JPH05122035A - 駆動電源内蔵型半導体装置 - Google Patents

駆動電源内蔵型半導体装置

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JPH05122035A
JPH05122035A JP3346632A JP34663291A JPH05122035A JP H05122035 A JPH05122035 A JP H05122035A JP 3346632 A JP3346632 A JP 3346632A JP 34663291 A JP34663291 A JP 34663291A JP H05122035 A JPH05122035 A JP H05122035A
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JP
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charging
output
potential
circuit
unit
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JP3346632A
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Inventor
Naoki Kumagai
直樹 熊谷
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Fuji Electric Co Ltd
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Fuji Electric Co Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 駆動電源内蔵型半導体装置において、内蔵さ
れた蓄電部の早期充電を行い、スイッチング時の損失を
抑制すると同時に、蓄電部の電圧は低く抑え、制御部を
低規格にて設計可能な安価でスイッチング特性の良い装
置を実現する。 【構成】 蓄電部３０を充電する充電部４０において、
充電用ＩＧＢＴ２３に印加される充電基準電圧は第１の
定電圧ダイオード４１により高く設定し、一方、第２の
定電圧ダイオード１１により第１の定電圧ダイオード４
１を短絡するように設定された短絡用ＭＯＳＦＥＴ２４
を導通状態とし、充電用ＩＧＢＴ２３を強制的にオフ状
態とすることにより蓄電部３０の電位を所定の電位に保
つ。さらに、ＬＥＤ１３からの光起電力により蓄電部３
０を充電する光起電力発生回路５６、駆動電源が確立さ
れていない場合は出力用ＩＧＢＴ２２を不動とする不動
回路５４を設置する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電力用スイッチング素
子などとして用いられる、駆動電源を負荷電源より得る
ことが可能な回路を有する駆動電源内蔵型の半導体装置
に関し、特に、半導体装置に設置された充電回路などの
構成に関するものである。出力用の絶縁ゲート型半導体
素子と、この絶縁ゲート型半導体素子のゲートを充放電
するゲート駆動回路、このゲート駆動回路の電源を供給
するためのコンデンサおよびコンデンサを充電する充電
回路よりなる駆動電源内蔵型の半導体装置においては、
その充電回路などの改良に関わるものである。
【０００２】
【従来の技術】図６に、同一出願人から特願平１−２６
６８５２号で提案された、従来技術による駆動電源内蔵
型半導体装置１の回路構成図を示してある。この装置に
おいては、出力スイッチ部１０が出力用絶縁ゲート型半
導体素子である出力用ＭＯＳＦＥＴ２からなり、そのド
レイン極とソース極のいずれか一方は図示しない負荷に
接続される。この出力ＭＯＳＦＥＴ２のゲートを駆動し
出力スイッチ１０を制御する出力制御部２０は、出力用
ＭＯＳＦＥＴ２のゲートの充電時に導通動作をするエン
ハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ３２、出力用ＭＯＳＦＥＴ
２のゲートの放電時に導通動作するデプレッション型Ｍ
ＯＳＦＥＴ３５により構成される。この両ＭＯＳＦＥＴ
３２、３５は互いに直列に接続されており、エンハンス
メント型ＭＯＳＦＥＴ３２のドレイン極は出力制御部２
０の電源受電端子２１に接続される。一方、デプレッシ
ョン形ＭＯＳＦＥＴのソース極は、出力用ＭＯＳＦＥＴ
２のソース極が接続されているこの半導体装置の負荷端
子の一方である端子Ｐｌに接続される。そして、この出
力制御部２０においては、エンハンスメント形ＭＯＳＦ
ＥＴ３２のゲート・ソース極間にフォトダイオードアレ
イ５１と抵抗３１の並列回路が、またデプレッション形
ＭＯＳＦＥＴ３５のゲート・ソース極間にフォトダイオ
ードアレイ５２と抵抗３４の並列回路が、それぞれ接続
される。これらの各フォトダイオードアレイ５１、５２
については、ＬＥＤ１３からの光をそれぞれ受光して、
ともに所定の光起電力が発生可能に配置される。
【０００３】この出力制御部２０に電源を供給するため
の蓄電部３０はコンデンサ３により構成される。このコ
ンデンサ３の高電位側極３ａは前記電源受電端子２１に
接続される。このコンデンサ３からなる蓄電部３０に充
電する充電部４０は、出力用ＭＯＳＦＥＴ２の休止動作
期間に、この出力用ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン極が接続
された負荷端子Ｐｈと、ソース極に接続された負荷端子
Ｐｌとの間の電圧を利用した充電回路である。この充電
部４０は、前記出力用ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン極と前
記コンデンサ３の高電位側極３ａの間に、互いに直列に
接続された充電用スイッチとしての充電用ＭＯＳＦＥＴ
５および逆流阻止ダイオード６と、出力用ＭＯＳＦＥＴ
２のドレイン極とソース極間に、互いに直列に接続され
た、電流制限抵抗７および第１の定電圧ダイオード４１
とにより構成される。そして、第１の定電圧ダイオード
４１の陽極は出力用ＭＯＳＦＥＴ２のソース極に、また
陰極は抵抗７と充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲートの両方に
接続され、充電用ＭＯＳＦＥＴ３にゲートを駆動する。
【０００４】上記の駆動電源内蔵型半導体装置では、出
力用ＭＯＳＦＥＴ２を導通動作させる場合には、信号源
としてのＬＥＤ１３を点灯する。ＬＥＤ１３の点灯によ
り、両フォトダイオードアレイ５１、５２には光起電力
が発生し、フォトダイオードアレイ５１の起電力によっ
てエンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴ３２は導通状態とな
り、またデプレッション形ＭＯＳＦＥＴ３５のゲート・
ソース間には負の電圧が印加されるのでデプレッション
形ＭＯＳＦＥＴ３５は休止動作となる。この結果、コン
デンサ３の電圧は出力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートに加え
られ、出力用ＭＯＳＥＦＴ２のゲートを充電し、出力用
ＭＯＳＦＥＴ２を導通動作させる。従って、この出力用
ＭＯＳＦＥＴ２に接続された負荷端子ＰｈとＰｌが導通
し、この半導体装置はスイッチの機能を果たす。
【０００５】また、出力用ＭＯＳＦＥＴ２を休止動作さ
せる場合には、ＬＥＤ１３を消灯する。ＬＥＤ１３の消
灯により、両フォトダイオードアレイ５１、５２の光起
電力は消失し、エンハンスメント形ＭＯＳＦＥＴ３２は
休止動作となり、またデプレッション形ＭＯＳＦＥＴ３
５は導通動作となる。この結果、コンデンサ３の電圧の
出力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートへの印加は停止され、出
力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートに蓄積していた電荷はデプ
レッション型ＭＯＳＦＥＴ３５を通して放電し、出力用
ＭＯＳＦＥＴ２は休止動作となる。
【０００６】次に、充電部４０の動作を説明する。先
ず、出力法ＭＯＳＦＥＴ２が休止動作にあり、したがっ
て、出力用ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン極・ソース極間に
は、負荷用電源の電圧にほぼ等しい高い電圧が加わって
いて、しかもコンデンサ３には、電荷が蓄えられていな
い場合を説明する。この場合、充電用ＭＯＳＦＥＴ５の
ソース極の電位は零であり、充電用ＭＯＳＦＥＴ３のゲ
ートの電位は定電圧ダイオード４１の電圧値で定まる値
となる。この時、充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲート・ソー
ス極間電圧が充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲートしきい値以
上の電圧値となるよう設定されているので、充電用ＭＯ
ＳＦＥＴ５は導通動作となる。これによりコンデンサ３
は、出力用ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン極・ソース極間の
電圧により充電用ＭＯＳＦＥＴ５、逆流阻止ダイオード
６を通して、高電位側極３ａ側が高電位となるよう充電
される。この充電によりコンデンサ３の高電位側極３ａ
の電位が上昇すると、これに伴い充電用ＭＯＳＦＥＴ５
のゲート・ソース極間の電圧は低下する。このため、充
電用ＭＯＳＦＥＴ５は休止動作となり、コンデンサ３へ
の充電は停止され、コンデンサ３の高電位側極３ａの電
位上昇が停止する。したがって、コンデンサ３の高電位
側極３ａの電位は、定電圧ダイオード４１の電圧値と充
電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲートしきい値との差程度の一定
値に保持される。この一定値に保持されるコンデンサ３
の電圧が、放棄した出力制御部２０の電源受電端子２１
に与えられ、駆動電源として使用される。前記した出力
制御部２０よる出力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートの充放電
動作により、コンデンサ３に蓄積された電荷が消費さ
れ、コンデンサ３の高電位側極３ａの電位は降下する
が、これは、出力用ＭＯＳＦＥＴ２の次の休止動作期間
に再度充電され、再び一定値に保持される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このような駆動電源内
蔵型半導体装置は、負荷として出力用ＭＯＳＦＥＴに接
続された外部回路から、半導体内部に用意された出力用
ＭＯＳＦＥＴを制御するための電源であるコンデンサを
必要に応じて充電できる。このため、この半導体装置に
制御用電源を特別に供給する必要はなく、駆動電源が内
蔵された半導体装置として取り扱うことができる。従っ
て、制御回路部と独立した電源回路のスイッチング素子
などに適している。
【０００８】この駆動電源内蔵型半導体装置において、
機能向上のため望まれていることに、スイッチング特性
の向上がある。すなわち、従来の駆動電源内蔵型半導体
装置においては、コンデンサ３の充電が進みその高電位
側極３ａの電位が上昇するに従い、充電用半導体素子と
しての充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲート・ソース極間の電
圧は低下する。一般に、ＭＯＳＦＥＴの出力特性はその
一例を図７に示すように飽和特性を持ち、高いドレイン
極・ソース極間電位；ＶDSの領域では、定電流特性を示
す。そして、この電流値は図７中に示すように、ゲート
・ソース極間電圧ＶGSが、ＶGS6 →ＶGS1へと低くなる
に従い小さくなる。従って、従来の駆動電源内蔵型半導
体装置では、コンデンサ３の充電が進んでゲート・ソー
ス極間電圧ＶGSが低下するに連れて充電能力が低下して
しまう。
【０００９】出力制御部２０の駆動する蓄電部１０の電
源電圧、すなわちコンデンサ３の高電位側極３ａの電位
の変動を小さくし、装置のスイッチング特性を向上する
ことが考えられているが、この場合に、上記の理由によ
り充電時間が著しく増大してしまう。すなわち、電源電
圧の変動を抑えるために、コンデンサ３の容量を充分大
きくすると、充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲート・ソース極
間電圧；ＶGSは常に低い値となる。従って、この充電用
ＭＯＳＦＥＴ５を流れてコンデンサ３を充電するドレイ
ン電流を大きくすることができず、充電に要する時間が
著しく増大するのである。このため、出力用絶縁ゲート
型半導体素子としての出力用ＭＯＳＦＥＴ２のオンデュ
ーティが大きくなり休止動作期間が短くなると、コンデ
ンサ３の充電が不完全となる。従って、出力制御部２０
を駆動する電圧が低下し、これに伴い出力用ＭＯＳＦＥ
Ｔ２のゲートを充分充電することが出来なくなる。この
結果、出力用ＭＯＳＦＥＴ２での発生損失の増大を引き
起こすこととなり、制御信号通りのスイッチング特性を
得ることが困難となる。
【００１０】さらに、充分な充電能力を有する場合に
は、出力用ＭＯＳＦＥＴ２の休止動作期間のターンオフ
動作開始直後のまだドレイン極・ソース極間電圧が低い
期間に充電が完了するため、充電用ＭＯＳＦＥＴ５での
発生損失は小さく抑えられる。
【００１１】しかしながら、充電能力が低い場合には、
出力用ＭＯＳＦＥＴ２のターンオフ動作が終了してドレ
イン極・ソース極間電圧が高い値に成った時点でも、コ
ンデンサ３への充電が継続されるため、充電用ＭＯＳＦ
ＥＴ５での発生損失が増大するという問題もある。
【００１２】一方、これらの問題に対応して、スイッチ
ング特性の向上を図るためには、定電圧ダイオード４１
に高い電圧値のものを選定し、充電用ＭＯＳＦＥＴ５の
ゲート・ソース極間電圧ＶGSが高い状態で充電を行うこ
とが考えられる。しかしながら、このような状態下で
は、コンデンサ３が急速に充電されてその高電位側極３
ａの電位を高くなるため、上記の発生損失の増大する問
題がかなり解決されるとしても、この高電位のため、出
力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース極間、充電用ＭＯ
ＳＦＥＴ５のゲート・ソース極間、さらに出力制御部２
０に高い電圧が加わることとなるので、これらに使用す
る素子に高い耐電圧のものを使用しなければならない。
従って、装置全体の価格が増大してしまう。
【００１３】また、蓄電部の充電初期時、あるいは、出
力用ＭＯＳＦＥＴ２のオンデューティが高く充電が充分
でない時などにおいて、出力制御部を駆動する電圧が確
立されていない場合に、負荷側の電位が変動すると、そ
の電位の変動により出力スイッチ部が誤動作する問題が
ある。すなわち、蓄電部３０の電源が確立されていない
と、ＭＯＳＦＥＴ３５は高インピーダンス状態であり、
この時、出力ＭＯＳＦＥＴ２に係る負荷電位が変動する
と、この出力ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン・ゲート間にド
レインゲート容量を介して電流が流れる。従って、出力
ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電位が上昇し、端子ＰｈとＰｌ
が接続されることあり得る。特にブリッジ回路などの上
下アームに本装置が使用される場合においては、この電
位変動によるオン現象により、上下アームが同時にオン
となるいわゆるアーム短絡が発生する可能性がある。従
って、安全のためには、電位変動によるオン現象を排除
し、信頼性の高いスイッチング特性とすることが望まし
い。
【００１４】さらに、従来の装置においては、蓄電部の
充電は、出力スイッチ部がオフとなり、充分な電位差が
負荷端子Ｐｈ、Ｐｌ間に生じている場合にのみ行うこと
ができる。従って、出力スイッチ部が長時間オンとなっ
ている場合は、出力制御部のダイオード、ＭＯＳＦＥＴ
などからの漏れ電流により、蓄電部たるコンデンサの電
圧が低下してしまう。従って、このような場合において
も、再度オンとなる場合に充電が不十分となり易く、出
力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートを充分充電することが出来
なくなる。このため、出力用ＭＯＳＦＥＴ２での発生損
失の増大を引き起こすこととなり、制御信号に従ったス
イッチング特性を得ることが困難となる。
【００１５】そこで、本発明においては、上記の問題点
に鑑みて、本発明は、高い耐電圧の素子など用いずに、
出力用絶縁ゲート型半導体素子のアンデューティの大き
い場合などにおいても、所定の駆動電源電圧を早期に確
立可能とし、スイッチング特性が良く、また、電源電圧
が確立していない場合の誤動作を防止し、信頼性が高
く、安価な駆動電源内蔵型半導体装置を実現することに
ある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明においては、蓄電部の充電電位が所定の電
位となった場合に充電を強制的に中止する強制充電解除
手段を採用することにより、蓄電部の充電電位を必要以
上に上昇させることなく、早期充電の完了を可能として
いる。すなわち、本発明に係る、出力用スイッチ部と、
この出力用スイッチ部を入力制御信号に基づき制御する
出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を供給する蓄
電部と、この蓄電部を出力用スイッチ部に接続される外
部回路から充電する充電部とを有し、この充電部が外部
回路に接続された定電圧出力手段と、この定電圧出力手
段からの充電基準電位に基づき外部回路から充電する充
電用スイッチ手段を備えている駆動電源内蔵型半導体装
置においては、充電部が蓄電部の充電電位により充電用
スイッチ手段を強制的に開放する強制充電解除手段を備
えていることを特徴としている。
【００１７】この充電用スイッチ手段として、充電基準
電位がゲート電位として印加される絶縁ゲート型半導体
素子を用いる場合は、蓄電部の充電電位を判定する充電
電位判定回路と、この充電電位判定回路に基づき定電圧
出力手段をバイパスし充電基準電位を絶縁ゲート型半導
体素子がオフ状態となるオフ電位とするオフスイッチ回
路とを具備する強制充電解除手段を用いることができ
る。
【００１８】また、充電電位が確立されていない場合の
誤動作を避けるためには、蓄電部の充電電位に基づき出
力用スイッチ部を強制的に不動状態とする強制不動手段
を備えることが有効である。
【００１９】さらに、蓄電部における電圧降下を抑制す
るためには、出力制御部が、入力制御信号により作動す
る光発生手段を介して制御する光出力制御部である場合
は、この光発生手段に起因する光起電力により蓄電部を
充電する光起電力発生手段を備えていることが望まし
い。さらに、出力制御部として、前記光起電力発生手段
からの光起電力に基づき前記出力用スイッチ部を制御す
る光起電力制御部を採用することが有効である。また、
光発生手段としてＬＥＤを、また、光起電力発生手段と
してフォトトランジスタアレイを採用することができ
る。
【００２０】このような装置において、出力用スイッチ
部をパワートランジスタ、絶縁ゲート型半導体素子など
のスイッチング素子により構成することが可能であり、
大容量で、高速のスイッチングを行うためには、絶縁ゲ
ート型半導体素子により構成することが有効である。こ
の場合は、出力用スイッチ部として出力用絶縁ゲート型
半導体素子を、出力制御部としてこの出力用絶縁ゲート
型半導体素子のゲートを充放電するゲート駆動回路を、
充電部としてこのゲート駆動回路に電源を供給するため
のコンデンサを、また、充電部として出力用絶縁ゲート
型半導体素子のドレイン極とソース極の間の電圧を利用
して前記コンデンサを充電する充電回路とを有してお
り、この充電回路が、前記ドレイン極と前記コンデンサ
の間に接続されしかも互いに直列に接続される充電用半
導体素子および逆流阻止ダイオードと、前記ドレイン極
と前記ソース極間に接続されしかも互いに直列に接続さ
れる抵抗および第１の定電圧ダイオードとを備え、しか
もこの第１の定電圧ダイオードの陽極が前記出力用絶縁
ゲート型半導体素子のソース極に接続され、かつこの第
１の定電圧ダイオードの陰極が前記充電用半導体素子の
ゲートおよび前記抵抗に接続される駆動電源内蔵型半導
体装置において、前記充電回路に、前記コンデンサの高
電位側極に第２の定電圧ダイオードを介してそのゲート
が接続され、このコンデンサの電圧に応じてスイッチン
グ動作を行い、その導通作動時に前記第１の定電圧ダイ
オードの少なくとも一部を短絡する短絡用半導体素子を
設けた駆動電源内蔵型半導体装置が含まれる。
【００２１】また、短絡用半導体素子として、ＮＰＮト
ランジスタを採用し、第２の定電圧ダイオードの陽極と
このＮＰＮトランジスタのベースに接続することも可能
であり、さらに、短絡用半導体素子として、絶縁ゲート
型半導体素子を採用し、第２の定電圧ダイオードの陽極
を抵抗を介して出力用絶縁ゲート型半導体素子のソース
極ならびに前記短絡用半導体素子としての絶縁ゲート型
半導体素子のゲート極に接続することも可能である。
【００２２】
【作用】このように、本発明においては、強制充電解除
手段により、充電部への充電を強制的に終了するように
しているので、充電用スイッチ手段に係る充電基準電位
をその充電能力が増加するように設定することが可能と
なる。充電基準電位により充電能力が左右される充電用
スイッチ手段として、例えば、充電基準電位がゲート電
位として印加される絶縁ゲート型半導体素子がある。こ
の場合は、従来、蓄電部における充電電位が所定の電位
となった場合に、この絶縁ゲート型半導体素子を開とす
る必要があった。このため、蓄電部と充電基準電位との
差を大きく設定することが不可能であり、充分な充電能
力を発揮させることができなかった。しかし、本発明で
は、強制充電解除手段により、蓄電部において所定の充
電電位が確保されるため、この絶縁ゲート型半導体素子
には、充分に高い電位を充電基準電位として印加でき、
充電能力の向上を図ることが可能となる。
【００２３】このような強制充電解除手段としては、充
電電位が所定の電位となったときに、充電電位判定回路
に基づき定電圧出力手段をバイパスし、充電基準電位を
充電用スイッチ手段たる絶縁ゲート型半導体素子が開放
状態となる電位にプルアップまたはプルダウンするオフ
スイッチ回路を用いることができる。
【００２４】また、充電電位が確立されていない場合
に、強制不動手段により出力用スイッチ部を強制的に不
動状態とすることにより、充電不確立に伴う出力用スイ
ッチ部の誤動作の防止を図ることができる。出力用スイ
ッチ部が絶縁ゲート型半導体素子により構成されている
場合は、蓄電部の充電電位が所定の電位に達していない
ときにこの絶縁ゲート型半導体素子が開放状態となるよ
うに、そのゲート電位をプルアップ、あるいはプルダウ
ンするスイッチング素子、またはコンパレータ回路など
により強制不動手段を構成することが可能である。
【００２５】さらに、光出力制御部を採用している場合
は、光起電力発生手段により制御に用いられる光発生手
段の光から電荷を発生させ、この電荷を蓄電部に供給す
ることにより、蓄電部の電圧降下を抑制することが可能
である。従って、長期間出力用スイッチ部が閉となって
いる場合においても、漏れ電流による蓄電部の電圧降下
を、光起電力発生手段により補償することができる。
【００２６】本発明において、前記の構成として、例え
ば、蓄電部としてコンデンサを、このコンデンサの充電
電位を判断する充電電位判定回路として第２の定電圧ダ
イオード、オフスイッチ回路として短絡用半導体素子を
用いた場合は、充電によってコンデンサ電圧が上昇し、
第２の定電圧ダイオードの定電圧値に従う所定値に到達
した場合には、短絡用半導体素子が導通動作となり、第
１の定電圧ダイオードの一部あるいは全部を短絡するこ
とで、充電用半導体素子のゲート電位を低下させ、充電
用半導体素子のゲート・ソース極間電圧をそのゲートし
きい値以下とすることで、充電用半導体素子を矯正的に
休止動作状態に移行させ、コンデンサの充電を停止す
る。これによって、出力用絶縁ゲート型半導体素子のオ
ンデューティが大きく、したがって休止動作期間が短い
場合でも、駆動回路用の駆動電源電圧は所定の値を維持
できる。
【００２７】
【実施例】以下本発明の実施例を図面を参照して詳細に
説明する。
【００２８】〔実施例１〕図１に実施例１に係る駆動電
源内蔵型半導体装置の回路構成を示してある。本例の装
置１は、ＩＧＢＴ２２を用いた高速動作の可能な大電流
操作用のスイッチング装置であり、ＩＧＢＴ２２により
構成された出力用スイッチ部１０と、この出力用スイッ
チ部１０を操作する出力制御部２０、出力制御部２０へ
駆動電源を供給する蓄電部３０、さらに、この蓄電部３
０に充電を行う充電部４０から構成されている。
【００２９】本装置１の出力制御部２０は、ＬＥＤを用
いて本装置１を制御する制御装置の制御回路と本装置と
を電気的に遮断し、制御装置側へのノイズ等の伝達を防
止できるようになっている。そのため、本例の出力制御
部２０は、ＬＥＤ１３による発光回路５５、この発光回
路５５からの光により光起電力を発生する光起電力発生
回路５６、この光起電力を増幅してＩＧＢＴ２２に印加
される出力制御信号とするインバータ５７および５８、
さらに、出力制御部２０を駆動する電圧が規定電位Ｖｔ
ｈ以下の場合に出力制御信号を固定する不動回路５９か
ら構成されている。
【００３０】また、本例の光起電力発生回路５６は、Ｌ
ＥＤ１３からの光により光起電力を発生する手段として
光ダイオードアレイ５１が採用されており、ＬＥＤ１３
が発光した場合は、電位Ｖ５の光起電力を発生できる。
この光ダイオードアレイ５１の高電位側５１ａは、蓄電
部３０から駆動電源の供給されるインバータ５７を構成
しているＭＯＳＦＥＴ１７ａ、１８ａのゲート電極に接
続されている。また、このＭＯＳＦＥＴ１７ａ、１８ａ
のゲート電極は、抵抗２７を介して負荷の低電位側と接
続される負荷端子Ｐｌに接続されている。従って、ＬＥ
Ｄ１３が発光すると、光起電力によりインバータ５７の
入力は高電位と、また、このインバータ５７の出力が入
力されるインバータ５８の入力は低電位となる。このた
め、インバータ５８の出力は高電位となり、このインバ
ータ５８の出力が接続されているＩＧＢＴ２２は導通状
態となる。このように、本例の装置においては、ＬＥＤ
１３が発光して、フォトダイオードアレイ５１から起電
力が発生すると、インバータ５７、５８によりＩＧＢＴ
２２が駆動される。従って、フォトダイオードアレイ５
１からの光起電力がＩＧＢＴ２２を駆動するには足らな
い場合であっても、ＩＧＢＴ２２のゲート電極を充電す
るに充分な電力を蓄電部３０からの供給できるため、非
常に速度の早いスイッチング動作が可能となっている。
さらに、光ダイオードアレイ５１の高電位側５１ａは、
ダイオード５３を介して蓄電部３０の高電位側３ａとも
接続されている。このため、ＬＥＤ１３が発光している
場合は、光ダイオードアレイ５１の起電力により蓄電部
３０に電流供給が可能となっている。
【００３１】一方、ＬＥＤ１３が消灯となると、光ダイ
オードアレイ５１から光起電力は発生せず、抵抗２７を
介してインバータ５７の入力が低電位となる。このた
め、インバータ５８の出力は低電位となり、ＩＧＢＴ２
２はオープン状態となる。
【００３２】本例の出力制御部２０には、さらに不動回
路５４が設置されている。本例の不動回路５４は、Ｐチ
ャンネル型のＭＯＳＦＥＴ５４により構成されており、
このＭＯＳＦＥＴ５４のゲート電極に蓄電部３０の高電
位が印加されるようになっている。また、このＭＯＳＦ
ＥＴ５４のソース側が低電位となる負荷端子Ｐｌに、ド
レイン側がＩＧＢＴ２２のゲート電極に接続されてい
る。このため、蓄電部３０の電位がこのＭＯＳＦＥＴ５
４の閾値Ｖｔｈ以下の場合は、ＭＯＳＦＥＴ５４が導通
状態となっているので、ＩＧＢＴ２２のゲート電位は低
電位に固定される。従って、蓄電部３０の電位がインバ
ータ５７、５８を駆動するには不足している場合であっ
ても、ＩＧＢＴ２２のゲート電位は低電圧側に固定され
ているので、オープンコレクタ状態は回避できる。この
ため、蓄電部３０の電位が低い場合は、ＩＧＢＴ２２は
オープン状態に固定されており、ＩＧＢＴ２２の負荷側
に急激な電位変動があったような場合においても、ＩＧ
ＢＴ２２がオンするような不具合を避けることができ
る。一方、蓄電部３０の電位が確立されて高電位となっ
ている場合は、ＭＯＳＦＥＴ５４はオフ状態であるの
で、ＩＧＢＴ２２のゲート電位に影響を及ぼすことはな
い。また、蓄電部３０が高電位の場合にＭＯＳＦＥＴ５
４がオフであるので、このＭＯＳＦＥＴ５４を介して蓄
電部３０に蓄積された電荷が流出するようなこともな
い。このように、不動回路５４は、蓄電部３０の電源が
確立されている場合は、装置になんらの影響を及ぼさな
いようになっている。
【００３３】このような出力制御部２０を駆動する電源
は、本例の装置においては、コンデンサ３を蓄電手段と
して用いた蓄電部３０から供給されている。そして、こ
の蓄電部３０は、本装置１の出力端子Ｐｈ、Ｐｌに接続
される負荷回路から充電部４０により充電されるように
なっている。本例の充電部４０は、負荷端子Ｐｈ、Ｐｌ
に接続された負荷回路からの電流を蓄電部３０に供給す
る充電用スイッチ回路４２、この充電用スイッチ回路４
２を制御するための充電基準電位Ｖ２を発生する定電圧
回路４３、蓄電部３０の電位を判定する充電電位判定回
路４５、さらに、この充電電位判定回路４５の判定結果
に基づき充電基準電位Ｖ２を変更するオフスイッチ回路
４４から構成されている。
【００３４】先ず、充電用スイッチ回路４２は、負荷回
路の高電位側と接続される負荷端子Ｐｈにコレクタ側が
接続された充電用ＩＧＢＴ２３により構成されており、
この充電用ＩＧＢＴ２３のエミッタ側は、逆流阻止ダイ
オード６を介して蓄電部３０の高電位側３ａに接続され
ている。従って、この充電用ＩＧＢＴ２３が導通状態と
なれば蓄電部３０に用いられているコンデンサ３が充電
されるようになっている。この充電用ＩＧＢＴ２３のゲ
ート電位を制御する定電圧回路４３は、負荷端子Ｐｈ側
から抵抗７、逆流阻止ダイオード８、さらに第１の定電
圧ダイオード４１から構成されている。この第１の定電
圧ダイオード４１は、定電圧Ｖ２を確保することが可能
であり、このダイオード４１の高電位側が充電用ＩＧＢ
Ｔ２３のゲート電極に接続されている。従って、ダイオ
ード４１に係る電圧が所定の定電圧Ｖ２を越えるような
電位Ｖ１が定電圧回路４３に印加されると、充電用ＩＧ
ＢＴ２３のゲート電位は定電圧Ｖ２に維持される。この
定電圧Ｖ２が充電用ＩＧＢＴ２３の閾値以上であれば充
電用ＩＧＢＴは導通状態となり、充電が開始される。そ
して、前述した従来例の充電用ＭＯＳＦＥＴ５と同様
に、充電用ＩＧＢＴ２３においても、充電時の電流を大
きくし、充電時間を短くするためには、ゲート電位とエ
ミッタ電位との差を大きくすることが望ましい。従っ
て、本例においては定電圧Ｖ２は充分高い値に設定され
ている。
【００３５】このように充電用ＩＧＢＴ２３に係る定電
圧Ｖ２が高い場合においては、出力制御部において従来
と同じ定格のものを使用するために、充電部３０の充電
電位が所定の電圧に達したところで、充電を停止する必
要がある。このため、本例の装置においては、充電電位
判定回路４５と、オフスイッチ回路４４が設置されてい
る。本例の充電電位判定回路４５は、蓄電部３０の高電
位側に接続された第２の定電圧ダイオード１１とこのダ
イオード１１と低電位となる負荷端子Ｐｌとの間に設置
された抵抗２５により構成されている。また、オフスイ
ッチ回路４４は、充電電位判定回路４５の抵抗２５に発
生した電位がゲート電極に印加されるＮチャンネル形の
短絡用ＭＯＳＦＥＴ２４から構成されており、この短絡
用ＭＯＳＦＥＴ２４は前述した第１の定電圧ダイオード
４１と並列に接続されている。この第２の定電圧ダイオ
ード１１は蓄電部３０の電位が所定の充電電位Ｖ５を越
えると電流が流れるように設定されているので、蓄電部
３０の電位が充電電位Ｖ５を越えると短絡用ＭＯＳＦＥ
Ｔ２４のゲート電位がソース側と比較し、高電位とな
る。従って、短絡用ＭＯＳＦＥＴ２４が導通状態とな
り、第１の定電圧ダイオード４１をバイパスした回路が
形成される。このため、充電用ＩＧＢＴ２３のゲート電
位は、低電位にプルダウンされ、充電用ＩＧＢＴ２３は
開放状態となり、蓄電部３０への充電が終了する。
【００３６】次に、図２に示した各部の電位の変動に基
づき本装置の動作を説明する。Ｐ１は、負荷端子Ｐｈ、
Ｐｌに負荷される電位を示す。Ｐ２は、充電用ＩＧＢＴ
２３のゲート電位を示し、Ｐ３は蓄電部３０の高電位側
の電位を示す。また、Ｐ４は、フォトダイオードアレイ
５１による光起電力を示し、Ｐ５は出力用ＩＧＢＴ２２
のゲート電位を示す。
【００３７】先ず、時刻ｔ１において、負荷側のスイッ
チが入り、負荷端子Ｐｈ、Ｐｌに電位差が発生する。負
荷端子Ｐｌが接地されているとすると、出力スイッチ部
１０がオープン状態下で負荷端子Ｐｈは、電位Ｖ３とな
る。この際、負荷電源の立ち上がり時のｄＶ／ｄｔによ
り、コレクタ・ゲート間容量を通じて電流が流れる。
【００３８】そして、コンデンサ３の電位が確立してい
ないため、インバータ５８は高インピーダンス状態であ
り、不動回路５９がないとＶ１１に示すようにゲート電
位Ｐ５が上昇し、一時的に導通状態となる。しかしなが
ら、本例においては不動回路５９により、コンデンサ３
の電位が確立していない場合は、ゲート電位Ｐ５が低電
位に固定されているので、Ｖ１１のような一時的な導通
状態は生じない。
【００３９】一方、時刻ｔ２において、負荷端子の電位
Ｐ１が電位Ｖ１となり、充電用ＩＧＢＴ２３のゲート電
位Ｐ２が所定の充電電位Ｖ２に達すると、充電用ＩＧＢ
Ｔ２３は導通状態となり、コンデンサ３に充電が開始さ
れる。そして、時刻ｔ３において、コンデンサ３の電位
Ｐ３が所定の電位Ｖ４になると、第２の定電圧ダイオー
ド１１が導通し、短絡用ＭＯＳＦＥＴ２４がオンとな
る。従って、ゲート電位Ｐ２は低電位となり充電用ＩＧ
ＢＴ２３はオフとなる。
【００４０】このようにコンデンサ３が充電された状態
において、時刻ｔ４に制御信号が入り、ＬＥＤ１３が発
光すると、ダイオードアレイ５４の高電位側Ｐ４に光起
電力が発生する。この光起電力により、コンデンサ３に
蓄積された電位に基づきインバータ５７、５８が駆動
し、出力用ＩＧＢＴ２２のゲート電位Ｐ５を高電位とす
る。従って、出力用ＩＧＢＴ２２が導通状態となり、負
荷電位Ｐ１は低下する。
【００４１】コンデンサ３の電位Ｐ３は、インバータ５
７、５８を駆動し、出力用ＩＧＢＴ２２のゲート電極を
充電したため、低下する。
【００４２】コンデンサ３の電位は逆流阻止ダイオード
６などによりできるかぎり漏れないように考慮されてい
るが、インバータ５７、５８からの漏れ電流などにより
除々に低下してしまう。従って、出力用ＩＧＢＴ２２の
導通状態が長時間継続する場合は、コンデンサ３の電位
Ｐ３がＶ１２のように低下してしまい、次の充電に時間
がかかったり、また、出力用ＩＧＢＴ２２の閾値以下に
低下してしまうこともあり得る。しかしながら、本例に
おいては、ダイオードアレイ５１がＬＥＤ１３により光
起電力Ｖ５を発生しており、その光起電力Ｖ５がコンデ
ンサ３に供給されているので、コンデンサ３の電位Ｐ３
の低下が抑制されている。従って、次の充電時間を短縮
でき、また、出力用ＩＧＢＴ２２の閾値以下に電位が低
下することもない。
【００４３】次に、時刻ｔ５において、制御信号により
ＬＥＤ１３が消灯すると、ダイオードアレイ５１からの
起電力がなくなり、インバータ５８の出力は低電位とな
るので、出力用ＩＧＢＴ２２はオフ状態となる。従っ
て、負荷端子の電位Ｐ１は高電位に復帰し、このため、
充電用ＩＧＢＴ２３のゲート電位Ｐ２は充電電位Ｖ２が
印加される。従来の装置であれば、この充電電位Ｖ２に
よりコンデンサ３の電位が決定されるため、充電電位Ｖ
２を高く設定することが不可能であった。しかし、本例
の装置においては、コンデンサ３の電位が所定の電位Ｖ
４に達すると、充電電位判定回路４５およびオフスイッ
チ回路４４により充電が自動的に終了するようにしてい
るため、充電電位Ｖ２を非常に高く設定することが可能
である。従って、コンデンサ３への充電電流を高く保持
することができ、短時間に充電を終了して、次の制御信
号に備えることができる。
【００４４】このように、本装置においては、蓄電部に
とっては非常に条件が厳しい、オンデューティーの高い
動作状態であっても、蓄電部において、充分な駆動電圧
を確保することができるので、出力用ＩＧＢＴにおける
損失も少なく、スイッチング動作の信頼性も高い。ま
た、オン状態が長時間継続すると言った厳しい条件下に
おいても、フォトダイオードの光起電力を用いて漏れ電
流を補充しているため、スイッチング動作に必要な駆動
電圧を確保することができる。さらに、負荷が接続され
た場合などの駆動電圧が確立されていない場合であって
も、出力用ＩＧＢＴの動作を固定するようにしているの
で、誤動作を生ずるようなこともない。このように、本
例の装置により、損失が少なく、非常に信頼性の高い駆
動電源内蔵型半導体装置が実現可能である。また、本例
の装置は、蓄電部における駆動電圧は従来と同様の電圧
に設定した上記の性能を確保することが可能であるの
で、出力制御部に用いられてる部分に高い定格のものを
採用する必要はなく、安価なものである。
【００４５】〔実施例２〕図３に、実施例２に係る駆動
電源内蔵型半導体装置の回路を示してある。本例の装置
も実施例１と同様に、ＩＧＢＴ２２を用いた高速動作の
可能な大電流操作用のスイッチング装置であり、ＩＧＢ
Ｔ２２により構成された出力用スイッチ部１０と、この
出力用スイッチ部１０を操作する出力制御部２０、出力
制御部２０へ駆動電源を供給する蓄電部３０、さらに、
この蓄電部３０に充電を行う充電部４０から構成されて
いる。従って、実施例１と共通する部分においては、同
じ符号を付して説明を省略する。
【００４６】本例において着目すべき点は、光起電力発
生回路が２つ用意されていることである。すなわち、本
例においては、ＬＥＤ１３の発光によりインバータ５
７、５８の動作を制御する光起電力発生回路５６と、コ
ンデンサ３からなる蓄電部３０を充電するための光起電
力充電回路６０とが用意されている。本例の光起電力発
生回路５６は、フォトダイオード２６と、このフォトダ
イオード２６の高電位側と低電圧となる負荷端子Ｐｌと
の間に接続された抵抗２７から構成されている。
【００４７】そして、フォトダイオード２６の高電位側
がインバータ５７の入力に接続されている。従って、実
施例１と同様にＬＥＤ１３が点灯してフォトダイオード
２６に光起電力が発生すると、インバータ５７の入力が
高電位となり、インバータ５８の入力が低電位となるこ
のため出力用ＩＧＢＴ２２のゲート電位は高電位とな
り、本装置は導通状態となる。ＬＥＤ１３が消灯した場
合も実施例１と同様に付き説明を省略する。
【００４８】一方、光起電力充電回路６０は、フォトダ
イオードアレイ５１とダイオード５３から構成されてお
り、実施例１の光起電力発生回路と略同様の構成であ
る。そして、ＬＥＤ１３が点灯している間に発生した光
起電力により、コンデンサ３を充電できるようになって
いる。本例においては、インバータ５７、５８の制御
は、この光起電力充電回路６０とは別の、光起電力発生
回路５６により行われるため、コンデンサ３の充電をよ
り効率的に行うことができる。従って、本装置は、実施
例１と比較し、蓄電部１０への光起電力による充電量を
確保できるという点から、導通状態に保持される期間が
長い装置に適していると言える。また、本装置において
は、実施例１の装置と比較し、導通状態に保持される期
間が長く、オン・オフの周期が長いため、コンデンサ３
の充電に時間をかけることが可能である。このため、本
例の装置の充電部４０においては、充電電位判定回路４
５およびオフスイッチ回路４４を省略して、回路の簡易
化が図られている。
【００４９】なお、本例においては、ＬＥＤ１３を光起
電力充電回路６０と、光起電力発生回路５６とに共通の
光源として用いるが、それぞれの回路５６、６０専用に
光源を設けても良いことは勿論である。また、光起電力
を発生する手段として、フォトダイオードに限らず、フ
ォトトランジスタなど種々のものを採用することも勿論
可能である。
【００５０】〔実施例３〕図４に実施例３に係る駆動電
源内蔵型半導体装置の回路構成図を示してある。
【００５１】本例の装置は、Ｎチャンネル型の出力用Ｍ
ＯＳＦＥＴ２を用いた大電流操作用のスイッチング装置
であり、出力用ＭＯＳＦＥＴ２により構成された出力用
スイッチ部１０が採用されている。また、実施例１と同
様にこの出力用スイッチ部１０に加え、この出力用スイ
ッチ部１０を操作する出力制御部２０、出力制御部２０
へ駆動電源を供給する蓄電部３０、さらに、この蓄電部
３０に充電を行う充電部４０から本例の装置１が構成さ
れている。従って、実施例１と共通する部分において
は、同じ符号を付して説明を省略する。
【００５２】本例の装置の充電部４０は、実施例１と同
様に、充電用スイッチ回路４２、この充電用スイッチ回
路４２を制御するための充電基準電位Ｖ２を発生する定
電圧回路４３、蓄電部３０の電位を判定する充電電位判
定回路４５、さらに、この充電電位判定回路４５の判定
結果に基づき充電基準電位Ｖ２を変更するオフスイッチ
回路４４から構成されている。本例においては、充電用
スイッチ回路４２として充電用ＭＯＳＦＥＴ５が用いら
れている。また、本例の定電圧回路４３には、この充電
用ＭＯＳＦＥＴ５のゲート電極に印加される充電基準電
位Ｖ２をさらに高く設定するために、第１の定電圧ダイ
オード４１と直列に負荷定電圧ダイオード９が接続され
ている。また、オフスイッチ回路４４としてはＮＰＮト
ランジスタ１２が短絡用半導体素子として採用されてお
り、この半導体素子１２が第１の定電圧ダイオード４１
を短絡するように接続されている。そして、この短絡用
半導体素子１２を制御する充電電位判定回路４５には、
第２の定電圧ダイオード１１が採用されており、陰極が
コンデンサ３の高電位側極３ａに、陽極が短絡用半導体
素子としてのＮＰＮトランジスタ１２のベースに接続さ
れている。なお、ＮＰＮトランジスタ１２は、そのベー
スを第二の定電圧ダイオード１１の陽極に、コレクタを
第一の定電圧ダイオード４１の陰極に、エミッタを同じ
く第一の定電圧ダイオード４１の陽極に、各々接続され
ている。また、付加定電圧ダイオード９の定電圧値は、
コンデンサ３が所定電圧値に充電されしかも定電圧ダイ
オード４１が短絡された条件において、充電用ＭＯＳＦ
ＥＴ５のゲート・ソース極間電圧を、充電用ＭＯＳＦＥ
Ｔ５のゲートしきい値未満の電圧値とする値に設定され
る。逆流阻止ダイオード８が、電流制限抵抗７と充電用
ＭＯＳＦＥＴ５のゲートとの間に必要により挿入され
る。
【００５３】上記の充電部４０の動作を説明する。先
ず、出力用ＭＯＳＦＥＴ２が休止動作にあり、したがっ
て、出力用ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン極・ソース極間に
は、負荷用電源の電圧にほぼ等しい高い電圧が加わって
いて、しかもコンデンサ３には、電荷が蓄えられていな
い場合について説明する。この場合充電用半導体素子と
しての充電用ＭＯＳＦＥＴ５のソース極の電位はほぼ零
であり、充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲートの電位は共に第
一の定電圧ダイオードである定電圧ダイオード９の電圧
値と定電圧ダイオード４１の電圧値の和で定まる高い値
となる。このため、充電用ＭＯＳＦＥＴ５は導通動作と
なる。移行従来例と同様の手順で、コンデンサ３は充電
されるが、本回路では、充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲート
の電位を高く、したがって充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲー
ト・ソース極間電圧；ＶGSを高くすることが出来るの
で、ドレイン電流；ＩB が大きくなり、短時間に充電を
行うことができる。充電されてコンデンサ３の電圧が上
昇し、第二の定電圧ダイオード１１のアバランシェ降下
あるいはトンネル降下による定電圧値を越えると、短絡
用半導体素子としての短絡用ＮＰＮトランジスタ１２の
ベースに電流が流れ、短絡用ＮＰＮトランジスタ１２が
導通動作に切り替わり、定電圧ダイオード４１を短絡す
る。定電圧ダイオード４１が短絡されることで、充電用
ＭＯＳＦＥＴ５のゲート電位は付加定電圧ダイオード９
による電圧のみとなり、充電用ＭＯＳＦＥＴ５のゲート
・ソース極間電圧；ＶGSはゲートしきい値以下となる。
この結果、充電用ＭＯＳＦＥＴ５は休止動作状態とな
り、コンデンサ３への充電は停止され、コンデンサ３の
高電位側極３ａの電位上昇は停止する。したがって、コ
ンデンサ３の高電位側極３ａの電位は、定電圧ダイオー
ド１１の電圧値に従う一定値に充電されることとなる。
【００５４】次に、出力制御部２０について説明する。
この出力制御部２０は、その出力が出力用ＭＯＳＦＥＴ
２のゲートに接続される、出力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲー
ト駆動回路であり、ここでは、高速動作により適した回
路方式の一例を用いている。
【００５５】本例の出力制御部２０において、１４は、
陰極を電源受電端子２１に、陽極を後記するＮＰＮトラ
ンジスタ１５のベースに接続された光ダイオードであ
り、信号源としてのＬＥＤ１３からの光りを受光して、
所定の光起電力が発生可能に配置される。１５は、ベー
スが光ダイオード１４の陽極に、コレクタが抵抗１６を
介して電源受電端子２１に、エミッタが出力用ＭＯＳＦ
ＥＴ２のソース極に接続された、ＮＰＮトランジスタで
ある。１７ａ、１８ａはそれぞれが一対で動作するイン
バータであり、１７ａはドレイン極が電源受電端子２１
に、ソース極が後記する１８ａのドレイン極に、ゲート
がＮＰＮトランジスタ１５のコレクタに接続された、Ｐ
チャンネルＭＯＳＦＥＴであり、１８ａはドレイン極が
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ａのソース極に、ソース
極が出力用ＭＯＳＦＥＴ２のソース極に、ゲートがＰチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ａのゲートと共通にＮＰＮト
ランジスタ１５のコレクタに接続された、Ｎチャンネル
ＭＯＳＦＥＴである。なお、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
１７ａのゲートとＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ａのゲ
ートとの接続点は、１７ａ、１８ａからなるインバータ
の入力点であり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ａのソ
ース極とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ａのどれいん極
との接続点はインバータの出力点であり、その出力は出
力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートに与えられる。
【００５６】前記したゲート駆動回路２ａの動作を説明
する。ＬＥＤ１３を点灯すると、光ダイオード１４には
光起電力が発生し、これによってＮＰＮトランジスタ１
５は導通動作に移行するので、インバータの入力はＬOW
レベルとなり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ａは導通
動作状態に、またＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ａは休
止動作状態になり、インバータの出力はＨigh レベルに
なる。インバータの出力がＨigh レベルとなるとこれに
よって、出力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートを充電するの
で、出力用ＭＯＳＦＥＴ２は導通動作状態にされる。ま
た、ＬＥＤ１３を消灯すると、ＮＰＮトランジスタ１５
は休止動作に移行するので、インバータの入力はＨigh
レベルとなり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ａは休止
動作状態に、またＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ａは導
通動作状態になり、インバータの出力はＬOWレベルとな
る。この場合、出力用ＭＯＳＦＥＴ２のゲートに蓄積さ
れた電荷は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ａを通して
放電するので、これによって、出力用ＭＯＳＦＥＴ２は
休止動作状態にされる。
【００５７】〔実施例４〕図５に、実施例４に係る駆動
電源内蔵型半導体装置の回路構成図を示してある。本例
の駆動電源内蔵型半導体装置は、実施例１および２と同
様にＩＧＢＴ２２を用いた高速動作の可能な大電流操作
用のスイッチング装置であり、ＩＧＢＴ２２により構成
された出力用スイッチ部１０と、この出力用スイッチ部
１０を操作する出力制御部２０、出力制御部２０へ駆動
電源を供給する蓄電部３０、さらに、この蓄電部３０に
充電を行う充電部４０から構成されている。従って、実
施例１と共通する部分においては、同じ符号を付して説
明を省略する。
【００５８】また、図４に示す駆動電源内蔵型半導体装
置と比較すると、出力用絶縁ゲート型半導体素子として
ＩＧＢＴ２２を用い、充電部４０の充電用半導体素子と
して充電用ＩＧＢＴ２３を用い、さらに、短絡用半導体
素子としての短絡用ＭＯＳＦＥＴ２４を採用している点
で異なる。さらに、第２の定電圧ダイオード１１に加わ
る電圧が所定値を越えることで電源が流れた場合、短絡
用ＭＯＳＦＥＴ２４を導通動作状態にするために必要な
ゲート電位を与えるための抵抗２５を付加している。実
施例３とこれらの点において異なるが本質的な動作は図
４に示した回路の場合と変わりはない。図５に示した実
施例の場合、図４に於ける第１の定電圧ダイオードの一
部である定電圧ダイオード９が省かれているが、これは
充分高い定電圧値のものを選定すれば定電圧ダイオード
４１のみで良いからである。なお、定電圧ダイオード４
１は、短絡用ＭＯＳＦＥＴ２４の規制ダイオードを使用
することができる。
【００５９】出力制御部２０は実施例３と異なり、実施
例１および２と略同じである。すなわち、光起電力発生
回路５３は、信号源としてのＬＥＤ１３からなる光信号
発生回路５５からの光を受光して、所定の光起電力が発
生可能に配置される光ダイオード２６と、この光ダイオ
ード２６に光起電力が発生した場合に、ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ１７ａおよびＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８
ａからなる初段インバータ５７の入力点に、Ｈigh レベ
ルの入力を与えるための抵抗２７から構成されている。
２段目のインバータ５８は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
１７ｂおよびＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ｂから構成
されており、初段インバータ５７の、ＰチャンネルＭＯ
ＳＦＥＴ１７ａおよびＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ａ
と同様、一対で動作する二段目のインバータであり、そ
の動作は初段インバータ５７も同じである。なお、二段
目のインバータ５８の出力は、出力用ＩＧＢＴ２２のゲ
ートに与えられる。本例の装置のように、負荷を接続し
た際のｄＶ／ｄｔがそれ程大きくなく、また、ＩＧＢＴ
２２の導通状態が長く継続しない場合などにおいては、
不動回路、光起電力による充電回路を省略して装置の簡
易化を図ることも可能である。
【００６０】本例の出力制御部２０の動きを説明する
と、ＬＥＤ１３からの光りを光ダイオード２６が受光す
ると、二段目のインバータ５８の入力はＬOWレベルとな
るので、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ｂは導通動作状
態に、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ｂは休止動作状態
になり、その出力はＨighレベルとなる。すなわち、出
力制御部２０の出力はＨigh レベルとなり、出力用ＩＧ
ＢＴ２２は導通動作状態にされる。また、ＬＥＤ１３を
消灯すると、二段目のインバータ５８の入力はＨigh レ
ベルとなるので、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７ｂは休
止動作状態に、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ１８ｂは導通
動作状態になり、その出力はＬOWレベルとなる。これに
よって、出力制御部２０の出力はＬOWレベルとなり、出
力用ＩＧＢＴ２２は休止動作状態にされる。
【００６１】上記の実施例において、出力用スイッチ部
１０として、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴといった出力
用絶縁ゲート型半導体素子が採用された装置に基づき説
明してきたが、その他の同様の半導体デバイス、例えば
ＭＣＴなどの絶縁ゲート型半導体素子を適用しても良
い。また、絶縁ゲート型半導体素子に限らず、パワート
ランジスタなどのバイポーラ型半導体素子などを採用し
ても良く、勿論、複数の素子の組み合わせにより出力用
スイッチ部を構成しても良い。
【００６２】また、上記の各実施例においては、信号源
としてＬＥＤを用いた光絶縁型の出力制御部に基づき説
明したが、フォットカプラなどのオプトアイソレータを
用いても勿論良い。また、制御信号との絶縁を必要とし
ない場合は、外部からの制御信号により直接出力制御部
を作動させても良い。
【００６３】さらに、定電圧設定回路において充電用半
導体素子のドレイン極とゲートとの間に、電流制限抵抗
に直列に挿入されている逆流阻止ダイオードは、出力用
スイッチ部が導通状態となり、負荷端子に印加される電
圧が低く成った場合に、充電用半導体素子のゲートに蓄
えられた電荷が、逆流して放電するのを防止するための
ものである。このため、出力用スイッチ部の、スイッチ
ング周期が充分短く、かつ電流制限抵抗の値が充分大き
い場合には、省略することも勿論可能である。
【００６４】また、上記実施例において、フォトダイオ
ードとして、用途によりＰＩＮフォトダイオード、ＡＰ
Ｄなどが採用できる。このように、上記実施例に示した
回路構成は一例に過ぎず、装置の用途、条件により様々
な回路が採用できることはもちろんである。
【００６５】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明に係る駆
動電源内蔵型半導体装置は、蓄電部の充電電位により充
電部からの充電動作を強制的に終了させる強制充電解除
手段を備えている。従って、蓄電部における充電後の電
位を必要以上に上げることなく、充電部に印加する充電
基準電位を高く設定できる。このため、充電部から蓄電
部に供給される電流の増加が図られ、短時間に蓄電部の
充電を完了することが可能となる。従って、オンデュー
ティが高い場合であっても、安定した駆動電源の電圧を
確保することができるので、スイッチング時の損失を低
減でき、また、スイッチングの信頼性を向上することが
可能となる。そして、蓄電部における充電後の電位は従
来と同様に設定できるので、この蓄電部からの電源供給
により駆動される出力制御部は、従来と同様の規格で設
計できる。このため、本発明によりスイッチング時の損
失が低く、信頼性が高く、同時に安価な駆動電源内蔵型
半導体装置を実現することができる。
【００６６】さらに、強制不動手段により、蓄電部の電
位が確立されていない場合の誤動作を防止することが可
能となり、さらにスイッチングの信頼性を向上すること
ができる。
【００６７】また、光絶縁型の出力制御部を採用してい
る場合は、光起電力発生手段を用いて、制御信号に基づ
き発光する光発生手段から蓄電部を充電することが可能
であり、漏れ電流による蓄電部の電圧降下を抑制するこ
とができる。このため、長期間導通状態が継続する場合
であっても、電圧降下によるスイッチングの誤動作を防
止することができ、また、充電時間を短縮することによ
り、スイッチング動作の信頼性をさらに向上することが
できる。
【００６８】例えば、出力制御部に駆動電源を供給する
蓄電部としてコンデンサが採用されている場合は、この
コンデンサの電圧値が所定値より低い場合には、充電部
の充電スイッチ手段である充電用半導体素子のゲートに
充分高い電圧を与えて、大きい値のドレイン電流を流
し、これによって、コンデンサの充電を短時間で終了す
るようにすることができる。そして、充電によってコン
デンサ電圧が上昇し、蓄電部の充電電位判定回路たる第
２の定電圧ダイオードの定電圧値に従う所定値に到達し
た場合には、定電圧出力手段としての第１の定電圧ダイ
オードの一部あるいは全部を、オフスイッチ回路たる短
絡用半導体素子のゲート電位を低下させて短絡させ、充
電用半導体素子を休止動作状態に移行させることによ
り、コンデンサの充電を停止するようにする。これによ
って、本装置のオンデューティが大きく、したがって休
止動作期間が短い場合でも、出力用スイッチ手段たる出
力用絶縁ゲート型半導体素子を駆動する駆動電源電圧は
所定の値を維持できる。さらに、出力用絶縁ゲート型半
導体素子の発生損失を小さく抑制でき、また、出力用絶
縁ゲート型半導体素子のターンオフ動作の初期におい
て、コンデンサの充電を完了させることができるので、
充電用半導体素子の発生損失を抑制することも可能であ
る。さらに、蓄電部からの駆動電圧が印加される回路用
素子に高い耐電圧の素子の使用を必要としないので信頼
性が高く、かつ安価な駆動電源内蔵型半導体装置を実現
できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図２】図１に示す駆動電源内蔵型半導体装置の動作を
説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明の第２実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第４実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図６】従来の駆動電源内蔵型半導体装置の回路構成を
示す回路図である。
【図７】ＭＯＳＦＥＴの出力特性の一例を示す出力特性
図
【符号の説明】
１ ・・・ 駆動電源内蔵型半導体装置 ２ ・・・ 出力用ＭＯＳＦＥＴ ３ ・・・ コンデンサ ３ａ・・・ 高電位側極 ５ ・・・ 充電用ＭＯＳＦＥＴ ６ ・・・ 逆流阻止ダイオード ７ ・・・ 電流制限抵抗 ８ ・・・ 逆流阻止ダイオード ９ ・・・ 付加定電圧ダイオード １０・・・ 出力用スイッチ部 １１・・・ 第２の定電圧ダイオード １２・・・ 短絡用ＮＰＮトランジスタ １３・・・ ＬＥＤ １７・・・ ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ １８・・・ ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ ２０・・・ 出力制御部 ２２・・・ 出力用ＩＧＢＴ ２３・・・ 充電用ＩＧＢＴ ２４・・・ 短絡用ＭＯＳＦＥＴ ２５・・・ 抵抗 ２６・・・ フォトダイオード ３０・・・ 蓄電部 ３１、３４・・・ 抵抗 ３２、３５・・・ ＭＯＳＦＥＴ ４０・・・ 充電部 ４１・・・ 第１の定電圧ダイオード ４２・・・ 充電用スイッチ回路 ４３・・・ 定電圧発生回路 ４４・・・ オフスイッチ回路 ４５・・・ 充電電圧判定回路 ５１、５２・・・ フォトダイオードアレイ ５３・・・ ダイオード ５４・・・ ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ ５５・・・ 発光回路 ５６・・・ 光起電力発生回路 ５７、５８・・・ インバータ ５９・・・ 不動回路 ６０・・・ 光起電力充電回路

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 出力用スイッチ部と、この出力用スイッ
    チ部を入力制御信号に基づき制御する出力制御部と、こ
    の出力制御部へ駆動電源を供給する蓄電部と、この蓄電
    部を前記出力用スイッチ部に接続される外部回路から充
    電する充電部とを有し、この充電部が外部回路に接続さ
    れた定電圧出力手段と、この定電圧出力手段からの充電
    基準電位に基づき前記外部回路から充電する充電用スイ
    ッチ手段を備えている駆動電源内蔵型半導体装置におい
    て、 前記充電部は、前記蓄電部の充電中の電位により前記充
    電用スイッチ手段を強制的に開放する強制充電解除手段
    を備えていることを特徴とする駆動電源内蔵型半導体装
    置。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記充電用スイッチ
    手段は、前記充電基準電位がゲート電位として印加され
    る絶縁ゲート型半導体素子であって、前記強制充電解除
    手段は、前記蓄電部の充電電位を判定する充電電位判定
    回路と、この充電電位判定回路に基づき前記定電圧出力
    手段をバイパスし前記充電基準電位を前記絶縁ゲート型
    半導体素子がオフ状態となるオフ電位とするオフスイッ
    チ回路とを具備していることを特徴とする駆動電源内蔵
    型半導体装置。
  3. 【請求項３】 出力用スイッチ部と、この出力用スイッ
    チ部を入力制御信号に基づき制御する光発生手段を介し
    て制御する出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を
    供給する蓄電部と、この蓄電部を前記出力用スイッチ部
    に接続される外部回路から充電する充電部とを有し、こ
    の充電部が外部回路に接続された定電圧出力手段と、こ
    の定電圧出力手段からの充電基準電位に基づき前記外部
    回路から充電する充電用スイッチ手段を備えている駆動
    電源内蔵型半導体装置において、 前記蓄電部の充電電位に基づき前記出力用スイッチ部を
    強制的に不動状態とする強制不動手段を備えている特徴
    とする駆動電源内蔵型半導体装置。
  4. 【請求項４】 請求項１または２において、前記蓄電部
    の充電電位に基づき前記出力用スイッチ部を強制的に不
    動状態とする強制不動手段を備えている特徴とする駆動
    電源内蔵型半導体装置。
  5. 【請求項５】 出力用スイッチ部と、この出力用スイッ
    チ部を入力制御信号により作動する光発生手段を介して
    制御する出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を供
    給する蓄電部と、この蓄電部を前記出力用スイッチ部に
    接続される外部回路から充電する充電部とを有し、この
    充電部が外部回路に接続された定電圧出力手段と、この
    定電圧出力手段からの充電基準電位に基づき前記外部回
    路から充電する充電用スイッチ手段を備えている駆動電
    源内蔵型半導体装置において、前記光発生手段に起因す
    る光起電力により蓄電部を充電する光起電力発生手段を
    備えていることを特徴とする駆動電源内蔵型半導体装
    置。
  6. 【請求項６】 請求項１ないし４のいずれかにおいて、
    前記出力制御部は、前記入力制御信号により作動する光
    発生手段を介して制御する光出力制御部であり、この光
    発生手段に起因する光起電力により蓄電部を充電する光
    起電力発生手段を備えていることを特徴とする駆動電源
    内蔵型半導体装置。
  7. 【請求項７】 請求項５または６において、前記出力制
    御部は、前記光起電力発生手段からの光起電力に基づき
    前記出力用スイッチ部を制御する光起電力制御部である
    ことを特徴とする駆動電源内蔵型半導体装置。
  8. 【請求項８】 請求項５ないし７のいずれかにおいて、
    前記光発生手段は、ＬＥＤであり、前記光起電力発生手
    段は、フォトトランジスタアレイであることを特徴とす
    る駆動電源内蔵型半導体装置。
  9. 【請求項９】 請求項１ないし８のいずれかにおいて、
    前記出力用スイッチ部は絶縁ゲート型半導体素子である
    出力用絶縁ゲート型半導体素子からなることを特徴とす
    る駆動電源内蔵型半導体装置。
  10. 【請求項１０】 請求項９において、前記出力制御部
    は、前記出力用絶縁ゲート型半導体素子のゲートを充放
    電するゲート駆動回路であり、前記蓄電部は、このゲー
    ト駆動回路に電源を供給するためのコンデンサであり、
    前記充電部は、前記出力用絶縁ゲート型半導体素子のド
    レイン極とソース極の間の電圧を利用して前記コンデン
    サを充電する充電回路を有しており、この充電回路が、
    前記ドレイン極と前記コンデンサの間に接続されしかも
    互いに直列に接続される充電用半導体素子および逆流阻
    止ダイオードと、前記ドレイン極と前記ソース極間に接
    続されしかも互いに直列に接続される抵抗および第１の
    定電圧ダイオードとを備え、しかもこの第１の定電圧ダ
    イオードの陽極が前記出力用絶縁ゲート型半導体素子の
    ソース極に接続され、かつこの第１の定電圧ダイオード
    の陰極が前記充電用半導体素子のゲートおよび前記抵抗
    に接続される駆動電源内蔵型半導体装置において、 前記充電回路に、前記コンデンサの高電位側極に第２の
    定電圧ダイオードを介してそのゲートが接続され、この
    コンデンサの電圧に応じてスイッチング動作を行い、そ
    の導通作動時に前記第１の定電圧ダイオードの少なくと
    も一部を短絡する短絡用半導体素子を設けたことを特徴
    とする駆動電源内蔵型半導体装置。
  11. 【請求項１１】 請求項１０において、前記短絡用半導
    体素子は、ＮＰＮトランジスタであり、前記第２の定電
    圧ダイオードの陽極がこのＮＰＮトランジスタのベース
    に接続されていることを特徴とする駆動電源内蔵型半導
    体装置。
  12. 【請求項１２】 請求項１０において、前記短絡半導体
    素子は、絶縁ゲート型半導体素子であり、前記第２の定
    電圧ダイオードの陽極は抵抗を介して出力用絶縁ゲート
    型半導体素子のソース極に接続されるとともに、この第
    ２の定電圧ダイオードの陽極が前記短絡用絶縁ゲート型
    半導体素子のゲート極に接続されていることを特徴とす
    る駆動電源内蔵型半導体装置。
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