JPH0527340B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0527340B2 JPH0527340B2 JP57003460A JP346082A JPH0527340B2 JP H0527340 B2 JPH0527340 B2 JP H0527340B2 JP 57003460 A JP57003460 A JP 57003460A JP 346082 A JP346082 A JP 346082A JP H0527340 B2 JPH0527340 B2 JP H0527340B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- current
- transformer
- constant
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 23
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は高圧電源装置に関し、特に複写機用定
電圧出力高圧電源装置に関する。
電圧出力高圧電源装置に関する。
この種の高圧電源装置は、昇圧トランスを介し
て高圧出力を負荷に印加するように構成されてお
り、例えば複写機の高圧帯電等に適用されてい
る。この場合、感光ドラムや帯電器の絶縁強度一
杯まで使用されることが多く、特に定電圧制御方
式の場合には、出力電圧を一定に制御するため、
放電その他で過負荷状態となつて、素子破壊を引
き起したり、種々の安全規格を満足させることが
できなかつた。従つて、従来この種の定電圧出力
高圧電源装置に於ては、負荷短絡時の保護及び電
流リミツタ機能として従来次のような方法がとら
れていた。例えば、高圧出力を負荷に印加するト
ランスの入力電圧に一定のリミツタを設け、トラ
ンス自身の負荷特性を利用して過負荷時に出力電
圧を低下させると共に出力に高抵抗を挿入して電
流制限を行つたり、出力電流を変流トランスで検
出して入力電圧を制限していた。しかしながら、
この方法の場合は、トランスのバラツキでリミツ
タ値にバラツキを生じたり電流制限用の電力損失
が大きい等の欠点がある。また他の従来の方法と
してトランスの１次側に電流リミツタを入れるこ
とが提案されているが、この方法でも出力電流が
比較的小さい為検出精度そのものに難があつた。
て高圧出力を負荷に印加するように構成されてお
り、例えば複写機の高圧帯電等に適用されてい
る。この場合、感光ドラムや帯電器の絶縁強度一
杯まで使用されることが多く、特に定電圧制御方
式の場合には、出力電圧を一定に制御するため、
放電その他で過負荷状態となつて、素子破壊を引
き起したり、種々の安全規格を満足させることが
できなかつた。従つて、従来この種の定電圧出力
高圧電源装置に於ては、負荷短絡時の保護及び電
流リミツタ機能として従来次のような方法がとら
れていた。例えば、高圧出力を負荷に印加するト
ランスの入力電圧に一定のリミツタを設け、トラ
ンス自身の負荷特性を利用して過負荷時に出力電
圧を低下させると共に出力に高抵抗を挿入して電
流制限を行つたり、出力電流を変流トランスで検
出して入力電圧を制限していた。しかしながら、
この方法の場合は、トランスのバラツキでリミツ
タ値にバラツキを生じたり電流制限用の電力損失
が大きい等の欠点がある。また他の従来の方法と
してトランスの１次側に電流リミツタを入れるこ
とが提案されているが、この方法でも出力電流が
比較的小さい為検出精度そのものに難があつた。
さらに、定電流制御と定電圧制御を併用する構
成では、いずれかの検出出力に誤差分が生じる、
という問題もある。
成では、いずれかの検出出力に誤差分が生じる、
という問題もある。
本発明は上記問題に鑑み、低損失で、定電圧制
御に影響する定電流制御系の誤差を除去し、高精
度な定電圧制御が可能で、かつ、高精度な電流リ
ミツタ制御が可能な高圧電源装置を提供すること
を目的とする。
御に影響する定電流制御系の誤差を除去し、高精
度な定電圧制御が可能で、かつ、高精度な電流リ
ミツタ制御が可能な高圧電源装置を提供すること
を目的とする。
本発明は上記目的を達成するために、トランス
を介して高圧出力を負荷に印加する高圧電源装置
において、前記トランス２次側の負荷電流を前記
トランス２次側の低圧側において検出する電流検
出手段、前記電流検出手段の前段にあつて該電流
検出手段により誤差分を含む前記トランス２次側
の出力電圧を検出する電圧検出手段、前記電流検
出手段の検出電流値が所定値以下のとき、前記出
力電圧から前記電流検出手段の出力を差し引き前
記誤差分が相殺された出力電圧を前記トランス１
次側に帰還制御して前記２次側の出力電圧を一定
に制御する定電圧制御回路、および、前記電流検
出手段の検出電流値が前記所定値を越えると前記
電流検出手段の出力を前記トランス１次側に帰還
することにより前記負荷電流を一定に制御する定
電流制御回路を有する構成を採用した。
を介して高圧出力を負荷に印加する高圧電源装置
において、前記トランス２次側の負荷電流を前記
トランス２次側の低圧側において検出する電流検
出手段、前記電流検出手段の前段にあつて該電流
検出手段により誤差分を含む前記トランス２次側
の出力電圧を検出する電圧検出手段、前記電流検
出手段の検出電流値が所定値以下のとき、前記出
力電圧から前記電流検出手段の出力を差し引き前
記誤差分が相殺された出力電圧を前記トランス１
次側に帰還制御して前記２次側の出力電圧を一定
に制御する定電圧制御回路、および、前記電流検
出手段の検出電流値が前記所定値を越えると前記
電流検出手段の出力を前記トランス１次側に帰還
することにより前記負荷電流を一定に制御する定
電流制御回路を有する構成を採用した。
以下、本発明の実施例を添付された図面と共に
説明する。
説明する。
第１図は、本発明に係る高圧電源装置の一実施
例の回路図である。OA1は差動増幅回路１０を構
成する演算増幅器で、後述する入力端子P1から
の基準入力と負荷電流に基づく検出電圧との加算
値と、後述するトランス２次側の分圧電圧に応じ
た検出電圧の差動増幅を行う。ここで、D1，D2
は保護用ダイオード、R1，R2，R3は抵抗、C1は
コンデンサである。１２は差動増幅回路１０の出
力を増幅するダーリントン接続されたトランジス
タTr2，Tr3からなる増幅回路である。なおR4は
演算増幅器OM1の出力抵抗であり、増幅回路１
２において、R6は抵抗、D5，D6はダイオード、
C3はコンデンサである。また、増幅回路１２の
入力段のトランジスタTr2のベースには、入力端
子P2からの基準入力と後述する負荷電流の検出
値に基づいて動作するトランジスタTr1のコレク
タが接続されている。ここで、R7，R8，R9は抵
抗、D3，D4はダイオードである。１４は前述し
た増幅回路１２の出力段のトランジスタTr3のエ
ミツタに接続されたタンク回路で、抵抗R10、コ
ンデンサC4から構成されている。また、T1はコ
ンバータトランスで、このトランスT1と、タン
ク回路１４にダイオードD7を介して接続された
トランジスタTr4により自励式スイツチングコン
バータ１６が構成されている。ここで、R12は抵
抗、C5はコンデンサである。１８は整流ダイオ
ードD8、出力抵抗R13から構成された整流回路
で、この整流回路１８の出力として得られる＋７
〜＋10K.V.の高圧直流が出力端子P3を介して図
示されない帯電器に給電される。また、２０は減
衰回路でトランスT1の出力を分圧抵抗R14，R15
により所定の分割比に減衰させる。ここでC6は
コンデンサであり、R16は負荷電流に応じた電圧
検知用の抵抗であり、C2は分圧抵抗R14，R15の
分圧点とグランド間に接続されたコンデンサであ
る。
例の回路図である。OA1は差動増幅回路１０を構
成する演算増幅器で、後述する入力端子P1から
の基準入力と負荷電流に基づく検出電圧との加算
値と、後述するトランス２次側の分圧電圧に応じ
た検出電圧の差動増幅を行う。ここで、D1，D2
は保護用ダイオード、R1，R2，R3は抵抗、C1は
コンデンサである。１２は差動増幅回路１０の出
力を増幅するダーリントン接続されたトランジス
タTr2，Tr3からなる増幅回路である。なおR4は
演算増幅器OM1の出力抵抗であり、増幅回路１
２において、R6は抵抗、D5，D6はダイオード、
C3はコンデンサである。また、増幅回路１２の
入力段のトランジスタTr2のベースには、入力端
子P2からの基準入力と後述する負荷電流の検出
値に基づいて動作するトランジスタTr1のコレク
タが接続されている。ここで、R7，R8，R9は抵
抗、D3，D4はダイオードである。１４は前述し
た増幅回路１２の出力段のトランジスタTr3のエ
ミツタに接続されたタンク回路で、抵抗R10、コ
ンデンサC4から構成されている。また、T1はコ
ンバータトランスで、このトランスT1と、タン
ク回路１４にダイオードD7を介して接続された
トランジスタTr4により自励式スイツチングコン
バータ１６が構成されている。ここで、R12は抵
抗、C5はコンデンサである。１８は整流ダイオ
ードD8、出力抵抗R13から構成された整流回路
で、この整流回路１８の出力として得られる＋７
〜＋10K.V.の高圧直流が出力端子P3を介して図
示されない帯電器に給電される。また、２０は減
衰回路でトランスT1の出力を分圧抵抗R14，R15
により所定の分割比に減衰させる。ここでC6は
コンデンサであり、R16は負荷電流に応じた電圧
検知用の抵抗であり、C2は分圧抵抗R14，R15の
分圧点とグランド間に接続されたコンデンサであ
る。
今、出力電圧を−V0、分圧抵抗R14，R15の分
圧比をｍ、抵抗R16の端子電圧をVRとすると、｜
V0｜≫VRなので、抵抗R14，R15の分圧点の電圧
は −V0／ｍ＋VR ……(1) となり、この(1)式で示される検出電圧が前述した
演算増幅器OA1の非反転入力端に供給される。
圧比をｍ、抵抗R16の端子電圧をVRとすると、｜
V0｜≫VRなので、抵抗R14，R15の分圧点の電圧
は −V0／ｍ＋VR ……(1) となり、この(1)式で示される検出電圧が前述した
演算増幅器OA1の非反転入力端に供給される。
また、２２は演算増幅器OA2からなる増幅回路
で、この演算増幅器OA2の反転入力端には抵抗
R16による検出電圧が供給される。ここで、R17，
R18，R19は抵抗，D9，R10は保護用ダイオードで
ある。また２４はこの増幅回路２２の出力段に接
続された演算増幅器OA3で構成されるコンパレー
タである。ここで、R20，C8は演算増幅器OA3に
並列に接続された抵抗及びコンデンサ、R21，
R22は演算増幅器OA3への基準電圧を与える分圧
抵抗、R23は入力抵抗である。この演算増幅器
OA3の出力端はコンデンサC7、抵抗R10及び抵抗
R9、ダイオードD4を介して前述したトランジス
タTr1のベースに接続されている。また、２６は
演算増幅器OA4から構成された増幅回路で、この
演算増幅器OA4の反転入力端には入力端子P1か
ら所定の基準電圧VSが抵抗R27を介して供給され
ている。ここでR24，R25，R26は抵抗である。
で、この演算増幅器OA2の反転入力端には抵抗
R16による検出電圧が供給される。ここで、R17，
R18，R19は抵抗，D9，R10は保護用ダイオードで
ある。また２４はこの増幅回路２２の出力段に接
続された演算増幅器OA3で構成されるコンパレー
タである。ここで、R20，C8は演算増幅器OA3に
並列に接続された抵抗及びコンデンサ、R21，
R22は演算増幅器OA3への基準電圧を与える分圧
抵抗、R23は入力抵抗である。この演算増幅器
OA3の出力端はコンデンサC7、抵抗R10及び抵抗
R9、ダイオードD4を介して前述したトランジス
タTr1のベースに接続されている。また、２６は
演算増幅器OA4から構成された増幅回路で、この
演算増幅器OA4の反転入力端には入力端子P1か
ら所定の基準電圧VSが抵抗R27を介して供給され
ている。ここでR24，R25，R26は抵抗である。
本発明の一実施例は上記のように構成されてお
り、次にその動作について説明する。
り、次にその動作について説明する。
入力端子P1，P2には所定の基準入力が印加さ
れていると共に、出力端子P3には帯電器等の負
荷が接続されているものとする。抵抗R16による
負荷電流に応じた検出電圧VRは演算増幅器OA2
で−VRに極性反転された後、演算増幅器OA4で
入力端子P1に加えられた基準電圧と加算される。
れていると共に、出力端子P3には帯電器等の負
荷が接続されているものとする。抵抗R16による
負荷電流に応じた検出電圧VRは演算増幅器OA2
で−VRに極性反転された後、演算増幅器OA4で
入力端子P1に加えられた基準電圧と加算される。
今、各抵抗値をR24＝R25＝R27とすると、演算
増幅器OA4の出力電圧は −VS＋VR ……(2) となつて、演算増幅器OA1の反転入力端に供給さ
れる。この時、演算増幅器OA1の非反転入力端に
は、前述した(1)式で示される出力電圧に応じた検
出電圧−V0／ｍ＋VRが供給されている。
増幅器OA4の出力電圧は −VS＋VR ……(2) となつて、演算増幅器OA1の反転入力端に供給さ
れる。この時、演算増幅器OA1の非反転入力端に
は、前述した(1)式で示される出力電圧に応じた検
出電圧−V0／ｍ＋VRが供給されている。
従つて、演算増幅器OA1は、前述した(1)式と(2)
式の差電圧、即ち VS−V0／ｍ ……(3) を増幅して、この差電圧が零になるように増幅回
路１２、タンク回路１４を介して自励式スイツチ
ングコンバータ１６を制御することにより、コン
バータトランスT1の１次側電圧を制御する。こ
れによつて、出力電圧V0は常に一定に保たれる
ことになる。
式の差電圧、即ち VS−V0／ｍ ……(3) を増幅して、この差電圧が零になるように増幅回
路１２、タンク回路１４を介して自励式スイツチ
ングコンバータ１６を制御することにより、コン
バータトランスT1の１次側電圧を制御する。こ
れによつて、出力電圧V0は常に一定に保たれる
ことになる。
この時、出力端子P3に接続された負荷インピ
ーダンスが、許容範囲を越えて小さくなると、出
力電流は負荷インピーダンスに逆比例して大きく
なつていく。このことは、種々の安全規格を満足
できないばかりでなく、コンバータトランスT1
自身の素子破壊を招く。従つて、この場合出力の
動作電流の上限値は、安全規格で規定された値
や、素子の熱強度の許容値に近く設定されること
が多いので、負荷電流の高精度のリミツタが必要
となる。
ーダンスが、許容範囲を越えて小さくなると、出
力電流は負荷インピーダンスに逆比例して大きく
なつていく。このことは、種々の安全規格を満足
できないばかりでなく、コンバータトランスT1
自身の素子破壊を招く。従つて、この場合出力の
動作電流の上限値は、安全規格で規定された値
や、素子の熱強度の許容値に近く設定されること
が多いので、負荷電流の高精度のリミツタが必要
となる。
このように、負荷電流にリミツタをかけるため
に、抵抗R16で検出された負荷電流は、演算増幅
器OA2で逆転された後、演算増幅器OA3で電源電
圧−VEを抵抗R21，R22で分圧して得られた基準
電圧と比較される。比較器として機能する演算増
幅器OA3に供給される負荷電流が所定の値を越え
ると出力レベルが‘L'から‘H'に反転しトラン
ジスタTr1をオンさせ、演算増幅器OA1の出力か
らコンバータトランスT1の１次側給電回路の入
力を遮断する。このトランジスタTr1のオンによ
りコンデンサC3に充電されていた電荷は、D6−
D5−R5−Tr1の経路で放電されて、コンバータト
ランスT1の印加電圧が低下して出力電圧が下が
ると、比較器OA3の出力は再び反転してトランジ
スタTr1をオフする。このようにして、負荷イン
ピーダンスが小さくなつて、負荷電流が−VE，
R21，R22，R16の値で決まるリミツタ値を越えよ
うとすると、比較器OA3の出力レベルの反転に伴
いトランジスタTr1がオン・オフを繰返しなが
ら、出力には若干のリツプルを含みながらリミツ
タ値を保持する。負荷インピーダンスが所定の許
容範囲内にあるときは、比較器OA3の出力レベル
“Ｈ”とならないので、トランジスタTr1はオフ
でトランスT1の１次側電圧は、演算増幅器OA1
の出力で制御される。
に、抵抗R16で検出された負荷電流は、演算増幅
器OA2で逆転された後、演算増幅器OA3で電源電
圧−VEを抵抗R21，R22で分圧して得られた基準
電圧と比較される。比較器として機能する演算増
幅器OA3に供給される負荷電流が所定の値を越え
ると出力レベルが‘L'から‘H'に反転しトラン
ジスタTr1をオンさせ、演算増幅器OA1の出力か
らコンバータトランスT1の１次側給電回路の入
力を遮断する。このトランジスタTr1のオンによ
りコンデンサC3に充電されていた電荷は、D6−
D5−R5−Tr1の経路で放電されて、コンバータト
ランスT1の印加電圧が低下して出力電圧が下が
ると、比較器OA3の出力は再び反転してトランジ
スタTr1をオフする。このようにして、負荷イン
ピーダンスが小さくなつて、負荷電流が−VE，
R21，R22，R16の値で決まるリミツタ値を越えよ
うとすると、比較器OA3の出力レベルの反転に伴
いトランジスタTr1がオン・オフを繰返しなが
ら、出力には若干のリツプルを含みながらリミツ
タ値を保持する。負荷インピーダンスが所定の許
容範囲内にあるときは、比較器OA3の出力レベル
“Ｈ”とならないので、トランジスタTr1はオフ
でトランスT1の１次側電圧は、演算増幅器OA1
の出力で制御される。
本発明の一実施例は上述したようであり、出力
電圧を常に一定にする制御ループに、負荷インピ
ーダンス上昇時の負荷電流に一定のリミツタをか
ける負荷電流制御ループを関連づけて構成してい
るので、非常に高精度なリミツタ機能を実現でき
る。これによつて帯電器の負荷インピーダンスの
許容範囲が広がり出力電圧の設定範囲も広くとる
ことが可能となつた。また、前述した従来例のよ
うに負荷に直列に高抵抗を接続する必要がないの
で、電力損失を少くすることができる。
電圧を常に一定にする制御ループに、負荷インピ
ーダンス上昇時の負荷電流に一定のリミツタをか
ける負荷電流制御ループを関連づけて構成してい
るので、非常に高精度なリミツタ機能を実現でき
る。これによつて帯電器の負荷インピーダンスの
許容範囲が広がり出力電圧の設定範囲も広くとる
ことが可能となつた。また、前述した従来例のよ
うに負荷に直列に高抵抗を接続する必要がないの
で、電力損失を少くすることができる。
なお上記実施例では、トランス１次側と２次側
との電位差が非常に大きいので、出力電圧検出信
号及び負荷電流検出信号をアイソレーシヨンして
制御信号として使用することが望ましい。また、
スイツチングコンバータ１６は自励式でなく、他
励式でもよい。
との電位差が非常に大きいので、出力電圧検出信
号及び負荷電流検出信号をアイソレーシヨンして
制御信号として使用することが望ましい。また、
スイツチングコンバータ１６は自励式でなく、他
励式でもよい。
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、トランスを介して高圧出力を負荷に印加する
高圧電源装置において、出力電圧検出に誤差分が
ある場合に、電流検出値を用いてこの誤差分を除
去した出力電圧検出値をトランス１次側に帰還制
御して前記２次側の出力電圧を一定に制御する定
電圧制御回路、およびトランス２次側の低圧側に
設けた電流検出手段の検出電流値が所定値を越え
ると前記電流検出手段の出力を前記トランス１次
側に帰還することにより負荷電流を一定に制御す
る定電流制御回路を設けるようにしたので、誤差
のない定電圧制御および定電流制御のリミツタ制
御を正確に行なうことができ、さらに電流検出を
低圧側で行なうようにしているために、高耐圧の
検出素子を必要としない高精度かつ低損失の優れ
た高圧電源装置を提供することができる。
ば、トランスを介して高圧出力を負荷に印加する
高圧電源装置において、出力電圧検出に誤差分が
ある場合に、電流検出値を用いてこの誤差分を除
去した出力電圧検出値をトランス１次側に帰還制
御して前記２次側の出力電圧を一定に制御する定
電圧制御回路、およびトランス２次側の低圧側に
設けた電流検出手段の検出電流値が所定値を越え
ると前記電流検出手段の出力を前記トランス１次
側に帰還することにより負荷電流を一定に制御す
る定電流制御回路を設けるようにしたので、誤差
のない定電圧制御および定電流制御のリミツタ制
御を正確に行なうことができ、さらに電流検出を
低圧側で行なうようにしているために、高耐圧の
検出素子を必要としない高精度かつ低損失の優れ
た高圧電源装置を提供することができる。
第１図は、本発明に係る高圧電源装置の一実施
例及び他の実施例を示す回路図である。 １０……差動増幅回路、１６……自励式スイツ
チングコンバータ、２０……減衰回路。
例及び他の実施例を示す回路図である。 １０……差動増幅回路、１６……自励式スイツ
チングコンバータ、２０……減衰回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスを介して高圧出力を負荷に印加する
高圧電源装置において、 前記トランス２次側の負荷電流を前記トランス
２次側の低圧側において検出する電流検出手段、 前記電流検出手段の前段にあつて該電流検出手
段による誤差分を含む前記トランス２次側の出力
電圧を検出する電圧検出手段、 前記電流検出手段の検出電流値が所定値以下の
とき、前記出力電圧から前記電流検出手段の出力
を差し引き前記誤差分が相殺された出力電圧を前
記トランス１次側に帰還制御して前記２次側の出
力電圧を一定に制御する定電圧制御回路、およ
び、 前記電流検出手段の検出電流値が前記所定値を
越えると前記電流検出手段の出力を前記トランス
１次側に帰還することにより前記負荷電流を一定
に制御する定電流制御回路を有することを特徴と
する高圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP346082A JPS58123365A (ja) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | 高圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP346082A JPS58123365A (ja) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | 高圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58123365A JPS58123365A (ja) | 1983-07-22 |
| JPH0527340B2 true JPH0527340B2 (ja) | 1993-04-20 |
Family
ID=11557932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP346082A Granted JPS58123365A (ja) | 1982-01-14 | 1982-01-14 | 高圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58123365A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014069020A1 (ja) | 2012-10-31 | 2014-05-08 | 株式会社キッツ | リサイクル性と耐食性に優れた黄銅合金 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59104215U (ja) * | 1982-12-28 | 1984-07-13 | 株式会社村田製作所 | 定電流電源 |
| JPS59159184A (ja) * | 1983-03-02 | 1984-09-08 | Ricoh Co Ltd | 定電流高圧電源装置 |
| JPH083200Y2 (ja) * | 1986-01-29 | 1996-01-29 | 株式会社メレツク | ステツピングモ−タ駆動回路 |
| KR20020096831A (ko) * | 2001-12-08 | 2002-12-31 | 정우일렉콤(주) | 안전회로부가 내장된 고전압발생장치 |
| JP4133795B2 (ja) * | 2003-12-22 | 2008-08-13 | 関西電力株式会社 | 高圧電源装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54136619A (en) * | 1978-04-17 | 1979-10-23 | Toshiba Corp | Dc voltage stabilized power unit |
| JPS55120372A (en) * | 1979-03-09 | 1980-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power unit |
-
1982
- 1982-01-14 JP JP346082A patent/JPS58123365A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54136619A (en) * | 1978-04-17 | 1979-10-23 | Toshiba Corp | Dc voltage stabilized power unit |
| JPS55120372A (en) * | 1979-03-09 | 1980-09-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power unit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014069020A1 (ja) | 2012-10-31 | 2014-05-08 | 株式会社キッツ | リサイクル性と耐食性に優れた黄銅合金 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58123365A (ja) | 1983-07-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0580923A1 (en) | Circuit for detecting voltage variations in relation to a set value, for devices comprising errors amplifiers | |
| JPH0527340B2 (ja) | ||
| US4551668A (en) | Voltage sensing at loads remotely connected to power supplies | |
| US4871958A (en) | Charging circuit | |
| JPS5922564Y2 (ja) | 直流安定化電源装置 | |
| JP3180188B2 (ja) | 蓄電池充電回路および電池充電装置 | |
| JPH0527341B2 (ja) | ||
| JPH0534235Y2 (ja) | ||
| JP2507401Y2 (ja) | 過負荷保護回路のリセツト装置 | |
| JPH01175453A (ja) | 通信端末への電流供給回路 | |
| JPS6412181B2 (ja) | ||
| JP2846679B2 (ja) | 電源ユニットの並列冗長運転方式 | |
| JP2515394Y2 (ja) | スイッチング電源の過電流保護回路 | |
| JP3341264B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0573158A (ja) | 直流電源 | |
| JPS6025154Y2 (ja) | ミユ−テイング回路 | |
| JPH0314960Y2 (ja) | ||
| JP2001100852A (ja) | 定電圧レギュレータ回路 | |
| JPH058799Y2 (ja) | ||
| JP2600711B2 (ja) | クロスレギュレーションにおける非制御系出力電圧安定化回路 | |
| JPS607550Y2 (ja) | 増幅器の保護回路 | |
| JPS63239368A (ja) | 内燃機関点火装置 | |
| JPS6145448Y2 (ja) | ||
| JPH054014Y2 (ja) | ||
| JPH04101115U (ja) | 電源装置の負荷回路 |