erzeugt und mit einer Einrichtung, die eine Phasendifferenz zwischen dem intern erzeugten Signal und der Farbsynchronsignalkomponente des Videosignalgemisches anzeigenden Wert erzeugt.
    •
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet eine Anordnung zur Farbdemodulation mit einem zeitfehlerkorrigierten Taktsignal MCS und einem Zeitfehlersignal SES, welches die einmal in einer Zeile vorgenommene Einstellung der Phase des Taktsignals anzeigt. Die Farbdemodulationsschaltung enthält eine Einrichtung, die auf das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal MCS und das Zeitfehlersignal SES anspricht, um intern ein Signal ϕsc zu erzeugen, welches einen farbsynchronsignalverriegelten Farbhilfsträger repräsentiert. Die Farbdemodulationsschaltung enthält weiter eine Einrichtung, welche die digitalen Abtastwerte des Videosignalgemischs CVS auf nimmt und auf das intern erzeugte, farbsynchronsignalverriegelte, den Farbhilfsträger repräsentierende Signal ϕsc anspricht, um ein Paar von Farbdifferenzsignalen R-Y und B-Y zu erzeugen.
  • Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung zur Erzeugung eines zeitfehlerkorrigierten Hauptaktsignals MCS und eines zugeordneten Zeitfehlersignals SES;
  • 2 ein logisches Schema einer Anordnung zur Erzeugung eines Paars von Steuersignalen FCS und SCS zur Verwendung in der in 1 dargestellten, das Taktsignal erzeugenden Anordnung;
  • 3 Signalschwingungsformen zum Verständnis der Funktionsweise der in 2 dargestellten, die Steuersignale erzeugenden Anordnung;
  • 4 und 5 Signalschwingungsformen zur Beschreibung der Funktion der in 1 dargestellten, das Taktsignal erzeugenden Anordnung;
  • 6 ein Blockschaltbild einer Farbdemodulationsschaltung zur Verwendung mit dem zeitfehlerkorrigierten Taktsignal MCS und dem zugeordneten Zeitfehlersignal SES gemäß der Erfindung; und
  • 7 einen Teil eines Blockschaltbildes einer Anordnung zur Erzeugung eines eine neue Zeile anzeigenden Signals NLS zur Verwendung in der in 6 dargestellten Farbdemodulationsschaltung.
    •
  • In den Zeichnungen repräsentieren die die verschiedenen Blöcke verbindenden Linien entweder analoge Signale tragende Verbindungen mit einzelnen Leitern oder parallele Mehrfach-Bit-Digitalsignale tragende Verbindungen mit mehreren Leitern, je nachdem.
  • Für den Fachmann auf dem Gebiet der Videosignalverarbeitung wird leicht einzusehen sein, daß viele der im folgenden beschriebenen Funktionen entweder digital oder analog durchgeführt werden können.
  • Hier wird angenommen, daß das einlaufende Videosignal nominell dem NTSC-Standardformat entspricht. Beispiele für nominell dem NTSC-Standard entsprechende Signale sind Signale, die durch einen Videokassettenrecorder oder einen Bildplattenspieler erzeugt werden (im folgenden als nichtstandardisierte Videosignale bezeichnet). Weiter wird hier angenommen, daß die gewünschte nominale Taktfrequenz FMCS das Vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz Fsc beträgt.
  • Die in 1 dargestellte, das Taktsignal erzeugende Anordnung 20 (welche der Gegenstand der obengenannten US-Anmeldung mit der Ser. No. 032,258 ist) enthält einen freilaufenden Oszillator 22 zur Erzeugung eines asynchronen Signals fester Frequenz FFOS. Die Frequenz FFFOS des freilaufenden Oszillators 22 wird als ein feststehendes ganzzahliges Vielfaches K (z.B. 32) der gewünschten nominalen Frequenz (z.B. 4 Fsc) des zeitfehlerkorrigierten Taktsignals MCS festgesetzt.
  • Eine durch K teilende Frequenzteilerschaltung 30 (im folgenden einfach als "Teiler" bezeichnet) ist an den Ausgangsanschluß 24 des asynchronen Oszillators 22 gekoppelt, um das zeitfehlerkorrigierte Haupttaktsignal MCS an seinem Ausgangsanschluß 32 zu erzeugen. Die Phase des Taktsignals MCS wird zu Beginn einer jeden Zeile in der im folgenden beschriebenen Weise eingestellt.
  • Ein Vorteil des zeitfehlerkorrigierten Taktsignals besteht darin, daß die zeitliche Lage der Pixel von Zeile zu Zeile übereinstimmt, da das Taktsignal zu Beginn einer jeden Horizontalzeile neu eingestellt wird. Dies unterstützt die Implementierung von speichergestützten Anwendungen wie beispielsweise Bild-im-Bild, "Zoom", Standbild etc..
  • Die Wahl der Oszillatorfrequenz wird durch die für die Bildelemente notwendige zeitliche Auflösung bestimmt. Es ist vorteilhaft das Vielfache K (FFFOS/4 Fsc) gleich einer ganzzahlgen Potenz oder einem ganzzahligen Vielfachen von 2 (z.B. 128) festzusetzen, um den Aufbau des Teilers 30 zu vereinfachen. Eine Frequenz FFFOS eines 1,832727 GHz-Oszillators beispielsweise ist das 128-fache der gewünschten Nominalfrequenz 14,31818 MHz (4 Fsc) des Haupttaktsignals MSC. Dies führt zu. einer zeitlichen Auflösung von 0,546 nsec für das Fernsehraster.
  • Der Teiler 30 enthält eine durch m teilende Teilerschaltung 40 (wobei m eine feststehende ganze Zahl ist), die mit einem JK-Flipflop 50 in Serie geschaltet ist. Wenn m eine Potenz von 2 (z.B. 16) ist, dann kann der durch m teilende Dividierer 40 durch mehrere bistabile Kippglieder 42, 44 ... und 48, die in einer wie in 1 dargestellten "ripple"-Schaltung verbunden sind, implementiert werden. Die bistabilen Kippglieder 42 bis 48 werden einmal in jeder Horizontalzeile in Ansprache auf ein erstes Steuer- oder Zeitsignal FCS zurückgesetzt.
  • 2 zeigt eine Anordnung 100 zur Erzeugung des ersten Steuersignals FCS in Ansprache auf das Signal FFOS des Festfrequenzoszillators und eine besondere Flanke 102 (z.B. die Führungsflanke) eines einlaufenden Horizontalsynchronisationssignalimpulses IHSSP. Das Horizontalsynchronisationssignal IHSS, welches dem Eingangsanschluß der das Steuersignal erzeugenden Anordnung 100 zugeführt wird, ist ein zeitkontinuierliches analoges Signal. Das Horizontalsynchronisationssignal IHSS kann von den üblichen phasenverriegel ten Horizontalschaltungen des Fernsehempfängers abgeleitet werden.
  • Die das Steuersignal erzeugende Anordnung 100 enthält mehrere D-Flipflops 104, 106 und 108 und ein Paar von ODER-Gattern 110 und 112. Die Funktionsweise der das Steuersignal erzeugenden Anordnung 100 wird im Zusammenhang mit den in 3 dargestellten Schwingungsformen erläutert.
  • Das Signal FFOS des Festfrequenzoszillators (Schwingungsform 3a) wird den Taktgebereingangsanschlüssen der Flipflops 104 bis 108 zugeführt. Die führende Flanke 102 (Schwingungsform 3b) des einlaufenden Horizontalsynchronisationssignalimpulses IHSSP wird dem Dateneingangsanschluß D1 des ersten Flipflops 104 zugeführt. Die Q1 und Q 1-Ausgangssignale (Schwingungsformen 3c und 3d) des ersten Flipflops 104 werden einem Eingangsanschluß des ODER-Gatters 112 bzw. dem Dateneingangsanschluß D2 des zweiten Flipflops 106 zugeführt. Die Ausgangssignale Q2 und Q 2 (Schwingungsformen 3e und 3f) werden dem Dateneingangsanschluß D3 des dritten Flipflops 108 bzw. dem Eingangsanschluß des ODER-Gatters 110 zugeführt. Das Ausgangssignal Q3 (Schwingungsform 3g) des dritten Flipflops 108 wird den jeweiligen Eingangsanschlüssen der ODER-Gatter 110 und 112 zugeführt. Das erste und zweite Steuer- oder Zeitsignal FCS und SCS (Schwingungsformen 3h und 3i) werden an den Ausgangsanschlüssen 114 und 116 der ODER-Gatter 110 bzw. 112 erzeugt. Die Schwingungsform 3j zeigt das SCS-Komplement des zweiten Steuersignals SCS.
  • Wie aus der Schwingungsform 3h hervorgeht, erstreckt sich das erste Steuersignal FCS von der zweiten ansteigenden Flanke 122 des Signals FFOS des Festfrequenzoszillators (auf das Auftreten der führenden Flanke 102 eines einlaufenden Horizontalsynchronisationssignalimpulses IHSSP folgend) zu der dritten ansteigenden Flanke 124 desselben. Das zweite Steuersignal SCS andererseits erstreckt sich von der ersten ansteigenden Flanke 120 zu der dritten ansteigenden Flanke 124 des Signals FFOS des Festfrequenzoszillators in der Weise, wie sie durch die Schwingungsform 3i dargestellt ist. Die führende Flanke 126 des Impulses FCSP des ersten Steuersignals tritt nach der führenden Flanke 128 des zugeordneten Impulses SCSP des zweiten Steuersignals auf.
  • Wie oben erläutert, enthält der Dividierer 30 eine durch m dividierende Schaltung 40 und JK-Flipflop 50. Das Ausgangssignal Q4 des bistabilen Kippgliedes 48 der durch 8 teilenden Schaltung 40 wird dem Takteingangsanschluß des JK-Flipflops 50 über ein UND-Gatter 66 zugeführt. Das zweite Steuersignal SCS wird den Eingangsanschlüssen J und K des Flipflops 50 zugeführt. Die Zuführung des zweiten Steuersignals SCS zu den Eingangsanschlüssen J und K des Flipflops 50 verhindert eine Änderung seines Q-Ausgangssignals (d.h. des MCS-Signals) während der m-Dividierer 40 einmal in jeder Zeile in Ansprache auf das erste Steuersignal FCS zurückgesetzt wird.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der in 1 dargestellten, das Taktsignal erzeugenden Anordnung 20 ist eine Schaltung 60 vorgesehen, um den nächsten vorgegebenen Übergang (d.h. einen Anstieg oder einen Abfall) jedes zeitfehlerkorrigierten Taktsignalimpulses MCSP (welcher nach jedem einlaufenden Horizontalsynchronisationssignalimpuls IHSSP auftritt), ohne Rücksicht auf den Ausgangsstatus Q5 des JK-Flipflops 50 während des Rücksetzvorgangs in Übereinstimmung zu bringen. Die Funktion der diese Übereinstimmung bewirkenden Schaltung 60 wird im folgenden anhand der Schwingungsformen in den 4 und 5 erläutert.
  • Die die Übereinstimmung bewirkende Schaltung 60 enthält ein JK-Flipflop 62, ein ODER-Gatter 64 und ein UND-Gatter 66.
  • Die Eingangsanschlüsse J und K des Flipflops 62 werden auf einer Vorspannung mit dem logischen Wert 1 (+5 V) bzw. einem logischen Wert 0 (Masse) gehalten. Der Takteingangsanschluß des JK-Flipflops 62 ist zur Aufnahme des Ausgangssignals Q4 mit dem bistabilen Kippglied 48 gekoppelt.
  • Das ODER-Gatter 64 ist mit seinen Eingangsanschlüssen zur Aufnahme des zweiten Steuersignals SCS und des Ausgangssignals Q5/MCS des JK-Flipflops 50 gekoppelt und ist mit einem Ausgangsanschluß mit dem Rücksetzanschluß des JK-Flipflops 62 gekoppelt. Das UND-Gatter 66 nimmt an seinen Eingangsanschlüssen das Ausgangssignal Q4 des bistabilen Kippgliedes 48 und das Ausgangssignal Q5'' des JK-Flipflops 62 auf. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 66 wird dem Takteingangsanschluß des JK-Flipflops 50 zugeführt.
  • 4 zeigt eine Situation, in der die Steuersignale FCS und SCS (Schwingungsformen 4b und 4c) auftreten, während das Taktsignal Q5/MCS (Schwingungsform 4d) niedrigpegelig ist. 5 zeigt die Situation, in der die Steuersignal FCS und SCS (Schwingungsformen 5b und 5c) auftreten, während das Taktsignal Q5/MCS (Schwingungsform 5d) hochpegelig ist. Es wird ersichtlich, daß die ersten ansteigenden Flanken 80 und 82 des Taktsignals MCS auftreten nach einem feststehenden Zeitintervall "δ", welches auf das Ende der Impulse FCSP 70 bzw. 72 des ersten Steuersignals folgen. Dies ist zutreffend unabhängig davon, ob das Taktsignal MCS zur Zeit des Auftretens der Steuer- oder Taktsignale FCS und SCS niedrigpegelig oder hochpegelig ist.
  • Die Schwingungsform 4a stellt das Ausgangssignal Q4 der m-Dividiererschaltung 40 dar. Die bistabilen Kippschaltungen 42 bis 48 des m-Dividierers 40 werden durch das erste Steuersignal FCS (Schwingungsform 4b) zurückgesetzt. Sobald der Rücksetzimpuls FCSP 70 wegfällt, folgt das Ausgangs signal Q4 des m-Dividierers 40 dem durch die Schwingungsform 4a dargestellten regulären Muster (d.h. eine fallende Flanke 84 des Q4-Signals für jeweils m-Zyklen des FFOS-Signals).
  • Der Rücksetzimpuls RP (Schwingungsform 4e) bewirkt, daß das Ausgangssignal Q5'' (Schwingungsform 4f) des JK-Flipflops 62 auf den niedrigen Pegel geht. Das Signal Q5'' bleibt niedrigpegelig bis zum Auftreten der ersten nach negativ gehenden Flanke 84 des Signals Q4 (Schwingungsform 4a), welches dem Takteingangsanschluß des JK-Flipflops 62 zugeführt wird, zu welcher Zeit das Signal Q5'' auf den hohen Pegel geht.
  • Das Signal Q4'' (Schwingungsform 4g) am Ausgang des UND-Gatters 66 folgt dem Eingangssignal Q4 (Schwingungsform 4a), wenn das andere Eingangssignal Q5'' (Schwingungsform 4f) vom JK-Flipflop 62 hochpegelig ist. Wenn die Eingangsanschlüsse J und K des Flipflops 50 auf niedrigem Pegel sind (d.h. SCS hat einen niedrigen Pegel), bleibt sein Ausgangssignal Q5 auf niedrigem Pegel. Wenn die Eingangsanschlüsse J und K des Flipflops 50 auf hohem Pegel sind (d.h. SCS ist auf hohem Pegel), bewirkt jede nach negativ gehende Flanke des Takteingangssignals Q4'', daß das Flipflop 50 seinen Ausgangsstatus Q5 ändert. Das Ausgangssignal (Schwingungsform 4d) des JK-Flipflops 50 ist das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal MCS.
  • Wie oben angegeben, illustrieren die Schwingungsformen in 5 eine Situation, in der die Steuersignale FCS und SCS (Schwingungsformen 5b und 5c) auftreten, während das Taktsignal Q5/MCS (Schwingungsform 5d) hochpegelig ist. Die Schwingungsformen 5a, 5b und 5c, welche die Signale Q4, FCS und SCS bezeichnen, sind die gleichen wie die entsprechenden Schwingungsformen 4a, 4b und 4c in 4.
  • Das Ausgangssignal Q5'' (Schwingungsform 5f) des JK-Flipflops 62 bleibt hochpegelig, weil das Flipflop 62 nicht zurückgesetzt wird. Das Ausgangssignal Q4'' (Schwingungsform 5g) des UND-Gatters 66 folgt dem Ausgangssignal Q4 (Schwingungsform 5a) des m-Dividierers 40. Da die Eingänge J und K des Flipflops 50 auf hohem Pegel sind (d.h. SCS ist hochpegelig), wird das JK-Flipflop 50 durch jede fallende Flanke des Takteingangssignals Q4'' (Schwingungsform 5g) getriggert. Die Schwingungsform 5d beschreibt das Ausgangssignal MCS des JK-Flipflops 50. Es sollte festgehalten werden, daß die erste ansteigende Flanke 82 des Taktsignals MCS um dasselbe Zeitintervall "δ" verschoben auftritt, nachdem der m-Dividierer 40 in Ansprache auf das erste Steuersignal FCS zurückgesetzt worden ist.
  • Die das Taktsignal erzeugende Anordnung 20 enthält weiter eine Einrichtung 150, die mit dem Dividierer 30 gekoppelt ist, um den laufenden Zustand SES desselben zu erfassen und zu behalten, bevor der Dividierer in jeder Horizontalzeile in Ansprache auf das erste Steuersignal FCS zurückgesetzt wird. Das Statussignal SES (welches den Dividiererstand zu der Zeit, zu der der Dividierer 30 zurückgesetzt wird, repräsentiert) bezeichnet den Zeit- oder Phasenfehler des Taktsignals MCS gegenüber dem zugeordneten Horizontalsynchronisationsimpuls IHSSP zu Beginn einer jeden Bildzeile. Die den Status erfassende Einrichtung 150 enthält mehrere D-Flipflops 152, 154...158 und 160, die mit ihren D-Eingangsanschlüssen zur Aufnahme der jeweiligen Ausgangszustände Q1, Q2 ... Q4 und Q 5 der Dividierer-Flipflops 42, 44 ... 48 und 50 gekoppelt sind. Das Komplement SCS (Schwingungsform 3j) des zweiten Steuersignals SCS wird allen Takteingangsanschlüssen der den Status erfassenden Flipflops 152 bis 160 zugeführt.
  • Der laufende Status SES der Dividierer-Flipflops 42 bis 50, die den Zeit- oder Phasenfehler anzeigen, wird in Ansprache auf das SCS-Signal in den jeweiligen Flipflops 152 bis 160 gehalten. Aus 3 ist ersichtlicht, daß die führende Flanke 128 des Impulses SCSP des zweiten Steuersignals (Schwingungsform 3i) vor der führenden Flanke 126 des Impulses FCSP des ersten Steuersignals (Schwingungsform 3h) auftritt. Dies erlaubt es, daß die den Status erfassende Einrichtung 150 den laufenden Status SES der Dividiererschaltung 30 behält, bevor sie durch das erste Steuersignal FCS zurückgesetzt wird.
  • Das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal MCS und das Zeitfehlersignal SES werden in der Farbdemodulationsanordnung 200 gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung verwendet. Das einlaufende Videosignalgemisch CVS wird dem Eingangsanschluß 202 eines Analog/Digital-Wandlers (A/D) 210 zugeführt. Der A/D-Wandler 210 erzeugt digitale 8-Bit-Darstellungen CVS' des einlaufenden Videosignals CVS mit einer Rate, die durch das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal MCS bestimmt wird.
  • Die digitalen Abtastwerte CVS' werden einem Paar von Multiplizierern 220 und 230 zugeführt, wo sie mit den jeweiligen Cosinus- und Sinus-Werten des Phasenwinkels ϕ eines farbsynchronsignalverriegelten Farbhilfsträgersignals multipliziert werden, wobei ϕsc = ωsc·t oder 2 π Fsc·t. Die Ausgangssignale FMO und SMO des ersten und des zweiten Multiplizierers 220 bzw. 230 können wie folgt dargestellt werden: FMO = (B-Y) + Komponenten der doppelten Frequenz (2 Fsc) (1) SMO = (R-Y) + Komponenten der doppelten Frequent (2 Fsc) (2)
  • In den obigen Gleichungen sind (B-Y) und (R-Y) Farbdifferenzsignale und die Komponenten mit der doppelten Frequenz sind Signalkomponenten mit der doppelten Farbhilfsträgerfrequenz Fsc. Ein Paar von Tiefpaßfiltern 250 und 260 sind mit den entsprechenden Multiplizierern 220 und 230 gekoppelt, um unerwünschte Komponenten mit der doppelten Frequenz (2 Fsc) aus deren jeweiligen Ausgangssignalen zu entfernen.
  • Die den Multiplizierern 220 und 230 zugeführten Sinus- und Cosinus-Werte werden durch einen RAM- oder ROM-Speicher 240 in Ansprache auf die augenblickliche Phase ϕsc eines mit dem Farbhilfsträgersignal phasenverriegelten intern erzeugten Signals erzeugt. Die Beschreibung darüber, wie die Phasenwinkelinformation ϕsc erzeugt wird, folgt später.
  • Die Farbdemodulationsanordnung 200 enthält eine Schaltung 300 zur Erzeugung des Phasenwinkels ϕsc eines farbsynchronsignalverriegelten, den Farbhilfsträger repräsentierenden Signals. Die Schaltung 300 enthält einen zeitdiskreten Oszillator (DTO) 310, eine Einrichtung 320 zur Kompensation für einmal in einer Zeile auftretenden Diskontinuitäten des zeitfehlerkorrigierten Taktsignals MCS und eine Einrichtung 330 zur Kompensation des Phasenfehlers zwischen dem intern erzeugten Signal ϕsc und dem in dem einlaufenden Videosignalgemisch CVS enthaltenen Farbsynchronsignal BS. Der Oszillator DTO 310 enthält ein Verzögerungsglied 312 und einen Addierer 314. Das Verzögerungselement 312 enthält mehrere (p) D-Flipflops, die durch das Haupttaktsignal MCS getaktet werden. In jeder Taktperiode addiert der Addierer 314 zu der vorhergehenden p-Bit-Summe (an einem ersten Eingangsanschluß 316) ein (p-1)-Bit-Inkrement (an einem zweiten Eingangsanschluß 318). Nur p Bits des Addiererausgangssignals werden durch die D-Flipflops gehalten, wodurch ein Modulo-(2p)-Akkumulator gebildet wird.
  • Das Inkrement am Anschluß 318 besteht aus der Summe von:
    • – einem (p-1)-Bit-Wert NCSS am Anschluß 340, der die nominale Farbhilfsträgerfrequenz Fsc (d.h. 3,58 MHz beim NTSC-Format) repräsentiert,
    • – einem (p-1)-Bit-Wert NSES am Anschluß 322, der den normalisierten Wert des q-Bit-Zeitfehlersignals SES einmal in jeder Zeile repräsentiert, und
    • – einen Wert PES mit (p-12) aktiven Bits am Anschluß 332, der den Phasenfehler dϕsc zwischen dem intern erzeugten, den Farbhilfsträger repräsentierenden Signal ϕsc und dem Farbsynchronsignal BS in dem einlaufenden Videosignalgemisch CVS repräsentiert.
  • Der Wert für p wird so gewählt, daß das gewünschte Maß an Auflösung bei der Erzeugung des den Farbhilfsträger repräsentierenden Signals ϕsc erhalten wird. Die Beziehung zwischen der Auflösung r in Hz (z.B. 30 Hz, der nominalen Taktfrequenz FMCS (z.B. 14,3 MHz beim NTSC-Format) und der Anzahl der Bit p ist wie folgt gegeben: r = FMCS/2p.
  • Bei der hier dargestellten speziellen Ausführungsform beträgt p 20 Bit.
  • Ein Addierer 350 addiert das Phasenfehlersignal PES am Anschluß 332 zum Nominalwert NCSS der Farbhilfsträgerfrequenz Fsc am Anschluß 340. Ein anderer Addierer 360 addiert einmal in jeder Horizontalzeile den normalisierten Wert NSES des Zeitfehlersignals am Anschluß 322 zum Ausgangssignal des Addierers 350.
  • Zur Darstellung sei folgende Situation betrachtet:
    • – p = 8 Bit
    • – q = 5 Bit
    • – Das Phasenfehlersignal PES = 0
    • – Das normalisierte Zeitfehlersignal NSES = 0
    • – Die Nominalfrequenz des Haupttaktgebersignals MCS ist 4 Fsc
    • – Der das Farbhilfsträgersignal repräsentierende nominale Digitalwert ist wie folgt: NCSS = 2p/4 = 2p–2 = 26 = 0100 0000
  • Unter diesen Umständen wird das Ausgangssignal des Addierers 314 in jeder Taktperiode um ein konstantes Inkrement 0100 000 inkrementiert bis ein Überlauf auftritt, wenn das Addiererausgangssignal p + 1 von 9 Bit benötigt. Nach dem Überlauf wiederholt sich der Zyklus. Die Sequenz des DTO-Ausgangssignals ist im folgenden gegeben: DTO-AUSGANGSSIGNAL
    Figure 00180001
  • Aus der vorstehenden Tafel ist ersichtlich, daß das Ausgangssignal des DTO 310 eine Sägezahncharakteristik hat, welche in einem Zyklus durch einen Satz von vier Werten (0000 0000, 0100 0000, 1000 0000 und 1100 0000) mit der Frequenz Fsc (d.h. ein Zyklus für jeweils vier Taktimpulse) abläuft. Bei dieser beispielhaften Darstellung werden die Ausgangswerte des DTO-Oszillators durch den NCSS-Wert (d.h. 0100 0000) aufgestellt, welcher den Nominalwert der Farbhilfsträgersignalfrequenz Fsc repräsentiert. Wie oben angegeben, wird angenommen, daß beide Werte PES und NSES 0 sind.
  • Der Funktionsblock 320 enthält einen Multiplizierer 324 und ein UND-Gatter 326. Der Multiplizierer 324 bildet einen normalisierten (p-1)-Bit-Wert NSES durch Multiplikation des q-Bit-Zeitfehlersignals SES mit einem Normalisierungsfaktor NF = 2p–q/4. Da der Normalisierungsfaktor NF eine ganzzahlige Potenz von 2 ist, kann die Multiplikation durch einfache Verschiebung der Bits realisiert werden.
  • Ein Eingang des UND-Gatters 326 ist so geschaltet, daß er das normalisierte p-1 Bit-Zeitfehlersignal NSES aufnimmt. Das Komplement NLS (4i und 5i) eines eine neue Zeile anzeigenden Signals NLS wird dem anderen Eingang des UND-Gatters 326 zugeführt. Das UND-Gatter 326 erzeugt an seinem Ausgangsanschluß 322 das normalisierte Zeitfehlersignal NSES einmal für jede Horizontalzeile in Ansprache auf das Signal NLS. Zusätzlich zu dem normalisierten Zeitfehlersignal NSES zum Nominalwert NCSS des Farbhilfsträgersignals kompensiert das DTO-Ausgangssignal ϕsc die Dehnung der Taktimpulse MCSP am Anfang jeder Horizontalzeile.
  • Ein in 7 gezeigtes D-Flipflop 370 liefert das Signal NLS. Der D-Eingangsanschluß des Flipflops 370 ist auf einen logischen Status 1 (+ 5 V) vorgespannt. Das Taktsignal MCS und das zweite Steuersignal SCS werden dem Takteingangsanschluß bzw. dem Rücksetzanschluß des Flipflops 370 zugeführt. Die Schwingungsformen 4i und 5i zeigen das Signal NLS am Ausgangsanschluß 372 des Flipflops 370.
  • Der Funktionsblock 330 enthält ein UND-Gatter 334 und ein Farbsynchronsignal-Schleifenfilter ("burst loop filter") 336. Das UND-Gatter 334 ist mit seinen Eingangsanschlüssen so geschaltet, daß es die Signale am Anschluß 262 und das Farbsynchrontaktsignal BGS aufnimmt. Das Farbsynchrontaktsignal BGS ist während des Farbsynchronsegments des einlaufenden Videosignalgemischs CVS eine logische 1. Wenn BGS eine logische 1 ist, liefert das UND-Gatter 334 an seinem Ausgang das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 260. Während dieses Intervalls repräsentiert das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 260 den Phasenfehler Δϕsc zwischen dem intern erzeugten, den Farbhilfsträger repräsentierenden Signal ϕsc und dem in dem einlaufenden Videosignalgemisch CVS enthaltenen Farbsynchronsignal BS.
  • Wenn das intern erzeugte Signal ϕsc in Phase ist mit dem Farbsynchronsignal BS, ist das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 260 Null. Wenn das Signal ϕsc dem Signal BS vorauseilt, ist das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 260 negativ. Andererseits, wenn das Signal ϕsc dem Signal BS nacheilt, ist das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 260 positiv.
  • Das Farbsynchronsignal-Schleifenfilter 336 erzeugt einen gewichteten Mittelwert PES (z.B. Σ wi·Δϕsc) des Ausgangssignals Δϕsc des UND-Gatters 334 über mehrere Zyklen des Farbsynchronsignals BS. Zusätzlich zu einem positiven oder negativen Phasenfehlerwert PES zu dem Nominalwert NCSS des Farbhilfsträgersignals wird die Ausgangsfrequenz des DTO-Oszillators in einer Weise beschleunigt oder verlangsamt, daß das DTO-Ausgangssignal ϕsc mit dem Farbsynchronsignal BS synchronisiert wird.
  • Das ROM 240 erzeugt Sinus- und Cosinus-Funktionswerte für die Phasenwinkel, die durch die dem Adresseneingang des ROM zugeführten ϕsc-Werte repräsentiert werden. Die Beziehung zwischen dem Phasenwinkel des Farbhilfsträgersignals und dem ϕsc-Eingangssignal des ROM 240 ist wie folgt: Phasenwinkel = ϕsc/2p × 2 π,wobei ϕsc eine positive Zahl repräsentiert.
  • Zusammenfassend, erzeugt die Schaltung 300 ein farbsynchronsignalverriegeltes, den Farbhilfsträger repräsentierendes Signal ϕsc aus dem nichtkontinuierlichen, zeitfehlerkorrigierten Taktsignal MCS zur Verwendung in der Farbdemodulationsschaltung 200. Der DTO 310 liefert ein Modulo-(2p)-Ausgangssignal, welches das farbsynchronsignalverriegelte, den Farbhilfsträger repräsentierende Signal ϕsc repräsentiert. Der Funktionsblock 320 kompensiert die einmal in einer Zeile auftretenden Diskontinuitäten des zeitfehlerkorrigierten Taktsignals MCS. Der Funktionsblock 330 korrigiert die Phasenfehler zwischen dem intern erzeugten Signal ϕsc und dem Farbsynchronsignal BS in dem einlaufenden Videosignalgemisch CVS.

Claims (7)

  1. Farbdemodulator (200) für einen digitalen Fernsehempfänger a) mit einem Analog/Digital-Wandler (210), der ein einlaufendes Videosignalgemisch (CVS) in Ansprache auf ein zeitfehlerkorrigiertes Taktsignal (MCS) in eine digitale Darstellung (CVS') desselben umwandelt, wobei b) das Videosignalgemisch (CVS) eine Horizontalsynchronisationskomponente und eine Vertikalsynchronisationskomponente und eine Farbsynchronsignalkomponente (BS) enthält, c) das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) bezüglich seiner Phase einmal in jeder Horizontalzeile eingestellt wird und d) das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) zwischen aufeinanderfolgenden Phaseneinstellungen eine konstante Frequenz aufweist, die ein ganzzahliges Vielfaches einer Farbhilfsträgerfrequenz eines Farbhilfsträgers (FSC) ist, e) der Fernsehempfänger eine Einrichtung enthält, die ein Zeitfehlersignal (SES) erzeugt, welches die einmal pro Zeile erfolgenden Phaseneinstellungen anzeigt, f) weiterhin mit einer auf das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) und das Zeitfehlersignal (SES) ansprechenden Einrichtung (310), die intern ein nichtdiskontinuierliches, den Farbhilfsträger (FSC) repräsentierendes Signal (ϕsc) erzeugt, welches mit der Farbsynchronsignalkomponente (BS) des Videosignalgemischs (CVS) phasenverriegelt ist, und g) mit einer die digitalen Darstellungen (CVS') des Videosignalgemisches (CVS) aufnehmenden und auf das intern erzeugte, den Farbhilfsträger (FSC) repräsentierende Signal (ϕsc) ansprechenden Einrichtung (200), durch die mindestens eine Farbdifferenzkomponente des Videosignalgemischs (CVS) erzeugt wird, h) wobei die das den Farbhilfsträger (FSC) repräsentierende Signal (ϕsc) erzeugende Einrichtung (300) folgendes enthält: i) einen zeitdiskreten Oszillator (310) mit einer Kapazität für p Bit, der auf das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) anspricht, um in jeder Taktperiode einen Inkrement-Wert zu seinem vorhergehenden Ausgangssignal zu addieren, welches das Signal (ϕsc) repräsentiert, bis ein Überlauf auftritt, wenn der die Summe des vorhergehenden Ausgangssignals und des Imkrement-Werts repräsentierende Wert p Bit überschreitet, j) eine Einrichtung (340), die einen die Farbhilfsträgerfrequenz darstellenden Digitalwert erzeugt, k) eine Einrichtung (320), die einmal in jeder Horizontalzeile einen normalisierten Digitalwert des Zeitfehlersignals (SES) und sonst einen Wert 0 erzeugt, l) eine Einrichtung (330), die einen die Phasendifferenz zwischen dem intern erzeugten Signal (ϕsc) und der Farbsynchronsignalkomponente (BS) des Videosignalgemischs (CVS) anzeigenden Wert (Δϕsc) erzeugt, und m) eine Einrichtung (350, 360) zum Erzeugen des Inkrement-Wertes durch additive Kombination des die Farbhilfsträgerfrequenz repräsentierenden Wertes, des einmal in jeder Zeile auftretenden normalisierten Wertes des Zeitfehlersignals (SES) und des Phasendifferenzwertes (Δϕsc)
  2. Farbdemodulator (200) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die die Farbdifferenzkomponente erzeugende Einrichtung (200) folgendes enthält – einen Festspeicher (ROM) (240), der das den Farbhilfsträger repräsentierende Signal (ϕsc) aufnimmt, um zugeordnete Sinus-Werte zu erzeugen, – eine die digitalen Darstellungen (CVS') des Videosignalgemisches (CVS) mit den jeweiligen Sinus-Werten multiplizierende Einrichtung (230), welche an einem Ausgangsanschluss ein Farbdifferenzsignal (R-Y) und damit verbundene hochfrequente Komponenten erzeugt, und – ein Tiefpaßfilter (260), das mit der die Multiplikation mit den Sinus-Werten durchführenden Einrichtung (230) gekoppelt ist, um an einem Ausgangsanschluss (262) das Farbdifferenzsignal (R-Y) im wesentlichen ohne die damit verbundenen hochfrequenten Komponenten zu erzeugen.
  3. Farbdemodulator (200) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der das den Farbhilfsträger repräsentierende Signal (ϕsc) aufnehmende Festspeicher (ROM) (240) zusätzlich Cosinus-Werte erzeugt, und dass der Farbdemodulator (200) weiter folgendes enthält: – eine die digitalen Darstellungen (CVS') des Videosignalgemischs (CVS) mit den jeweiligen Cosinus-Werten multiplizierende Einrichtung (220), die an einem Ausgangsanschluss derselben ein Farbdifferenzsignal (B-Y) und damit verbundene hochfrequente Komponenten erzeugt, und – ein Tiefpaßfilter (250), das mit der die Multiplikation mit den Cosinus-Werten durchführenden Einrichtung (220) gekoppelt ist, um an einem Ausgangsanschluss (252) desselben das Farbdifferenzsignal (B-Y) im wesentlichen ohne die damit verbundenen hochfrequenten Komponenten zu erzeugen.
  4. Farbdemodulator (200) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der zeitdiskrete Oszillator (310) folgendes enthält: – einen Addierer (314) mit einem Ausgangsanschluss und einem Paar von Eingangsanschlüssen (316, 318), wobei einer der Eingangsanschlüsse (318) den Inkrement-Wert aufnimmt, und – ein Verzögerungsglied (312), das mit einem Eingangsanschluss mit dem Ausgangsanschluss des Addierers (314) gekoppelt ist und auf das zeitfehlerkorrigierte Taktsignal (MCS) anspricht, um das Ausgangssignal des Addierers (314) um eine Taktperiode zu verzögern, wobei das Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes (312), welches das Signal (ϕsc) repräsentiert, auf den zweiten Eingangsanschluss (316) des Addierers (314) gekoppelt ist.
  5. Farbdemodulator (200) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die einmal pro Zeile einen normalisierten Wert des Zeitfehlersignals (SES) erzeugende Einrichtung folgendes enthält: – eine Einrichtung (324) zum Multiplizieren des Zeitfehlersignals (SES) mit einem Normalisierungsfaktor (NF), um den normalisierten Wert zu erzeugen, – eine mit der Multipliziereinrichtung (324) gekoppelte Einrichtung (326), die einmal in jeder Horizontalzeilenperiode den normalisierten Wert (NF) zu einem Ausgangsanschluss (322) derselben tastet, um diesen der den Inkrement-Wert erzeugenden Einrichtung (360) zuzuführen.
  6. Farbdemodulator (200) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die die Farbdifferenzkomponente erzeugende Einrichtung folgendes enthält: – einen Festwertspeicher (ROM) (240), der das den Farbhilfsträger repräsentierende Signal (ϕsc) aufnimmt, um zugeordnete Sinus-Werte zu erzeugen, – eine die digitalen Darstellungen des Videosignalgemischs (CVS) mit den jeweiligen Sinus-Werten multiplizierende Einrichtung (230), die an einem Ausgangsanschluss derselben ein Farbdifferenzsignal (R-Y) und damit verbundene hochfrequente Komponenten erzeugt, und – ein Tiefpassfilter (260), das mit der multiplizierenden Einrichtung (230) gekoppelt ist, um an einem Ausgangsanschluss desselben das Farbdifferenzsignal (R-Y) im wesentlichen ohne die damit verbundenen hochfrequenten Komponenten zu erzeugen.
  7. Farbdemodulator (200) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die das Phasendifferenzsignal (Δϕsc) erzeugende Einrichtung folgendes enthält: – ein UND-Gatter (334), das mit einem ersten Eingangsanschluss mit dem Tiefpassfilter (260) zur Aufnahme von dessen Ausgangssignal gekoppelt ist und mit einem zweiten Eingangsanschluss zur Aufnahme eines Farbsynchrontaktsignals (BGS), wobei das Farbsynchrontaktsignal (BGS) das Vorhandensein der Farbsynchronsignalkomponente des Videosignalgemisches (CVS) anzeigt, und – ein Farbsynchronsignal-Schleifenfilter (burst loop filter) (336), welches über mehrere Zyklen des Farbsynchronsignals einen Mittelwert des Ausgangssignals des UND-Gattes (334) bildet, um an einem Ausgangssignal desselben das Phasendifferenzsignal (Δϕsc) zu erzeugen.
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