JPH05122035A - 駆動電源内蔵型半導体装置 - Google Patents
駆動電源内蔵型半導体装置Info
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- JPH05122035A JPH05122035A JP3346632A JP34663291A JPH05122035A JP H05122035 A JPH05122035 A JP H05122035A JP 3346632 A JP3346632 A JP 3346632A JP 34663291 A JP34663291 A JP 34663291A JP H05122035 A JPH05122035 A JP H05122035A
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- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
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- H03K17/78—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled
- H03K17/785—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used using opto-electronic devices, i.e. light-emitting and photoelectric devices electrically- or optically-coupled controlling field-effect transistor switches
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- Power Engineering (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 駆動電源内蔵型半導体装置において、内蔵さ
れた蓄電部の早期充電を行い、スイッチング時の損失を
抑制すると同時に、蓄電部の電圧は低く抑え、制御部を
低規格にて設計可能な安価でスイッチング特性の良い装
置を実現する。 【構成】 蓄電部30を充電する充電部40において、
充電用IGBT23に印加される充電基準電圧は第1の
定電圧ダイオード41により高く設定し、一方、第2の
定電圧ダイオード11により第1の定電圧ダイオード4
1を短絡するように設定された短絡用MOSFET24
を導通状態とし、充電用IGBT23を強制的にオフ状
態とすることにより蓄電部30の電位を所定の電位に保
つ。さらに、LED13からの光起電力により蓄電部3
0を充電する光起電力発生回路56、駆動電源が確立さ
れていない場合は出力用IGBT22を不動とする不動
回路54を設置する。
れた蓄電部の早期充電を行い、スイッチング時の損失を
抑制すると同時に、蓄電部の電圧は低く抑え、制御部を
低規格にて設計可能な安価でスイッチング特性の良い装
置を実現する。 【構成】 蓄電部30を充電する充電部40において、
充電用IGBT23に印加される充電基準電圧は第1の
定電圧ダイオード41により高く設定し、一方、第2の
定電圧ダイオード11により第1の定電圧ダイオード4
1を短絡するように設定された短絡用MOSFET24
を導通状態とし、充電用IGBT23を強制的にオフ状
態とすることにより蓄電部30の電位を所定の電位に保
つ。さらに、LED13からの光起電力により蓄電部3
0を充電する光起電力発生回路56、駆動電源が確立さ
れていない場合は出力用IGBT22を不動とする不動
回路54を設置する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、電力用スイッチング素
子などとして用いられる、駆動電源を負荷電源より得る
ことが可能な回路を有する駆動電源内蔵型の半導体装置
に関し、特に、半導体装置に設置された充電回路などの
構成に関するものである。出力用の絶縁ゲート型半導体
素子と、この絶縁ゲート型半導体素子のゲートを充放電
するゲート駆動回路、このゲート駆動回路の電源を供給
するためのコンデンサおよびコンデンサを充電する充電
回路よりなる駆動電源内蔵型の半導体装置においては、
その充電回路などの改良に関わるものである。
子などとして用いられる、駆動電源を負荷電源より得る
ことが可能な回路を有する駆動電源内蔵型の半導体装置
に関し、特に、半導体装置に設置された充電回路などの
構成に関するものである。出力用の絶縁ゲート型半導体
素子と、この絶縁ゲート型半導体素子のゲートを充放電
するゲート駆動回路、このゲート駆動回路の電源を供給
するためのコンデンサおよびコンデンサを充電する充電
回路よりなる駆動電源内蔵型の半導体装置においては、
その充電回路などの改良に関わるものである。
【0002】
【従来の技術】図6に、同一出願人から特願平1−26
6852号で提案された、従来技術による駆動電源内蔵
型半導体装置1の回路構成図を示してある。この装置に
おいては、出力スイッチ部10が出力用絶縁ゲート型半
導体素子である出力用MOSFET2からなり、そのド
レイン極とソース極のいずれか一方は図示しない負荷に
接続される。この出力MOSFET2のゲートを駆動し
出力スイッチ10を制御する出力制御部20は、出力用
MOSFET2のゲートの充電時に導通動作をするエン
ハンスメント型MOSFET32、出力用MOSFET
2のゲートの放電時に導通動作するデプレッション型M
OSFET35により構成される。この両MOSFET
32、35は互いに直列に接続されており、エンハンス
メント型MOSFET32のドレイン極は出力制御部2
0の電源受電端子21に接続される。一方、デプレッシ
ョン形MOSFETのソース極は、出力用MOSFET
2のソース極が接続されているこの半導体装置の負荷端
子の一方である端子Plに接続される。そして、この出
力制御部20においては、エンハンスメント形MOSF
ET32のゲート・ソース極間にフォトダイオードアレ
イ51と抵抗31の並列回路が、またデプレッション形
MOSFET35のゲート・ソース極間にフォトダイオ
ードアレイ52と抵抗34の並列回路が、それぞれ接続
される。これらの各フォトダイオードアレイ51、52
については、LED13からの光をそれぞれ受光して、
ともに所定の光起電力が発生可能に配置される。
6852号で提案された、従来技術による駆動電源内蔵
型半導体装置1の回路構成図を示してある。この装置に
おいては、出力スイッチ部10が出力用絶縁ゲート型半
導体素子である出力用MOSFET2からなり、そのド
レイン極とソース極のいずれか一方は図示しない負荷に
接続される。この出力MOSFET2のゲートを駆動し
出力スイッチ10を制御する出力制御部20は、出力用
MOSFET2のゲートの充電時に導通動作をするエン
ハンスメント型MOSFET32、出力用MOSFET
2のゲートの放電時に導通動作するデプレッション型M
OSFET35により構成される。この両MOSFET
32、35は互いに直列に接続されており、エンハンス
メント型MOSFET32のドレイン極は出力制御部2
0の電源受電端子21に接続される。一方、デプレッシ
ョン形MOSFETのソース極は、出力用MOSFET
2のソース極が接続されているこの半導体装置の負荷端
子の一方である端子Plに接続される。そして、この出
力制御部20においては、エンハンスメント形MOSF
ET32のゲート・ソース極間にフォトダイオードアレ
イ51と抵抗31の並列回路が、またデプレッション形
MOSFET35のゲート・ソース極間にフォトダイオ
ードアレイ52と抵抗34の並列回路が、それぞれ接続
される。これらの各フォトダイオードアレイ51、52
については、LED13からの光をそれぞれ受光して、
ともに所定の光起電力が発生可能に配置される。
【0003】この出力制御部20に電源を供給するため
の蓄電部30はコンデンサ3により構成される。このコ
ンデンサ3の高電位側極3aは前記電源受電端子21に
接続される。このコンデンサ3からなる蓄電部30に充
電する充電部40は、出力用MOSFET2の休止動作
期間に、この出力用MOSFET2のドレイン極が接続
された負荷端子Phと、ソース極に接続された負荷端子
Plとの間の電圧を利用した充電回路である。この充電
部40は、前記出力用MOSFET2のドレイン極と前
記コンデンサ3の高電位側極3aの間に、互いに直列に
接続された充電用スイッチとしての充電用MOSFET
5および逆流阻止ダイオード6と、出力用MOSFET
2のドレイン極とソース極間に、互いに直列に接続され
た、電流制限抵抗7および第1の定電圧ダイオード41
とにより構成される。そして、第1の定電圧ダイオード
41の陽極は出力用MOSFET2のソース極に、また
陰極は抵抗7と充電用MOSFET5のゲートの両方に
接続され、充電用MOSFET3にゲートを駆動する。
の蓄電部30はコンデンサ3により構成される。このコ
ンデンサ3の高電位側極3aは前記電源受電端子21に
接続される。このコンデンサ3からなる蓄電部30に充
電する充電部40は、出力用MOSFET2の休止動作
期間に、この出力用MOSFET2のドレイン極が接続
された負荷端子Phと、ソース極に接続された負荷端子
Plとの間の電圧を利用した充電回路である。この充電
部40は、前記出力用MOSFET2のドレイン極と前
記コンデンサ3の高電位側極3aの間に、互いに直列に
接続された充電用スイッチとしての充電用MOSFET
5および逆流阻止ダイオード6と、出力用MOSFET
2のドレイン極とソース極間に、互いに直列に接続され
た、電流制限抵抗7および第1の定電圧ダイオード41
とにより構成される。そして、第1の定電圧ダイオード
41の陽極は出力用MOSFET2のソース極に、また
陰極は抵抗7と充電用MOSFET5のゲートの両方に
接続され、充電用MOSFET3にゲートを駆動する。
【0004】上記の駆動電源内蔵型半導体装置では、出
力用MOSFET2を導通動作させる場合には、信号源
としてのLED13を点灯する。LED13の点灯によ
り、両フォトダイオードアレイ51、52には光起電力
が発生し、フォトダイオードアレイ51の起電力によっ
てエンハンスメント形MOSFET32は導通状態とな
り、またデプレッション形MOSFET35のゲート・
ソース間には負の電圧が印加されるのでデプレッション
形MOSFET35は休止動作となる。この結果、コン
デンサ3の電圧は出力用MOSFET2のゲートに加え
られ、出力用MOSEFT2のゲートを充電し、出力用
MOSFET2を導通動作させる。従って、この出力用
MOSFET2に接続された負荷端子PhとPlが導通
し、この半導体装置はスイッチの機能を果たす。
力用MOSFET2を導通動作させる場合には、信号源
としてのLED13を点灯する。LED13の点灯によ
り、両フォトダイオードアレイ51、52には光起電力
が発生し、フォトダイオードアレイ51の起電力によっ
てエンハンスメント形MOSFET32は導通状態とな
り、またデプレッション形MOSFET35のゲート・
ソース間には負の電圧が印加されるのでデプレッション
形MOSFET35は休止動作となる。この結果、コン
デンサ3の電圧は出力用MOSFET2のゲートに加え
られ、出力用MOSEFT2のゲートを充電し、出力用
MOSFET2を導通動作させる。従って、この出力用
MOSFET2に接続された負荷端子PhとPlが導通
し、この半導体装置はスイッチの機能を果たす。
【0005】また、出力用MOSFET2を休止動作さ
せる場合には、LED13を消灯する。LED13の消
灯により、両フォトダイオードアレイ51、52の光起
電力は消失し、エンハンスメント形MOSFET32は
休止動作となり、またデプレッション形MOSFET3
5は導通動作となる。この結果、コンデンサ3の電圧の
出力用MOSFET2のゲートへの印加は停止され、出
力用MOSFET2のゲートに蓄積していた電荷はデプ
レッション型MOSFET35を通して放電し、出力用
MOSFET2は休止動作となる。
せる場合には、LED13を消灯する。LED13の消
灯により、両フォトダイオードアレイ51、52の光起
電力は消失し、エンハンスメント形MOSFET32は
休止動作となり、またデプレッション形MOSFET3
5は導通動作となる。この結果、コンデンサ3の電圧の
出力用MOSFET2のゲートへの印加は停止され、出
力用MOSFET2のゲートに蓄積していた電荷はデプ
レッション型MOSFET35を通して放電し、出力用
MOSFET2は休止動作となる。
【0006】次に、充電部40の動作を説明する。先
ず、出力法MOSFET2が休止動作にあり、したがっ
て、出力用MOSFET2のドレイン極・ソース極間に
は、負荷用電源の電圧にほぼ等しい高い電圧が加わって
いて、しかもコンデンサ3には、電荷が蓄えられていな
い場合を説明する。この場合、充電用MOSFET5の
ソース極の電位は零であり、充電用MOSFET3のゲ
ートの電位は定電圧ダイオード41の電圧値で定まる値
となる。この時、充電用MOSFET5のゲート・ソー
ス極間電圧が充電用MOSFET5のゲートしきい値以
上の電圧値となるよう設定されているので、充電用MO
SFET5は導通動作となる。これによりコンデンサ3
は、出力用MOSFET2のドレイン極・ソース極間の
電圧により充電用MOSFET5、逆流阻止ダイオード
6を通して、高電位側極3a側が高電位となるよう充電
される。この充電によりコンデンサ3の高電位側極3a
の電位が上昇すると、これに伴い充電用MOSFET5
のゲート・ソース極間の電圧は低下する。このため、充
電用MOSFET5は休止動作となり、コンデンサ3へ
の充電は停止され、コンデンサ3の高電位側極3aの電
位上昇が停止する。したがって、コンデンサ3の高電位
側極3aの電位は、定電圧ダイオード41の電圧値と充
電用MOSFET5のゲートしきい値との差程度の一定
値に保持される。この一定値に保持されるコンデンサ3
の電圧が、放棄した出力制御部20の電源受電端子21
に与えられ、駆動電源として使用される。前記した出力
制御部20よる出力用MOSFET2のゲートの充放電
動作により、コンデンサ3に蓄積された電荷が消費さ
れ、コンデンサ3の高電位側極3aの電位は降下する
が、これは、出力用MOSFET2の次の休止動作期間
に再度充電され、再び一定値に保持される。
ず、出力法MOSFET2が休止動作にあり、したがっ
て、出力用MOSFET2のドレイン極・ソース極間に
は、負荷用電源の電圧にほぼ等しい高い電圧が加わって
いて、しかもコンデンサ3には、電荷が蓄えられていな
い場合を説明する。この場合、充電用MOSFET5の
ソース極の電位は零であり、充電用MOSFET3のゲ
ートの電位は定電圧ダイオード41の電圧値で定まる値
となる。この時、充電用MOSFET5のゲート・ソー
ス極間電圧が充電用MOSFET5のゲートしきい値以
上の電圧値となるよう設定されているので、充電用MO
SFET5は導通動作となる。これによりコンデンサ3
は、出力用MOSFET2のドレイン極・ソース極間の
電圧により充電用MOSFET5、逆流阻止ダイオード
6を通して、高電位側極3a側が高電位となるよう充電
される。この充電によりコンデンサ3の高電位側極3a
の電位が上昇すると、これに伴い充電用MOSFET5
のゲート・ソース極間の電圧は低下する。このため、充
電用MOSFET5は休止動作となり、コンデンサ3へ
の充電は停止され、コンデンサ3の高電位側極3aの電
位上昇が停止する。したがって、コンデンサ3の高電位
側極3aの電位は、定電圧ダイオード41の電圧値と充
電用MOSFET5のゲートしきい値との差程度の一定
値に保持される。この一定値に保持されるコンデンサ3
の電圧が、放棄した出力制御部20の電源受電端子21
に与えられ、駆動電源として使用される。前記した出力
制御部20よる出力用MOSFET2のゲートの充放電
動作により、コンデンサ3に蓄積された電荷が消費さ
れ、コンデンサ3の高電位側極3aの電位は降下する
が、これは、出力用MOSFET2の次の休止動作期間
に再度充電され、再び一定値に保持される。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】このような駆動電源内
蔵型半導体装置は、負荷として出力用MOSFETに接
続された外部回路から、半導体内部に用意された出力用
MOSFETを制御するための電源であるコンデンサを
必要に応じて充電できる。このため、この半導体装置に
制御用電源を特別に供給する必要はなく、駆動電源が内
蔵された半導体装置として取り扱うことができる。従っ
て、制御回路部と独立した電源回路のスイッチング素子
などに適している。
蔵型半導体装置は、負荷として出力用MOSFETに接
続された外部回路から、半導体内部に用意された出力用
MOSFETを制御するための電源であるコンデンサを
必要に応じて充電できる。このため、この半導体装置に
制御用電源を特別に供給する必要はなく、駆動電源が内
蔵された半導体装置として取り扱うことができる。従っ
て、制御回路部と独立した電源回路のスイッチング素子
などに適している。
【0008】この駆動電源内蔵型半導体装置において、
機能向上のため望まれていることに、スイッチング特性
の向上がある。すなわち、従来の駆動電源内蔵型半導体
装置においては、コンデンサ3の充電が進みその高電位
側極3aの電位が上昇するに従い、充電用半導体素子と
しての充電用MOSFET5のゲート・ソース極間の電
圧は低下する。一般に、MOSFETの出力特性はその
一例を図7に示すように飽和特性を持ち、高いドレイン
極・ソース極間電位;VDSの領域では、定電流特性を示
す。そして、この電流値は図7中に示すように、ゲート
・ソース極間電圧VGSが、VGS6 →VGS1へと低くなる
に従い小さくなる。従って、従来の駆動電源内蔵型半導
体装置では、コンデンサ3の充電が進んでゲート・ソー
ス極間電圧VGSが低下するに連れて充電能力が低下して
しまう。
機能向上のため望まれていることに、スイッチング特性
の向上がある。すなわち、従来の駆動電源内蔵型半導体
装置においては、コンデンサ3の充電が進みその高電位
側極3aの電位が上昇するに従い、充電用半導体素子と
しての充電用MOSFET5のゲート・ソース極間の電
圧は低下する。一般に、MOSFETの出力特性はその
一例を図7に示すように飽和特性を持ち、高いドレイン
極・ソース極間電位;VDSの領域では、定電流特性を示
す。そして、この電流値は図7中に示すように、ゲート
・ソース極間電圧VGSが、VGS6 →VGS1へと低くなる
に従い小さくなる。従って、従来の駆動電源内蔵型半導
体装置では、コンデンサ3の充電が進んでゲート・ソー
ス極間電圧VGSが低下するに連れて充電能力が低下して
しまう。
【0009】出力制御部20の駆動する蓄電部10の電
源電圧、すなわちコンデンサ3の高電位側極3aの電位
の変動を小さくし、装置のスイッチング特性を向上する
ことが考えられているが、この場合に、上記の理由によ
り充電時間が著しく増大してしまう。すなわち、電源電
圧の変動を抑えるために、コンデンサ3の容量を充分大
きくすると、充電用MOSFET5のゲート・ソース極
間電圧;VGSは常に低い値となる。従って、この充電用
MOSFET5を流れてコンデンサ3を充電するドレイ
ン電流を大きくすることができず、充電に要する時間が
著しく増大するのである。このため、出力用絶縁ゲート
型半導体素子としての出力用MOSFET2のオンデュ
ーティが大きくなり休止動作期間が短くなると、コンデ
ンサ3の充電が不完全となる。従って、出力制御部20
を駆動する電圧が低下し、これに伴い出力用MOSFE
T2のゲートを充分充電することが出来なくなる。この
結果、出力用MOSFET2での発生損失の増大を引き
起こすこととなり、制御信号通りのスイッチング特性を
得ることが困難となる。
源電圧、すなわちコンデンサ3の高電位側極3aの電位
の変動を小さくし、装置のスイッチング特性を向上する
ことが考えられているが、この場合に、上記の理由によ
り充電時間が著しく増大してしまう。すなわち、電源電
圧の変動を抑えるために、コンデンサ3の容量を充分大
きくすると、充電用MOSFET5のゲート・ソース極
間電圧;VGSは常に低い値となる。従って、この充電用
MOSFET5を流れてコンデンサ3を充電するドレイ
ン電流を大きくすることができず、充電に要する時間が
著しく増大するのである。このため、出力用絶縁ゲート
型半導体素子としての出力用MOSFET2のオンデュ
ーティが大きくなり休止動作期間が短くなると、コンデ
ンサ3の充電が不完全となる。従って、出力制御部20
を駆動する電圧が低下し、これに伴い出力用MOSFE
T2のゲートを充分充電することが出来なくなる。この
結果、出力用MOSFET2での発生損失の増大を引き
起こすこととなり、制御信号通りのスイッチング特性を
得ることが困難となる。
【0010】さらに、充分な充電能力を有する場合に
は、出力用MOSFET2の休止動作期間のターンオフ
動作開始直後のまだドレイン極・ソース極間電圧が低い
期間に充電が完了するため、充電用MOSFET5での
発生損失は小さく抑えられる。
は、出力用MOSFET2の休止動作期間のターンオフ
動作開始直後のまだドレイン極・ソース極間電圧が低い
期間に充電が完了するため、充電用MOSFET5での
発生損失は小さく抑えられる。
【0011】しかしながら、充電能力が低い場合には、
出力用MOSFET2のターンオフ動作が終了してドレ
イン極・ソース極間電圧が高い値に成った時点でも、コ
ンデンサ3への充電が継続されるため、充電用MOSF
ET5での発生損失が増大するという問題もある。
出力用MOSFET2のターンオフ動作が終了してドレ
イン極・ソース極間電圧が高い値に成った時点でも、コ
ンデンサ3への充電が継続されるため、充電用MOSF
ET5での発生損失が増大するという問題もある。
【0012】一方、これらの問題に対応して、スイッチ
ング特性の向上を図るためには、定電圧ダイオード41
に高い電圧値のものを選定し、充電用MOSFET5の
ゲート・ソース極間電圧VGSが高い状態で充電を行うこ
とが考えられる。しかしながら、このような状態下で
は、コンデンサ3が急速に充電されてその高電位側極3
aの電位を高くなるため、上記の発生損失の増大する問
題がかなり解決されるとしても、この高電位のため、出
力用MOSFET2のゲート・ソース極間、充電用MO
SFET5のゲート・ソース極間、さらに出力制御部2
0に高い電圧が加わることとなるので、これらに使用す
る素子に高い耐電圧のものを使用しなければならない。
従って、装置全体の価格が増大してしまう。
ング特性の向上を図るためには、定電圧ダイオード41
に高い電圧値のものを選定し、充電用MOSFET5の
ゲート・ソース極間電圧VGSが高い状態で充電を行うこ
とが考えられる。しかしながら、このような状態下で
は、コンデンサ3が急速に充電されてその高電位側極3
aの電位を高くなるため、上記の発生損失の増大する問
題がかなり解決されるとしても、この高電位のため、出
力用MOSFET2のゲート・ソース極間、充電用MO
SFET5のゲート・ソース極間、さらに出力制御部2
0に高い電圧が加わることとなるので、これらに使用す
る素子に高い耐電圧のものを使用しなければならない。
従って、装置全体の価格が増大してしまう。
【0013】また、蓄電部の充電初期時、あるいは、出
力用MOSFET2のオンデューティが高く充電が充分
でない時などにおいて、出力制御部を駆動する電圧が確
立されていない場合に、負荷側の電位が変動すると、そ
の電位の変動により出力スイッチ部が誤動作する問題が
ある。すなわち、蓄電部30の電源が確立されていない
と、MOSFET35は高インピーダンス状態であり、
この時、出力MOSFET2に係る負荷電位が変動する
と、この出力MOSFET2のドレイン・ゲート間にド
レインゲート容量を介して電流が流れる。従って、出力
MOSFET2のゲート電位が上昇し、端子PhとPl
が接続されることあり得る。特にブリッジ回路などの上
下アームに本装置が使用される場合においては、この電
位変動によるオン現象により、上下アームが同時にオン
となるいわゆるアーム短絡が発生する可能性がある。従
って、安全のためには、電位変動によるオン現象を排除
し、信頼性の高いスイッチング特性とすることが望まし
い。
力用MOSFET2のオンデューティが高く充電が充分
でない時などにおいて、出力制御部を駆動する電圧が確
立されていない場合に、負荷側の電位が変動すると、そ
の電位の変動により出力スイッチ部が誤動作する問題が
ある。すなわち、蓄電部30の電源が確立されていない
と、MOSFET35は高インピーダンス状態であり、
この時、出力MOSFET2に係る負荷電位が変動する
と、この出力MOSFET2のドレイン・ゲート間にド
レインゲート容量を介して電流が流れる。従って、出力
MOSFET2のゲート電位が上昇し、端子PhとPl
が接続されることあり得る。特にブリッジ回路などの上
下アームに本装置が使用される場合においては、この電
位変動によるオン現象により、上下アームが同時にオン
となるいわゆるアーム短絡が発生する可能性がある。従
って、安全のためには、電位変動によるオン現象を排除
し、信頼性の高いスイッチング特性とすることが望まし
い。
【0014】さらに、従来の装置においては、蓄電部の
充電は、出力スイッチ部がオフとなり、充分な電位差が
負荷端子Ph、Pl間に生じている場合にのみ行うこと
ができる。従って、出力スイッチ部が長時間オンとなっ
ている場合は、出力制御部のダイオード、MOSFET
などからの漏れ電流により、蓄電部たるコンデンサの電
圧が低下してしまう。従って、このような場合において
も、再度オンとなる場合に充電が不十分となり易く、出
力用MOSFET2のゲートを充分充電することが出来
なくなる。このため、出力用MOSFET2での発生損
失の増大を引き起こすこととなり、制御信号に従ったス
イッチング特性を得ることが困難となる。
充電は、出力スイッチ部がオフとなり、充分な電位差が
負荷端子Ph、Pl間に生じている場合にのみ行うこと
ができる。従って、出力スイッチ部が長時間オンとなっ
ている場合は、出力制御部のダイオード、MOSFET
などからの漏れ電流により、蓄電部たるコンデンサの電
圧が低下してしまう。従って、このような場合において
も、再度オンとなる場合に充電が不十分となり易く、出
力用MOSFET2のゲートを充分充電することが出来
なくなる。このため、出力用MOSFET2での発生損
失の増大を引き起こすこととなり、制御信号に従ったス
イッチング特性を得ることが困難となる。
【0015】そこで、本発明においては、上記の問題点
に鑑みて、本発明は、高い耐電圧の素子など用いずに、
出力用絶縁ゲート型半導体素子のアンデューティの大き
い場合などにおいても、所定の駆動電源電圧を早期に確
立可能とし、スイッチング特性が良く、また、電源電圧
が確立していない場合の誤動作を防止し、信頼性が高
く、安価な駆動電源内蔵型半導体装置を実現することに
ある。
に鑑みて、本発明は、高い耐電圧の素子など用いずに、
出力用絶縁ゲート型半導体素子のアンデューティの大き
い場合などにおいても、所定の駆動電源電圧を早期に確
立可能とし、スイッチング特性が良く、また、電源電圧
が確立していない場合の誤動作を防止し、信頼性が高
く、安価な駆動電源内蔵型半導体装置を実現することに
ある。
【0016】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明においては、蓄電部の充電電位が所定の電
位となった場合に充電を強制的に中止する強制充電解除
手段を採用することにより、蓄電部の充電電位を必要以
上に上昇させることなく、早期充電の完了を可能として
いる。すなわち、本発明に係る、出力用スイッチ部と、
この出力用スイッチ部を入力制御信号に基づき制御する
出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を供給する蓄
電部と、この蓄電部を出力用スイッチ部に接続される外
部回路から充電する充電部とを有し、この充電部が外部
回路に接続された定電圧出力手段と、この定電圧出力手
段からの充電基準電位に基づき外部回路から充電する充
電用スイッチ手段を備えている駆動電源内蔵型半導体装
置においては、充電部が蓄電部の充電電位により充電用
スイッチ手段を強制的に開放する強制充電解除手段を備
えていることを特徴としている。
めに、本発明においては、蓄電部の充電電位が所定の電
位となった場合に充電を強制的に中止する強制充電解除
手段を採用することにより、蓄電部の充電電位を必要以
上に上昇させることなく、早期充電の完了を可能として
いる。すなわち、本発明に係る、出力用スイッチ部と、
この出力用スイッチ部を入力制御信号に基づき制御する
出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を供給する蓄
電部と、この蓄電部を出力用スイッチ部に接続される外
部回路から充電する充電部とを有し、この充電部が外部
回路に接続された定電圧出力手段と、この定電圧出力手
段からの充電基準電位に基づき外部回路から充電する充
電用スイッチ手段を備えている駆動電源内蔵型半導体装
置においては、充電部が蓄電部の充電電位により充電用
スイッチ手段を強制的に開放する強制充電解除手段を備
えていることを特徴としている。
【0017】この充電用スイッチ手段として、充電基準
電位がゲート電位として印加される絶縁ゲート型半導体
素子を用いる場合は、蓄電部の充電電位を判定する充電
電位判定回路と、この充電電位判定回路に基づき定電圧
出力手段をバイパスし充電基準電位を絶縁ゲート型半導
体素子がオフ状態となるオフ電位とするオフスイッチ回
路とを具備する強制充電解除手段を用いることができ
る。
電位がゲート電位として印加される絶縁ゲート型半導体
素子を用いる場合は、蓄電部の充電電位を判定する充電
電位判定回路と、この充電電位判定回路に基づき定電圧
出力手段をバイパスし充電基準電位を絶縁ゲート型半導
体素子がオフ状態となるオフ電位とするオフスイッチ回
路とを具備する強制充電解除手段を用いることができ
る。
【0018】また、充電電位が確立されていない場合の
誤動作を避けるためには、蓄電部の充電電位に基づき出
力用スイッチ部を強制的に不動状態とする強制不動手段
を備えることが有効である。
誤動作を避けるためには、蓄電部の充電電位に基づき出
力用スイッチ部を強制的に不動状態とする強制不動手段
を備えることが有効である。
【0019】さらに、蓄電部における電圧降下を抑制す
るためには、出力制御部が、入力制御信号により作動す
る光発生手段を介して制御する光出力制御部である場合
は、この光発生手段に起因する光起電力により蓄電部を
充電する光起電力発生手段を備えていることが望まし
い。さらに、出力制御部として、前記光起電力発生手段
からの光起電力に基づき前記出力用スイッチ部を制御す
る光起電力制御部を採用することが有効である。また、
光発生手段としてLEDを、また、光起電力発生手段と
してフォトトランジスタアレイを採用することができ
る。
るためには、出力制御部が、入力制御信号により作動す
る光発生手段を介して制御する光出力制御部である場合
は、この光発生手段に起因する光起電力により蓄電部を
充電する光起電力発生手段を備えていることが望まし
い。さらに、出力制御部として、前記光起電力発生手段
からの光起電力に基づき前記出力用スイッチ部を制御す
る光起電力制御部を採用することが有効である。また、
光発生手段としてLEDを、また、光起電力発生手段と
してフォトトランジスタアレイを採用することができ
る。
【0020】このような装置において、出力用スイッチ
部をパワートランジスタ、絶縁ゲート型半導体素子など
のスイッチング素子により構成することが可能であり、
大容量で、高速のスイッチングを行うためには、絶縁ゲ
ート型半導体素子により構成することが有効である。こ
の場合は、出力用スイッチ部として出力用絶縁ゲート型
半導体素子を、出力制御部としてこの出力用絶縁ゲート
型半導体素子のゲートを充放電するゲート駆動回路を、
充電部としてこのゲート駆動回路に電源を供給するため
のコンデンサを、また、充電部として出力用絶縁ゲート
型半導体素子のドレイン極とソース極の間の電圧を利用
して前記コンデンサを充電する充電回路とを有してお
り、この充電回路が、前記ドレイン極と前記コンデンサ
の間に接続されしかも互いに直列に接続される充電用半
導体素子および逆流阻止ダイオードと、前記ドレイン極
と前記ソース極間に接続されしかも互いに直列に接続さ
れる抵抗および第1の定電圧ダイオードとを備え、しか
もこの第1の定電圧ダイオードの陽極が前記出力用絶縁
ゲート型半導体素子のソース極に接続され、かつこの第
1の定電圧ダイオードの陰極が前記充電用半導体素子の
ゲートおよび前記抵抗に接続される駆動電源内蔵型半導
体装置において、前記充電回路に、前記コンデンサの高
電位側極に第2の定電圧ダイオードを介してそのゲート
が接続され、このコンデンサの電圧に応じてスイッチン
グ動作を行い、その導通作動時に前記第1の定電圧ダイ
オードの少なくとも一部を短絡する短絡用半導体素子を
設けた駆動電源内蔵型半導体装置が含まれる。
部をパワートランジスタ、絶縁ゲート型半導体素子など
のスイッチング素子により構成することが可能であり、
大容量で、高速のスイッチングを行うためには、絶縁ゲ
ート型半導体素子により構成することが有効である。こ
の場合は、出力用スイッチ部として出力用絶縁ゲート型
半導体素子を、出力制御部としてこの出力用絶縁ゲート
型半導体素子のゲートを充放電するゲート駆動回路を、
充電部としてこのゲート駆動回路に電源を供給するため
のコンデンサを、また、充電部として出力用絶縁ゲート
型半導体素子のドレイン極とソース極の間の電圧を利用
して前記コンデンサを充電する充電回路とを有してお
り、この充電回路が、前記ドレイン極と前記コンデンサ
の間に接続されしかも互いに直列に接続される充電用半
導体素子および逆流阻止ダイオードと、前記ドレイン極
と前記ソース極間に接続されしかも互いに直列に接続さ
れる抵抗および第1の定電圧ダイオードとを備え、しか
もこの第1の定電圧ダイオードの陽極が前記出力用絶縁
ゲート型半導体素子のソース極に接続され、かつこの第
1の定電圧ダイオードの陰極が前記充電用半導体素子の
ゲートおよび前記抵抗に接続される駆動電源内蔵型半導
体装置において、前記充電回路に、前記コンデンサの高
電位側極に第2の定電圧ダイオードを介してそのゲート
が接続され、このコンデンサの電圧に応じてスイッチン
グ動作を行い、その導通作動時に前記第1の定電圧ダイ
オードの少なくとも一部を短絡する短絡用半導体素子を
設けた駆動電源内蔵型半導体装置が含まれる。
【0021】また、短絡用半導体素子として、NPNト
ランジスタを採用し、第2の定電圧ダイオードの陽極と
このNPNトランジスタのベースに接続することも可能
であり、さらに、短絡用半導体素子として、絶縁ゲート
型半導体素子を採用し、第2の定電圧ダイオードの陽極
を抵抗を介して出力用絶縁ゲート型半導体素子のソース
極ならびに前記短絡用半導体素子としての絶縁ゲート型
半導体素子のゲート極に接続することも可能である。
ランジスタを採用し、第2の定電圧ダイオードの陽極と
このNPNトランジスタのベースに接続することも可能
であり、さらに、短絡用半導体素子として、絶縁ゲート
型半導体素子を採用し、第2の定電圧ダイオードの陽極
を抵抗を介して出力用絶縁ゲート型半導体素子のソース
極ならびに前記短絡用半導体素子としての絶縁ゲート型
半導体素子のゲート極に接続することも可能である。
【0022】
【作用】このように、本発明においては、強制充電解除
手段により、充電部への充電を強制的に終了するように
しているので、充電用スイッチ手段に係る充電基準電位
をその充電能力が増加するように設定することが可能と
なる。充電基準電位により充電能力が左右される充電用
スイッチ手段として、例えば、充電基準電位がゲート電
位として印加される絶縁ゲート型半導体素子がある。こ
の場合は、従来、蓄電部における充電電位が所定の電位
となった場合に、この絶縁ゲート型半導体素子を開とす
る必要があった。このため、蓄電部と充電基準電位との
差を大きく設定することが不可能であり、充分な充電能
力を発揮させることができなかった。しかし、本発明で
は、強制充電解除手段により、蓄電部において所定の充
電電位が確保されるため、この絶縁ゲート型半導体素子
には、充分に高い電位を充電基準電位として印加でき、
充電能力の向上を図ることが可能となる。
手段により、充電部への充電を強制的に終了するように
しているので、充電用スイッチ手段に係る充電基準電位
をその充電能力が増加するように設定することが可能と
なる。充電基準電位により充電能力が左右される充電用
スイッチ手段として、例えば、充電基準電位がゲート電
位として印加される絶縁ゲート型半導体素子がある。こ
の場合は、従来、蓄電部における充電電位が所定の電位
となった場合に、この絶縁ゲート型半導体素子を開とす
る必要があった。このため、蓄電部と充電基準電位との
差を大きく設定することが不可能であり、充分な充電能
力を発揮させることができなかった。しかし、本発明で
は、強制充電解除手段により、蓄電部において所定の充
電電位が確保されるため、この絶縁ゲート型半導体素子
には、充分に高い電位を充電基準電位として印加でき、
充電能力の向上を図ることが可能となる。
【0023】このような強制充電解除手段としては、充
電電位が所定の電位となったときに、充電電位判定回路
に基づき定電圧出力手段をバイパスし、充電基準電位を
充電用スイッチ手段たる絶縁ゲート型半導体素子が開放
状態となる電位にプルアップまたはプルダウンするオフ
スイッチ回路を用いることができる。
電電位が所定の電位となったときに、充電電位判定回路
に基づき定電圧出力手段をバイパスし、充電基準電位を
充電用スイッチ手段たる絶縁ゲート型半導体素子が開放
状態となる電位にプルアップまたはプルダウンするオフ
スイッチ回路を用いることができる。
【0024】また、充電電位が確立されていない場合
に、強制不動手段により出力用スイッチ部を強制的に不
動状態とすることにより、充電不確立に伴う出力用スイ
ッチ部の誤動作の防止を図ることができる。出力用スイ
ッチ部が絶縁ゲート型半導体素子により構成されている
場合は、蓄電部の充電電位が所定の電位に達していない
ときにこの絶縁ゲート型半導体素子が開放状態となるよ
うに、そのゲート電位をプルアップ、あるいはプルダウ
ンするスイッチング素子、またはコンパレータ回路など
により強制不動手段を構成することが可能である。
に、強制不動手段により出力用スイッチ部を強制的に不
動状態とすることにより、充電不確立に伴う出力用スイ
ッチ部の誤動作の防止を図ることができる。出力用スイ
ッチ部が絶縁ゲート型半導体素子により構成されている
場合は、蓄電部の充電電位が所定の電位に達していない
ときにこの絶縁ゲート型半導体素子が開放状態となるよ
うに、そのゲート電位をプルアップ、あるいはプルダウ
ンするスイッチング素子、またはコンパレータ回路など
により強制不動手段を構成することが可能である。
【0025】さらに、光出力制御部を採用している場合
は、光起電力発生手段により制御に用いられる光発生手
段の光から電荷を発生させ、この電荷を蓄電部に供給す
ることにより、蓄電部の電圧降下を抑制することが可能
である。従って、長期間出力用スイッチ部が閉となって
いる場合においても、漏れ電流による蓄電部の電圧降下
を、光起電力発生手段により補償することができる。
は、光起電力発生手段により制御に用いられる光発生手
段の光から電荷を発生させ、この電荷を蓄電部に供給す
ることにより、蓄電部の電圧降下を抑制することが可能
である。従って、長期間出力用スイッチ部が閉となって
いる場合においても、漏れ電流による蓄電部の電圧降下
を、光起電力発生手段により補償することができる。
【0026】本発明において、前記の構成として、例え
ば、蓄電部としてコンデンサを、このコンデンサの充電
電位を判断する充電電位判定回路として第2の定電圧ダ
イオード、オフスイッチ回路として短絡用半導体素子を
用いた場合は、充電によってコンデンサ電圧が上昇し、
第2の定電圧ダイオードの定電圧値に従う所定値に到達
した場合には、短絡用半導体素子が導通動作となり、第
1の定電圧ダイオードの一部あるいは全部を短絡するこ
とで、充電用半導体素子のゲート電位を低下させ、充電
用半導体素子のゲート・ソース極間電圧をそのゲートし
きい値以下とすることで、充電用半導体素子を矯正的に
休止動作状態に移行させ、コンデンサの充電を停止す
る。これによって、出力用絶縁ゲート型半導体素子のオ
ンデューティが大きく、したがって休止動作期間が短い
場合でも、駆動回路用の駆動電源電圧は所定の値を維持
できる。
ば、蓄電部としてコンデンサを、このコンデンサの充電
電位を判断する充電電位判定回路として第2の定電圧ダ
イオード、オフスイッチ回路として短絡用半導体素子を
用いた場合は、充電によってコンデンサ電圧が上昇し、
第2の定電圧ダイオードの定電圧値に従う所定値に到達
した場合には、短絡用半導体素子が導通動作となり、第
1の定電圧ダイオードの一部あるいは全部を短絡するこ
とで、充電用半導体素子のゲート電位を低下させ、充電
用半導体素子のゲート・ソース極間電圧をそのゲートし
きい値以下とすることで、充電用半導体素子を矯正的に
休止動作状態に移行させ、コンデンサの充電を停止す
る。これによって、出力用絶縁ゲート型半導体素子のオ
ンデューティが大きく、したがって休止動作期間が短い
場合でも、駆動回路用の駆動電源電圧は所定の値を維持
できる。
【0027】
【実施例】以下本発明の実施例を図面を参照して詳細に
説明する。
説明する。
【0028】〔実施例1〕図1に実施例1に係る駆動電
源内蔵型半導体装置の回路構成を示してある。本例の装
置1は、IGBT22を用いた高速動作の可能な大電流
操作用のスイッチング装置であり、IGBT22により
構成された出力用スイッチ部10と、この出力用スイッ
チ部10を操作する出力制御部20、出力制御部20へ
駆動電源を供給する蓄電部30、さらに、この蓄電部3
0に充電を行う充電部40から構成されている。
源内蔵型半導体装置の回路構成を示してある。本例の装
置1は、IGBT22を用いた高速動作の可能な大電流
操作用のスイッチング装置であり、IGBT22により
構成された出力用スイッチ部10と、この出力用スイッ
チ部10を操作する出力制御部20、出力制御部20へ
駆動電源を供給する蓄電部30、さらに、この蓄電部3
0に充電を行う充電部40から構成されている。
【0029】本装置1の出力制御部20は、LEDを用
いて本装置1を制御する制御装置の制御回路と本装置と
を電気的に遮断し、制御装置側へのノイズ等の伝達を防
止できるようになっている。そのため、本例の出力制御
部20は、LED13による発光回路55、この発光回
路55からの光により光起電力を発生する光起電力発生
回路56、この光起電力を増幅してIGBT22に印加
される出力制御信号とするインバータ57および58、
さらに、出力制御部20を駆動する電圧が規定電位Vt
h以下の場合に出力制御信号を固定する不動回路59か
ら構成されている。
いて本装置1を制御する制御装置の制御回路と本装置と
を電気的に遮断し、制御装置側へのノイズ等の伝達を防
止できるようになっている。そのため、本例の出力制御
部20は、LED13による発光回路55、この発光回
路55からの光により光起電力を発生する光起電力発生
回路56、この光起電力を増幅してIGBT22に印加
される出力制御信号とするインバータ57および58、
さらに、出力制御部20を駆動する電圧が規定電位Vt
h以下の場合に出力制御信号を固定する不動回路59か
ら構成されている。
【0030】また、本例の光起電力発生回路56は、L
ED13からの光により光起電力を発生する手段として
光ダイオードアレイ51が採用されており、LED13
が発光した場合は、電位V5の光起電力を発生できる。
この光ダイオードアレイ51の高電位側51aは、蓄電
部30から駆動電源の供給されるインバータ57を構成
しているMOSFET17a、18aのゲート電極に接
続されている。また、このMOSFET17a、18a
のゲート電極は、抵抗27を介して負荷の低電位側と接
続される負荷端子Plに接続されている。従って、LE
D13が発光すると、光起電力によりインバータ57の
入力は高電位と、また、このインバータ57の出力が入
力されるインバータ58の入力は低電位となる。このた
め、インバータ58の出力は高電位となり、このインバ
ータ58の出力が接続されているIGBT22は導通状
態となる。このように、本例の装置においては、LED
13が発光して、フォトダイオードアレイ51から起電
力が発生すると、インバータ57、58によりIGBT
22が駆動される。従って、フォトダイオードアレイ5
1からの光起電力がIGBT22を駆動するには足らな
い場合であっても、IGBT22のゲート電極を充電す
るに充分な電力を蓄電部30からの供給できるため、非
常に速度の早いスイッチング動作が可能となっている。
さらに、光ダイオードアレイ51の高電位側51aは、
ダイオード53を介して蓄電部30の高電位側3aとも
接続されている。このため、LED13が発光している
場合は、光ダイオードアレイ51の起電力により蓄電部
30に電流供給が可能となっている。
ED13からの光により光起電力を発生する手段として
光ダイオードアレイ51が採用されており、LED13
が発光した場合は、電位V5の光起電力を発生できる。
この光ダイオードアレイ51の高電位側51aは、蓄電
部30から駆動電源の供給されるインバータ57を構成
しているMOSFET17a、18aのゲート電極に接
続されている。また、このMOSFET17a、18a
のゲート電極は、抵抗27を介して負荷の低電位側と接
続される負荷端子Plに接続されている。従って、LE
D13が発光すると、光起電力によりインバータ57の
入力は高電位と、また、このインバータ57の出力が入
力されるインバータ58の入力は低電位となる。このた
め、インバータ58の出力は高電位となり、このインバ
ータ58の出力が接続されているIGBT22は導通状
態となる。このように、本例の装置においては、LED
13が発光して、フォトダイオードアレイ51から起電
力が発生すると、インバータ57、58によりIGBT
22が駆動される。従って、フォトダイオードアレイ5
1からの光起電力がIGBT22を駆動するには足らな
い場合であっても、IGBT22のゲート電極を充電す
るに充分な電力を蓄電部30からの供給できるため、非
常に速度の早いスイッチング動作が可能となっている。
さらに、光ダイオードアレイ51の高電位側51aは、
ダイオード53を介して蓄電部30の高電位側3aとも
接続されている。このため、LED13が発光している
場合は、光ダイオードアレイ51の起電力により蓄電部
30に電流供給が可能となっている。
【0031】一方、LED13が消灯となると、光ダイ
オードアレイ51から光起電力は発生せず、抵抗27を
介してインバータ57の入力が低電位となる。このた
め、インバータ58の出力は低電位となり、IGBT2
2はオープン状態となる。
オードアレイ51から光起電力は発生せず、抵抗27を
介してインバータ57の入力が低電位となる。このた
め、インバータ58の出力は低電位となり、IGBT2
2はオープン状態となる。
【0032】本例の出力制御部20には、さらに不動回
路54が設置されている。本例の不動回路54は、Pチ
ャンネル型のMOSFET54により構成されており、
このMOSFET54のゲート電極に蓄電部30の高電
位が印加されるようになっている。また、このMOSF
ET54のソース側が低電位となる負荷端子Plに、ド
レイン側がIGBT22のゲート電極に接続されてい
る。このため、蓄電部30の電位がこのMOSFET5
4の閾値Vth以下の場合は、MOSFET54が導通
状態となっているので、IGBT22のゲート電位は低
電位に固定される。従って、蓄電部30の電位がインバ
ータ57、58を駆動するには不足している場合であっ
ても、IGBT22のゲート電位は低電圧側に固定され
ているので、オープンコレクタ状態は回避できる。この
ため、蓄電部30の電位が低い場合は、IGBT22は
オープン状態に固定されており、IGBT22の負荷側
に急激な電位変動があったような場合においても、IG
BT22がオンするような不具合を避けることができ
る。一方、蓄電部30の電位が確立されて高電位となっ
ている場合は、MOSFET54はオフ状態であるの
で、IGBT22のゲート電位に影響を及ぼすことはな
い。また、蓄電部30が高電位の場合にMOSFET5
4がオフであるので、このMOSFET54を介して蓄
電部30に蓄積された電荷が流出するようなこともな
い。このように、不動回路54は、蓄電部30の電源が
確立されている場合は、装置になんらの影響を及ぼさな
いようになっている。
路54が設置されている。本例の不動回路54は、Pチ
ャンネル型のMOSFET54により構成されており、
このMOSFET54のゲート電極に蓄電部30の高電
位が印加されるようになっている。また、このMOSF
ET54のソース側が低電位となる負荷端子Plに、ド
レイン側がIGBT22のゲート電極に接続されてい
る。このため、蓄電部30の電位がこのMOSFET5
4の閾値Vth以下の場合は、MOSFET54が導通
状態となっているので、IGBT22のゲート電位は低
電位に固定される。従って、蓄電部30の電位がインバ
ータ57、58を駆動するには不足している場合であっ
ても、IGBT22のゲート電位は低電圧側に固定され
ているので、オープンコレクタ状態は回避できる。この
ため、蓄電部30の電位が低い場合は、IGBT22は
オープン状態に固定されており、IGBT22の負荷側
に急激な電位変動があったような場合においても、IG
BT22がオンするような不具合を避けることができ
る。一方、蓄電部30の電位が確立されて高電位となっ
ている場合は、MOSFET54はオフ状態であるの
で、IGBT22のゲート電位に影響を及ぼすことはな
い。また、蓄電部30が高電位の場合にMOSFET5
4がオフであるので、このMOSFET54を介して蓄
電部30に蓄積された電荷が流出するようなこともな
い。このように、不動回路54は、蓄電部30の電源が
確立されている場合は、装置になんらの影響を及ぼさな
いようになっている。
【0033】このような出力制御部20を駆動する電源
は、本例の装置においては、コンデンサ3を蓄電手段と
して用いた蓄電部30から供給されている。そして、こ
の蓄電部30は、本装置1の出力端子Ph、Plに接続
される負荷回路から充電部40により充電されるように
なっている。本例の充電部40は、負荷端子Ph、Pl
に接続された負荷回路からの電流を蓄電部30に供給す
る充電用スイッチ回路42、この充電用スイッチ回路4
2を制御するための充電基準電位V2を発生する定電圧
回路43、蓄電部30の電位を判定する充電電位判定回
路45、さらに、この充電電位判定回路45の判定結果
に基づき充電基準電位V2を変更するオフスイッチ回路
44から構成されている。
は、本例の装置においては、コンデンサ3を蓄電手段と
して用いた蓄電部30から供給されている。そして、こ
の蓄電部30は、本装置1の出力端子Ph、Plに接続
される負荷回路から充電部40により充電されるように
なっている。本例の充電部40は、負荷端子Ph、Pl
に接続された負荷回路からの電流を蓄電部30に供給す
る充電用スイッチ回路42、この充電用スイッチ回路4
2を制御するための充電基準電位V2を発生する定電圧
回路43、蓄電部30の電位を判定する充電電位判定回
路45、さらに、この充電電位判定回路45の判定結果
に基づき充電基準電位V2を変更するオフスイッチ回路
44から構成されている。
【0034】先ず、充電用スイッチ回路42は、負荷回
路の高電位側と接続される負荷端子Phにコレクタ側が
接続された充電用IGBT23により構成されており、
この充電用IGBT23のエミッタ側は、逆流阻止ダイ
オード6を介して蓄電部30の高電位側3aに接続され
ている。従って、この充電用IGBT23が導通状態と
なれば蓄電部30に用いられているコンデンサ3が充電
されるようになっている。この充電用IGBT23のゲ
ート電位を制御する定電圧回路43は、負荷端子Ph側
から抵抗7、逆流阻止ダイオード8、さらに第1の定電
圧ダイオード41から構成されている。この第1の定電
圧ダイオード41は、定電圧V2を確保することが可能
であり、このダイオード41の高電位側が充電用IGB
T23のゲート電極に接続されている。従って、ダイオ
ード41に係る電圧が所定の定電圧V2を越えるような
電位V1が定電圧回路43に印加されると、充電用IG
BT23のゲート電位は定電圧V2に維持される。この
定電圧V2が充電用IGBT23の閾値以上であれば充
電用IGBTは導通状態となり、充電が開始される。そ
して、前述した従来例の充電用MOSFET5と同様
に、充電用IGBT23においても、充電時の電流を大
きくし、充電時間を短くするためには、ゲート電位とエ
ミッタ電位との差を大きくすることが望ましい。従っ
て、本例においては定電圧V2は充分高い値に設定され
ている。
路の高電位側と接続される負荷端子Phにコレクタ側が
接続された充電用IGBT23により構成されており、
この充電用IGBT23のエミッタ側は、逆流阻止ダイ
オード6を介して蓄電部30の高電位側3aに接続され
ている。従って、この充電用IGBT23が導通状態と
なれば蓄電部30に用いられているコンデンサ3が充電
されるようになっている。この充電用IGBT23のゲ
ート電位を制御する定電圧回路43は、負荷端子Ph側
から抵抗7、逆流阻止ダイオード8、さらに第1の定電
圧ダイオード41から構成されている。この第1の定電
圧ダイオード41は、定電圧V2を確保することが可能
であり、このダイオード41の高電位側が充電用IGB
T23のゲート電極に接続されている。従って、ダイオ
ード41に係る電圧が所定の定電圧V2を越えるような
電位V1が定電圧回路43に印加されると、充電用IG
BT23のゲート電位は定電圧V2に維持される。この
定電圧V2が充電用IGBT23の閾値以上であれば充
電用IGBTは導通状態となり、充電が開始される。そ
して、前述した従来例の充電用MOSFET5と同様
に、充電用IGBT23においても、充電時の電流を大
きくし、充電時間を短くするためには、ゲート電位とエ
ミッタ電位との差を大きくすることが望ましい。従っ
て、本例においては定電圧V2は充分高い値に設定され
ている。
【0035】このように充電用IGBT23に係る定電
圧V2が高い場合においては、出力制御部において従来
と同じ定格のものを使用するために、充電部30の充電
電位が所定の電圧に達したところで、充電を停止する必
要がある。このため、本例の装置においては、充電電位
判定回路45と、オフスイッチ回路44が設置されてい
る。本例の充電電位判定回路45は、蓄電部30の高電
位側に接続された第2の定電圧ダイオード11とこのダ
イオード11と低電位となる負荷端子Plとの間に設置
された抵抗25により構成されている。また、オフスイ
ッチ回路44は、充電電位判定回路45の抵抗25に発
生した電位がゲート電極に印加されるNチャンネル形の
短絡用MOSFET24から構成されており、この短絡
用MOSFET24は前述した第1の定電圧ダイオード
41と並列に接続されている。この第2の定電圧ダイオ
ード11は蓄電部30の電位が所定の充電電位V5を越
えると電流が流れるように設定されているので、蓄電部
30の電位が充電電位V5を越えると短絡用MOSFE
T24のゲート電位がソース側と比較し、高電位とな
る。従って、短絡用MOSFET24が導通状態とな
り、第1の定電圧ダイオード41をバイパスした回路が
形成される。このため、充電用IGBT23のゲート電
位は、低電位にプルダウンされ、充電用IGBT23は
開放状態となり、蓄電部30への充電が終了する。
圧V2が高い場合においては、出力制御部において従来
と同じ定格のものを使用するために、充電部30の充電
電位が所定の電圧に達したところで、充電を停止する必
要がある。このため、本例の装置においては、充電電位
判定回路45と、オフスイッチ回路44が設置されてい
る。本例の充電電位判定回路45は、蓄電部30の高電
位側に接続された第2の定電圧ダイオード11とこのダ
イオード11と低電位となる負荷端子Plとの間に設置
された抵抗25により構成されている。また、オフスイ
ッチ回路44は、充電電位判定回路45の抵抗25に発
生した電位がゲート電極に印加されるNチャンネル形の
短絡用MOSFET24から構成されており、この短絡
用MOSFET24は前述した第1の定電圧ダイオード
41と並列に接続されている。この第2の定電圧ダイオ
ード11は蓄電部30の電位が所定の充電電位V5を越
えると電流が流れるように設定されているので、蓄電部
30の電位が充電電位V5を越えると短絡用MOSFE
T24のゲート電位がソース側と比較し、高電位とな
る。従って、短絡用MOSFET24が導通状態とな
り、第1の定電圧ダイオード41をバイパスした回路が
形成される。このため、充電用IGBT23のゲート電
位は、低電位にプルダウンされ、充電用IGBT23は
開放状態となり、蓄電部30への充電が終了する。
【0036】次に、図2に示した各部の電位の変動に基
づき本装置の動作を説明する。P1は、負荷端子Ph、
Plに負荷される電位を示す。P2は、充電用IGBT
23のゲート電位を示し、P3は蓄電部30の高電位側
の電位を示す。また、P4は、フォトダイオードアレイ
51による光起電力を示し、P5は出力用IGBT22
のゲート電位を示す。
づき本装置の動作を説明する。P1は、負荷端子Ph、
Plに負荷される電位を示す。P2は、充電用IGBT
23のゲート電位を示し、P3は蓄電部30の高電位側
の電位を示す。また、P4は、フォトダイオードアレイ
51による光起電力を示し、P5は出力用IGBT22
のゲート電位を示す。
【0037】先ず、時刻t1において、負荷側のスイッ
チが入り、負荷端子Ph、Plに電位差が発生する。負
荷端子Plが接地されているとすると、出力スイッチ部
10がオープン状態下で負荷端子Phは、電位V3とな
る。この際、負荷電源の立ち上がり時のdV/dtによ
り、コレクタ・ゲート間容量を通じて電流が流れる。
チが入り、負荷端子Ph、Plに電位差が発生する。負
荷端子Plが接地されているとすると、出力スイッチ部
10がオープン状態下で負荷端子Phは、電位V3とな
る。この際、負荷電源の立ち上がり時のdV/dtによ
り、コレクタ・ゲート間容量を通じて電流が流れる。
【0038】そして、コンデンサ3の電位が確立してい
ないため、インバータ58は高インピーダンス状態であ
り、不動回路59がないとV11に示すようにゲート電
位P5が上昇し、一時的に導通状態となる。しかしなが
ら、本例においては不動回路59により、コンデンサ3
の電位が確立していない場合は、ゲート電位P5が低電
位に固定されているので、V11のような一時的な導通
状態は生じない。
ないため、インバータ58は高インピーダンス状態であ
り、不動回路59がないとV11に示すようにゲート電
位P5が上昇し、一時的に導通状態となる。しかしなが
ら、本例においては不動回路59により、コンデンサ3
の電位が確立していない場合は、ゲート電位P5が低電
位に固定されているので、V11のような一時的な導通
状態は生じない。
【0039】一方、時刻t2において、負荷端子の電位
P1が電位V1となり、充電用IGBT23のゲート電
位P2が所定の充電電位V2に達すると、充電用IGB
T23は導通状態となり、コンデンサ3に充電が開始さ
れる。そして、時刻t3において、コンデンサ3の電位
P3が所定の電位V4になると、第2の定電圧ダイオー
ド11が導通し、短絡用MOSFET24がオンとな
る。従って、ゲート電位P2は低電位となり充電用IG
BT23はオフとなる。
P1が電位V1となり、充電用IGBT23のゲート電
位P2が所定の充電電位V2に達すると、充電用IGB
T23は導通状態となり、コンデンサ3に充電が開始さ
れる。そして、時刻t3において、コンデンサ3の電位
P3が所定の電位V4になると、第2の定電圧ダイオー
ド11が導通し、短絡用MOSFET24がオンとな
る。従って、ゲート電位P2は低電位となり充電用IG
BT23はオフとなる。
【0040】このようにコンデンサ3が充電された状態
において、時刻t4に制御信号が入り、LED13が発
光すると、ダイオードアレイ54の高電位側P4に光起
電力が発生する。この光起電力により、コンデンサ3に
蓄積された電位に基づきインバータ57、58が駆動
し、出力用IGBT22のゲート電位P5を高電位とす
る。従って、出力用IGBT22が導通状態となり、負
荷電位P1は低下する。
において、時刻t4に制御信号が入り、LED13が発
光すると、ダイオードアレイ54の高電位側P4に光起
電力が発生する。この光起電力により、コンデンサ3に
蓄積された電位に基づきインバータ57、58が駆動
し、出力用IGBT22のゲート電位P5を高電位とす
る。従って、出力用IGBT22が導通状態となり、負
荷電位P1は低下する。
【0041】コンデンサ3の電位P3は、インバータ5
7、58を駆動し、出力用IGBT22のゲート電極を
充電したため、低下する。
7、58を駆動し、出力用IGBT22のゲート電極を
充電したため、低下する。
【0042】コンデンサ3の電位は逆流阻止ダイオード
6などによりできるかぎり漏れないように考慮されてい
るが、インバータ57、58からの漏れ電流などにより
除々に低下してしまう。従って、出力用IGBT22の
導通状態が長時間継続する場合は、コンデンサ3の電位
P3がV12のように低下してしまい、次の充電に時間
がかかったり、また、出力用IGBT22の閾値以下に
低下してしまうこともあり得る。しかしながら、本例に
おいては、ダイオードアレイ51がLED13により光
起電力V5を発生しており、その光起電力V5がコンデ
ンサ3に供給されているので、コンデンサ3の電位P3
の低下が抑制されている。従って、次の充電時間を短縮
でき、また、出力用IGBT22の閾値以下に電位が低
下することもない。
6などによりできるかぎり漏れないように考慮されてい
るが、インバータ57、58からの漏れ電流などにより
除々に低下してしまう。従って、出力用IGBT22の
導通状態が長時間継続する場合は、コンデンサ3の電位
P3がV12のように低下してしまい、次の充電に時間
がかかったり、また、出力用IGBT22の閾値以下に
低下してしまうこともあり得る。しかしながら、本例に
おいては、ダイオードアレイ51がLED13により光
起電力V5を発生しており、その光起電力V5がコンデ
ンサ3に供給されているので、コンデンサ3の電位P3
の低下が抑制されている。従って、次の充電時間を短縮
でき、また、出力用IGBT22の閾値以下に電位が低
下することもない。
【0043】次に、時刻t5において、制御信号により
LED13が消灯すると、ダイオードアレイ51からの
起電力がなくなり、インバータ58の出力は低電位とな
るので、出力用IGBT22はオフ状態となる。従っ
て、負荷端子の電位P1は高電位に復帰し、このため、
充電用IGBT23のゲート電位P2は充電電位V2が
印加される。従来の装置であれば、この充電電位V2に
よりコンデンサ3の電位が決定されるため、充電電位V
2を高く設定することが不可能であった。しかし、本例
の装置においては、コンデンサ3の電位が所定の電位V
4に達すると、充電電位判定回路45およびオフスイッ
チ回路44により充電が自動的に終了するようにしてい
るため、充電電位V2を非常に高く設定することが可能
である。従って、コンデンサ3への充電電流を高く保持
することができ、短時間に充電を終了して、次の制御信
号に備えることができる。
LED13が消灯すると、ダイオードアレイ51からの
起電力がなくなり、インバータ58の出力は低電位とな
るので、出力用IGBT22はオフ状態となる。従っ
て、負荷端子の電位P1は高電位に復帰し、このため、
充電用IGBT23のゲート電位P2は充電電位V2が
印加される。従来の装置であれば、この充電電位V2に
よりコンデンサ3の電位が決定されるため、充電電位V
2を高く設定することが不可能であった。しかし、本例
の装置においては、コンデンサ3の電位が所定の電位V
4に達すると、充電電位判定回路45およびオフスイッ
チ回路44により充電が自動的に終了するようにしてい
るため、充電電位V2を非常に高く設定することが可能
である。従って、コンデンサ3への充電電流を高く保持
することができ、短時間に充電を終了して、次の制御信
号に備えることができる。
【0044】このように、本装置においては、蓄電部に
とっては非常に条件が厳しい、オンデューティーの高い
動作状態であっても、蓄電部において、充分な駆動電圧
を確保することができるので、出力用IGBTにおける
損失も少なく、スイッチング動作の信頼性も高い。ま
た、オン状態が長時間継続すると言った厳しい条件下に
おいても、フォトダイオードの光起電力を用いて漏れ電
流を補充しているため、スイッチング動作に必要な駆動
電圧を確保することができる。さらに、負荷が接続され
た場合などの駆動電圧が確立されていない場合であって
も、出力用IGBTの動作を固定するようにしているの
で、誤動作を生ずるようなこともない。このように、本
例の装置により、損失が少なく、非常に信頼性の高い駆
動電源内蔵型半導体装置が実現可能である。また、本例
の装置は、蓄電部における駆動電圧は従来と同様の電圧
に設定した上記の性能を確保することが可能であるの
で、出力制御部に用いられてる部分に高い定格のものを
採用する必要はなく、安価なものである。
とっては非常に条件が厳しい、オンデューティーの高い
動作状態であっても、蓄電部において、充分な駆動電圧
を確保することができるので、出力用IGBTにおける
損失も少なく、スイッチング動作の信頼性も高い。ま
た、オン状態が長時間継続すると言った厳しい条件下に
おいても、フォトダイオードの光起電力を用いて漏れ電
流を補充しているため、スイッチング動作に必要な駆動
電圧を確保することができる。さらに、負荷が接続され
た場合などの駆動電圧が確立されていない場合であって
も、出力用IGBTの動作を固定するようにしているの
で、誤動作を生ずるようなこともない。このように、本
例の装置により、損失が少なく、非常に信頼性の高い駆
動電源内蔵型半導体装置が実現可能である。また、本例
の装置は、蓄電部における駆動電圧は従来と同様の電圧
に設定した上記の性能を確保することが可能であるの
で、出力制御部に用いられてる部分に高い定格のものを
採用する必要はなく、安価なものである。
【0045】〔実施例2〕図3に、実施例2に係る駆動
電源内蔵型半導体装置の回路を示してある。本例の装置
も実施例1と同様に、IGBT22を用いた高速動作の
可能な大電流操作用のスイッチング装置であり、IGB
T22により構成された出力用スイッチ部10と、この
出力用スイッチ部10を操作する出力制御部20、出力
制御部20へ駆動電源を供給する蓄電部30、さらに、
この蓄電部30に充電を行う充電部40から構成されて
いる。従って、実施例1と共通する部分においては、同
じ符号を付して説明を省略する。
電源内蔵型半導体装置の回路を示してある。本例の装置
も実施例1と同様に、IGBT22を用いた高速動作の
可能な大電流操作用のスイッチング装置であり、IGB
T22により構成された出力用スイッチ部10と、この
出力用スイッチ部10を操作する出力制御部20、出力
制御部20へ駆動電源を供給する蓄電部30、さらに、
この蓄電部30に充電を行う充電部40から構成されて
いる。従って、実施例1と共通する部分においては、同
じ符号を付して説明を省略する。
【0046】本例において着目すべき点は、光起電力発
生回路が2つ用意されていることである。すなわち、本
例においては、LED13の発光によりインバータ5
7、58の動作を制御する光起電力発生回路56と、コ
ンデンサ3からなる蓄電部30を充電するための光起電
力充電回路60とが用意されている。本例の光起電力発
生回路56は、フォトダイオード26と、このフォトダ
イオード26の高電位側と低電圧となる負荷端子Plと
の間に接続された抵抗27から構成されている。
生回路が2つ用意されていることである。すなわち、本
例においては、LED13の発光によりインバータ5
7、58の動作を制御する光起電力発生回路56と、コ
ンデンサ3からなる蓄電部30を充電するための光起電
力充電回路60とが用意されている。本例の光起電力発
生回路56は、フォトダイオード26と、このフォトダ
イオード26の高電位側と低電圧となる負荷端子Plと
の間に接続された抵抗27から構成されている。
【0047】そして、フォトダイオード26の高電位側
がインバータ57の入力に接続されている。従って、実
施例1と同様にLED13が点灯してフォトダイオード
26に光起電力が発生すると、インバータ57の入力が
高電位となり、インバータ58の入力が低電位となるこ
のため出力用IGBT22のゲート電位は高電位とな
り、本装置は導通状態となる。LED13が消灯した場
合も実施例1と同様に付き説明を省略する。
がインバータ57の入力に接続されている。従って、実
施例1と同様にLED13が点灯してフォトダイオード
26に光起電力が発生すると、インバータ57の入力が
高電位となり、インバータ58の入力が低電位となるこ
のため出力用IGBT22のゲート電位は高電位とな
り、本装置は導通状態となる。LED13が消灯した場
合も実施例1と同様に付き説明を省略する。
【0048】一方、光起電力充電回路60は、フォトダ
イオードアレイ51とダイオード53から構成されてお
り、実施例1の光起電力発生回路と略同様の構成であ
る。そして、LED13が点灯している間に発生した光
起電力により、コンデンサ3を充電できるようになって
いる。本例においては、インバータ57、58の制御
は、この光起電力充電回路60とは別の、光起電力発生
回路56により行われるため、コンデンサ3の充電をよ
り効率的に行うことができる。従って、本装置は、実施
例1と比較し、蓄電部10への光起電力による充電量を
確保できるという点から、導通状態に保持される期間が
長い装置に適していると言える。また、本装置において
は、実施例1の装置と比較し、導通状態に保持される期
間が長く、オン・オフの周期が長いため、コンデンサ3
の充電に時間をかけることが可能である。このため、本
例の装置の充電部40においては、充電電位判定回路4
5およびオフスイッチ回路44を省略して、回路の簡易
化が図られている。
イオードアレイ51とダイオード53から構成されてお
り、実施例1の光起電力発生回路と略同様の構成であ
る。そして、LED13が点灯している間に発生した光
起電力により、コンデンサ3を充電できるようになって
いる。本例においては、インバータ57、58の制御
は、この光起電力充電回路60とは別の、光起電力発生
回路56により行われるため、コンデンサ3の充電をよ
り効率的に行うことができる。従って、本装置は、実施
例1と比較し、蓄電部10への光起電力による充電量を
確保できるという点から、導通状態に保持される期間が
長い装置に適していると言える。また、本装置において
は、実施例1の装置と比較し、導通状態に保持される期
間が長く、オン・オフの周期が長いため、コンデンサ3
の充電に時間をかけることが可能である。このため、本
例の装置の充電部40においては、充電電位判定回路4
5およびオフスイッチ回路44を省略して、回路の簡易
化が図られている。
【0049】なお、本例においては、LED13を光起
電力充電回路60と、光起電力発生回路56とに共通の
光源として用いるが、それぞれの回路56、60専用に
光源を設けても良いことは勿論である。また、光起電力
を発生する手段として、フォトダイオードに限らず、フ
ォトトランジスタなど種々のものを採用することも勿論
可能である。
電力充電回路60と、光起電力発生回路56とに共通の
光源として用いるが、それぞれの回路56、60専用に
光源を設けても良いことは勿論である。また、光起電力
を発生する手段として、フォトダイオードに限らず、フ
ォトトランジスタなど種々のものを採用することも勿論
可能である。
【0050】〔実施例3〕図4に実施例3に係る駆動電
源内蔵型半導体装置の回路構成図を示してある。
源内蔵型半導体装置の回路構成図を示してある。
【0051】本例の装置は、Nチャンネル型の出力用M
OSFET2を用いた大電流操作用のスイッチング装置
であり、出力用MOSFET2により構成された出力用
スイッチ部10が採用されている。また、実施例1と同
様にこの出力用スイッチ部10に加え、この出力用スイ
ッチ部10を操作する出力制御部20、出力制御部20
へ駆動電源を供給する蓄電部30、さらに、この蓄電部
30に充電を行う充電部40から本例の装置1が構成さ
れている。従って、実施例1と共通する部分において
は、同じ符号を付して説明を省略する。
OSFET2を用いた大電流操作用のスイッチング装置
であり、出力用MOSFET2により構成された出力用
スイッチ部10が採用されている。また、実施例1と同
様にこの出力用スイッチ部10に加え、この出力用スイ
ッチ部10を操作する出力制御部20、出力制御部20
へ駆動電源を供給する蓄電部30、さらに、この蓄電部
30に充電を行う充電部40から本例の装置1が構成さ
れている。従って、実施例1と共通する部分において
は、同じ符号を付して説明を省略する。
【0052】本例の装置の充電部40は、実施例1と同
様に、充電用スイッチ回路42、この充電用スイッチ回
路42を制御するための充電基準電位V2を発生する定
電圧回路43、蓄電部30の電位を判定する充電電位判
定回路45、さらに、この充電電位判定回路45の判定
結果に基づき充電基準電位V2を変更するオフスイッチ
回路44から構成されている。本例においては、充電用
スイッチ回路42として充電用MOSFET5が用いら
れている。また、本例の定電圧回路43には、この充電
用MOSFET5のゲート電極に印加される充電基準電
位V2をさらに高く設定するために、第1の定電圧ダイ
オード41と直列に負荷定電圧ダイオード9が接続され
ている。また、オフスイッチ回路44としてはNPNト
ランジスタ12が短絡用半導体素子として採用されてお
り、この半導体素子12が第1の定電圧ダイオード41
を短絡するように接続されている。そして、この短絡用
半導体素子12を制御する充電電位判定回路45には、
第2の定電圧ダイオード11が採用されており、陰極が
コンデンサ3の高電位側極3aに、陽極が短絡用半導体
素子としてのNPNトランジスタ12のベースに接続さ
れている。なお、NPNトランジスタ12は、そのベー
スを第二の定電圧ダイオード11の陽極に、コレクタを
第一の定電圧ダイオード41の陰極に、エミッタを同じ
く第一の定電圧ダイオード41の陽極に、各々接続され
ている。また、付加定電圧ダイオード9の定電圧値は、
コンデンサ3が所定電圧値に充電されしかも定電圧ダイ
オード41が短絡された条件において、充電用MOSF
ET5のゲート・ソース極間電圧を、充電用MOSFE
T5のゲートしきい値未満の電圧値とする値に設定され
る。逆流阻止ダイオード8が、電流制限抵抗7と充電用
MOSFET5のゲートとの間に必要により挿入され
る。
様に、充電用スイッチ回路42、この充電用スイッチ回
路42を制御するための充電基準電位V2を発生する定
電圧回路43、蓄電部30の電位を判定する充電電位判
定回路45、さらに、この充電電位判定回路45の判定
結果に基づき充電基準電位V2を変更するオフスイッチ
回路44から構成されている。本例においては、充電用
スイッチ回路42として充電用MOSFET5が用いら
れている。また、本例の定電圧回路43には、この充電
用MOSFET5のゲート電極に印加される充電基準電
位V2をさらに高く設定するために、第1の定電圧ダイ
オード41と直列に負荷定電圧ダイオード9が接続され
ている。また、オフスイッチ回路44としてはNPNト
ランジスタ12が短絡用半導体素子として採用されてお
り、この半導体素子12が第1の定電圧ダイオード41
を短絡するように接続されている。そして、この短絡用
半導体素子12を制御する充電電位判定回路45には、
第2の定電圧ダイオード11が採用されており、陰極が
コンデンサ3の高電位側極3aに、陽極が短絡用半導体
素子としてのNPNトランジスタ12のベースに接続さ
れている。なお、NPNトランジスタ12は、そのベー
スを第二の定電圧ダイオード11の陽極に、コレクタを
第一の定電圧ダイオード41の陰極に、エミッタを同じ
く第一の定電圧ダイオード41の陽極に、各々接続され
ている。また、付加定電圧ダイオード9の定電圧値は、
コンデンサ3が所定電圧値に充電されしかも定電圧ダイ
オード41が短絡された条件において、充電用MOSF
ET5のゲート・ソース極間電圧を、充電用MOSFE
T5のゲートしきい値未満の電圧値とする値に設定され
る。逆流阻止ダイオード8が、電流制限抵抗7と充電用
MOSFET5のゲートとの間に必要により挿入され
る。
【0053】上記の充電部40の動作を説明する。先
ず、出力用MOSFET2が休止動作にあり、したがっ
て、出力用MOSFET2のドレイン極・ソース極間に
は、負荷用電源の電圧にほぼ等しい高い電圧が加わって
いて、しかもコンデンサ3には、電荷が蓄えられていな
い場合について説明する。この場合充電用半導体素子と
しての充電用MOSFET5のソース極の電位はほぼ零
であり、充電用MOSFET5のゲートの電位は共に第
一の定電圧ダイオードである定電圧ダイオード9の電圧
値と定電圧ダイオード41の電圧値の和で定まる高い値
となる。このため、充電用MOSFET5は導通動作と
なる。移行従来例と同様の手順で、コンデンサ3は充電
されるが、本回路では、充電用MOSFET5のゲート
の電位を高く、したがって充電用MOSFET5のゲー
ト・ソース極間電圧;VGSを高くすることが出来るの
で、ドレイン電流;IB が大きくなり、短時間に充電を
行うことができる。充電されてコンデンサ3の電圧が上
昇し、第二の定電圧ダイオード11のアバランシェ降下
あるいはトンネル降下による定電圧値を越えると、短絡
用半導体素子としての短絡用NPNトランジスタ12の
ベースに電流が流れ、短絡用NPNトランジスタ12が
導通動作に切り替わり、定電圧ダイオード41を短絡す
る。定電圧ダイオード41が短絡されることで、充電用
MOSFET5のゲート電位は付加定電圧ダイオード9
による電圧のみとなり、充電用MOSFET5のゲート
・ソース極間電圧;VGSはゲートしきい値以下となる。
この結果、充電用MOSFET5は休止動作状態とな
り、コンデンサ3への充電は停止され、コンデンサ3の
高電位側極3aの電位上昇は停止する。したがって、コ
ンデンサ3の高電位側極3aの電位は、定電圧ダイオー
ド11の電圧値に従う一定値に充電されることとなる。
ず、出力用MOSFET2が休止動作にあり、したがっ
て、出力用MOSFET2のドレイン極・ソース極間に
は、負荷用電源の電圧にほぼ等しい高い電圧が加わって
いて、しかもコンデンサ3には、電荷が蓄えられていな
い場合について説明する。この場合充電用半導体素子と
しての充電用MOSFET5のソース極の電位はほぼ零
であり、充電用MOSFET5のゲートの電位は共に第
一の定電圧ダイオードである定電圧ダイオード9の電圧
値と定電圧ダイオード41の電圧値の和で定まる高い値
となる。このため、充電用MOSFET5は導通動作と
なる。移行従来例と同様の手順で、コンデンサ3は充電
されるが、本回路では、充電用MOSFET5のゲート
の電位を高く、したがって充電用MOSFET5のゲー
ト・ソース極間電圧;VGSを高くすることが出来るの
で、ドレイン電流;IB が大きくなり、短時間に充電を
行うことができる。充電されてコンデンサ3の電圧が上
昇し、第二の定電圧ダイオード11のアバランシェ降下
あるいはトンネル降下による定電圧値を越えると、短絡
用半導体素子としての短絡用NPNトランジスタ12の
ベースに電流が流れ、短絡用NPNトランジスタ12が
導通動作に切り替わり、定電圧ダイオード41を短絡す
る。定電圧ダイオード41が短絡されることで、充電用
MOSFET5のゲート電位は付加定電圧ダイオード9
による電圧のみとなり、充電用MOSFET5のゲート
・ソース極間電圧;VGSはゲートしきい値以下となる。
この結果、充電用MOSFET5は休止動作状態とな
り、コンデンサ3への充電は停止され、コンデンサ3の
高電位側極3aの電位上昇は停止する。したがって、コ
ンデンサ3の高電位側極3aの電位は、定電圧ダイオー
ド11の電圧値に従う一定値に充電されることとなる。
【0054】次に、出力制御部20について説明する。
この出力制御部20は、その出力が出力用MOSFET
2のゲートに接続される、出力用MOSFET2のゲー
ト駆動回路であり、ここでは、高速動作により適した回
路方式の一例を用いている。
この出力制御部20は、その出力が出力用MOSFET
2のゲートに接続される、出力用MOSFET2のゲー
ト駆動回路であり、ここでは、高速動作により適した回
路方式の一例を用いている。
【0055】本例の出力制御部20において、14は、
陰極を電源受電端子21に、陽極を後記するNPNトラ
ンジスタ15のベースに接続された光ダイオードであ
り、信号源としてのLED13からの光りを受光して、
所定の光起電力が発生可能に配置される。15は、ベー
スが光ダイオード14の陽極に、コレクタが抵抗16を
介して電源受電端子21に、エミッタが出力用MOSF
ET2のソース極に接続された、NPNトランジスタで
ある。17a、18aはそれぞれが一対で動作するイン
バータであり、17aはドレイン極が電源受電端子21
に、ソース極が後記する18aのドレイン極に、ゲート
がNPNトランジスタ15のコレクタに接続された、P
チャンネルMOSFETであり、18aはドレイン極が
PチャンネルMOSFET17aのソース極に、ソース
極が出力用MOSFET2のソース極に、ゲートがPチ
ャンネルMOSFET17aのゲートと共通にNPNト
ランジスタ15のコレクタに接続された、Nチャンネル
MOSFETである。なお、PチャンネルMOSFET
17aのゲートとNチャンネルMOSFET18aのゲ
ートとの接続点は、17a、18aからなるインバータ
の入力点であり、PチャンネルMOSFET17aのソ
ース極とNチャンネルMOSFET18aのどれいん極
との接続点はインバータの出力点であり、その出力は出
力用MOSFET2のゲートに与えられる。
陰極を電源受電端子21に、陽極を後記するNPNトラ
ンジスタ15のベースに接続された光ダイオードであ
り、信号源としてのLED13からの光りを受光して、
所定の光起電力が発生可能に配置される。15は、ベー
スが光ダイオード14の陽極に、コレクタが抵抗16を
介して電源受電端子21に、エミッタが出力用MOSF
ET2のソース極に接続された、NPNトランジスタで
ある。17a、18aはそれぞれが一対で動作するイン
バータであり、17aはドレイン極が電源受電端子21
に、ソース極が後記する18aのドレイン極に、ゲート
がNPNトランジスタ15のコレクタに接続された、P
チャンネルMOSFETであり、18aはドレイン極が
PチャンネルMOSFET17aのソース極に、ソース
極が出力用MOSFET2のソース極に、ゲートがPチ
ャンネルMOSFET17aのゲートと共通にNPNト
ランジスタ15のコレクタに接続された、Nチャンネル
MOSFETである。なお、PチャンネルMOSFET
17aのゲートとNチャンネルMOSFET18aのゲ
ートとの接続点は、17a、18aからなるインバータ
の入力点であり、PチャンネルMOSFET17aのソ
ース極とNチャンネルMOSFET18aのどれいん極
との接続点はインバータの出力点であり、その出力は出
力用MOSFET2のゲートに与えられる。
【0056】前記したゲート駆動回路2aの動作を説明
する。LED13を点灯すると、光ダイオード14には
光起電力が発生し、これによってNPNトランジスタ1
5は導通動作に移行するので、インバータの入力はLOW
レベルとなり、PチャンネルMOSFET17aは導通
動作状態に、またNチャンネルMOSFET18aは休
止動作状態になり、インバータの出力はHigh レベルに
なる。インバータの出力がHigh レベルとなるとこれに
よって、出力用MOSFET2のゲートを充電するの
で、出力用MOSFET2は導通動作状態にされる。ま
た、LED13を消灯すると、NPNトランジスタ15
は休止動作に移行するので、インバータの入力はHigh
レベルとなり、PチャンネルMOSFET17aは休止
動作状態に、またNチャンネルMOSFET18aは導
通動作状態になり、インバータの出力はLOWレベルとな
る。この場合、出力用MOSFET2のゲートに蓄積さ
れた電荷は、NチャンネルMOSFET18aを通して
放電するので、これによって、出力用MOSFET2は
休止動作状態にされる。
する。LED13を点灯すると、光ダイオード14には
光起電力が発生し、これによってNPNトランジスタ1
5は導通動作に移行するので、インバータの入力はLOW
レベルとなり、PチャンネルMOSFET17aは導通
動作状態に、またNチャンネルMOSFET18aは休
止動作状態になり、インバータの出力はHigh レベルに
なる。インバータの出力がHigh レベルとなるとこれに
よって、出力用MOSFET2のゲートを充電するの
で、出力用MOSFET2は導通動作状態にされる。ま
た、LED13を消灯すると、NPNトランジスタ15
は休止動作に移行するので、インバータの入力はHigh
レベルとなり、PチャンネルMOSFET17aは休止
動作状態に、またNチャンネルMOSFET18aは導
通動作状態になり、インバータの出力はLOWレベルとな
る。この場合、出力用MOSFET2のゲートに蓄積さ
れた電荷は、NチャンネルMOSFET18aを通して
放電するので、これによって、出力用MOSFET2は
休止動作状態にされる。
【0057】〔実施例4〕図5に、実施例4に係る駆動
電源内蔵型半導体装置の回路構成図を示してある。本例
の駆動電源内蔵型半導体装置は、実施例1および2と同
様にIGBT22を用いた高速動作の可能な大電流操作
用のスイッチング装置であり、IGBT22により構成
された出力用スイッチ部10と、この出力用スイッチ部
10を操作する出力制御部20、出力制御部20へ駆動
電源を供給する蓄電部30、さらに、この蓄電部30に
充電を行う充電部40から構成されている。従って、実
施例1と共通する部分においては、同じ符号を付して説
明を省略する。
電源内蔵型半導体装置の回路構成図を示してある。本例
の駆動電源内蔵型半導体装置は、実施例1および2と同
様にIGBT22を用いた高速動作の可能な大電流操作
用のスイッチング装置であり、IGBT22により構成
された出力用スイッチ部10と、この出力用スイッチ部
10を操作する出力制御部20、出力制御部20へ駆動
電源を供給する蓄電部30、さらに、この蓄電部30に
充電を行う充電部40から構成されている。従って、実
施例1と共通する部分においては、同じ符号を付して説
明を省略する。
【0058】また、図4に示す駆動電源内蔵型半導体装
置と比較すると、出力用絶縁ゲート型半導体素子として
IGBT22を用い、充電部40の充電用半導体素子と
して充電用IGBT23を用い、さらに、短絡用半導体
素子としての短絡用MOSFET24を採用している点
で異なる。さらに、第2の定電圧ダイオード11に加わ
る電圧が所定値を越えることで電源が流れた場合、短絡
用MOSFET24を導通動作状態にするために必要な
ゲート電位を与えるための抵抗25を付加している。実
施例3とこれらの点において異なるが本質的な動作は図
4に示した回路の場合と変わりはない。図5に示した実
施例の場合、図4に於ける第1の定電圧ダイオードの一
部である定電圧ダイオード9が省かれているが、これは
充分高い定電圧値のものを選定すれば定電圧ダイオード
41のみで良いからである。なお、定電圧ダイオード4
1は、短絡用MOSFET24の規制ダイオードを使用
することができる。
置と比較すると、出力用絶縁ゲート型半導体素子として
IGBT22を用い、充電部40の充電用半導体素子と
して充電用IGBT23を用い、さらに、短絡用半導体
素子としての短絡用MOSFET24を採用している点
で異なる。さらに、第2の定電圧ダイオード11に加わ
る電圧が所定値を越えることで電源が流れた場合、短絡
用MOSFET24を導通動作状態にするために必要な
ゲート電位を与えるための抵抗25を付加している。実
施例3とこれらの点において異なるが本質的な動作は図
4に示した回路の場合と変わりはない。図5に示した実
施例の場合、図4に於ける第1の定電圧ダイオードの一
部である定電圧ダイオード9が省かれているが、これは
充分高い定電圧値のものを選定すれば定電圧ダイオード
41のみで良いからである。なお、定電圧ダイオード4
1は、短絡用MOSFET24の規制ダイオードを使用
することができる。
【0059】出力制御部20は実施例3と異なり、実施
例1および2と略同じである。すなわち、光起電力発生
回路53は、信号源としてのLED13からなる光信号
発生回路55からの光を受光して、所定の光起電力が発
生可能に配置される光ダイオード26と、この光ダイオ
ード26に光起電力が発生した場合に、PチャンネルM
OSFET17aおよびNチャンネルMOSFET18
aからなる初段インバータ57の入力点に、High レベ
ルの入力を与えるための抵抗27から構成されている。
2段目のインバータ58は、PチャンネルMOSFET
17bおよびNチャンネルMOSFET18bから構成
されており、初段インバータ57の、PチャンネルMO
SFET17aおよびNチャンネルMOSFET18a
と同様、一対で動作する二段目のインバータであり、そ
の動作は初段インバータ57も同じである。なお、二段
目のインバータ58の出力は、出力用IGBT22のゲ
ートに与えられる。本例の装置のように、負荷を接続し
た際のdV/dtがそれ程大きくなく、また、IGBT
22の導通状態が長く継続しない場合などにおいては、
不動回路、光起電力による充電回路を省略して装置の簡
易化を図ることも可能である。
例1および2と略同じである。すなわち、光起電力発生
回路53は、信号源としてのLED13からなる光信号
発生回路55からの光を受光して、所定の光起電力が発
生可能に配置される光ダイオード26と、この光ダイオ
ード26に光起電力が発生した場合に、PチャンネルM
OSFET17aおよびNチャンネルMOSFET18
aからなる初段インバータ57の入力点に、High レベ
ルの入力を与えるための抵抗27から構成されている。
2段目のインバータ58は、PチャンネルMOSFET
17bおよびNチャンネルMOSFET18bから構成
されており、初段インバータ57の、PチャンネルMO
SFET17aおよびNチャンネルMOSFET18a
と同様、一対で動作する二段目のインバータであり、そ
の動作は初段インバータ57も同じである。なお、二段
目のインバータ58の出力は、出力用IGBT22のゲ
ートに与えられる。本例の装置のように、負荷を接続し
た際のdV/dtがそれ程大きくなく、また、IGBT
22の導通状態が長く継続しない場合などにおいては、
不動回路、光起電力による充電回路を省略して装置の簡
易化を図ることも可能である。
【0060】本例の出力制御部20の動きを説明する
と、LED13からの光りを光ダイオード26が受光す
ると、二段目のインバータ58の入力はLOWレベルとな
るので、PチャンネルMOSFET17bは導通動作状
態に、NチャンネルMOSFET18bは休止動作状態
になり、その出力はHighレベルとなる。すなわち、出
力制御部20の出力はHigh レベルとなり、出力用IG
BT22は導通動作状態にされる。また、LED13を
消灯すると、二段目のインバータ58の入力はHigh レ
ベルとなるので、PチャンネルMOSFET17bは休
止動作状態に、NチャンネルMOSFET18bは導通
動作状態になり、その出力はLOWレベルとなる。これに
よって、出力制御部20の出力はLOWレベルとなり、出
力用IGBT22は休止動作状態にされる。
と、LED13からの光りを光ダイオード26が受光す
ると、二段目のインバータ58の入力はLOWレベルとな
るので、PチャンネルMOSFET17bは導通動作状
態に、NチャンネルMOSFET18bは休止動作状態
になり、その出力はHighレベルとなる。すなわち、出
力制御部20の出力はHigh レベルとなり、出力用IG
BT22は導通動作状態にされる。また、LED13を
消灯すると、二段目のインバータ58の入力はHigh レ
ベルとなるので、PチャンネルMOSFET17bは休
止動作状態に、NチャンネルMOSFET18bは導通
動作状態になり、その出力はLOWレベルとなる。これに
よって、出力制御部20の出力はLOWレベルとなり、出
力用IGBT22は休止動作状態にされる。
【0061】上記の実施例において、出力用スイッチ部
10として、MOSFETまたはIGBTといった出力
用絶縁ゲート型半導体素子が採用された装置に基づき説
明してきたが、その他の同様の半導体デバイス、例えば
MCTなどの絶縁ゲート型半導体素子を適用しても良
い。また、絶縁ゲート型半導体素子に限らず、パワート
ランジスタなどのバイポーラ型半導体素子などを採用し
ても良く、勿論、複数の素子の組み合わせにより出力用
スイッチ部を構成しても良い。
10として、MOSFETまたはIGBTといった出力
用絶縁ゲート型半導体素子が採用された装置に基づき説
明してきたが、その他の同様の半導体デバイス、例えば
MCTなどの絶縁ゲート型半導体素子を適用しても良
い。また、絶縁ゲート型半導体素子に限らず、パワート
ランジスタなどのバイポーラ型半導体素子などを採用し
ても良く、勿論、複数の素子の組み合わせにより出力用
スイッチ部を構成しても良い。
【0062】また、上記の各実施例においては、信号源
としてLEDを用いた光絶縁型の出力制御部に基づき説
明したが、フォットカプラなどのオプトアイソレータを
用いても勿論良い。また、制御信号との絶縁を必要とし
ない場合は、外部からの制御信号により直接出力制御部
を作動させても良い。
としてLEDを用いた光絶縁型の出力制御部に基づき説
明したが、フォットカプラなどのオプトアイソレータを
用いても勿論良い。また、制御信号との絶縁を必要とし
ない場合は、外部からの制御信号により直接出力制御部
を作動させても良い。
【0063】さらに、定電圧設定回路において充電用半
導体素子のドレイン極とゲートとの間に、電流制限抵抗
に直列に挿入されている逆流阻止ダイオードは、出力用
スイッチ部が導通状態となり、負荷端子に印加される電
圧が低く成った場合に、充電用半導体素子のゲートに蓄
えられた電荷が、逆流して放電するのを防止するための
ものである。このため、出力用スイッチ部の、スイッチ
ング周期が充分短く、かつ電流制限抵抗の値が充分大き
い場合には、省略することも勿論可能である。
導体素子のドレイン極とゲートとの間に、電流制限抵抗
に直列に挿入されている逆流阻止ダイオードは、出力用
スイッチ部が導通状態となり、負荷端子に印加される電
圧が低く成った場合に、充電用半導体素子のゲートに蓄
えられた電荷が、逆流して放電するのを防止するための
ものである。このため、出力用スイッチ部の、スイッチ
ング周期が充分短く、かつ電流制限抵抗の値が充分大き
い場合には、省略することも勿論可能である。
【0064】また、上記実施例において、フォトダイオ
ードとして、用途によりPINフォトダイオード、AP
Dなどが採用できる。このように、上記実施例に示した
回路構成は一例に過ぎず、装置の用途、条件により様々
な回路が採用できることはもちろんである。
ードとして、用途によりPINフォトダイオード、AP
Dなどが採用できる。このように、上記実施例に示した
回路構成は一例に過ぎず、装置の用途、条件により様々
な回路が採用できることはもちろんである。
【0065】
【発明の効果】以上に説明したように、本発明に係る駆
動電源内蔵型半導体装置は、蓄電部の充電電位により充
電部からの充電動作を強制的に終了させる強制充電解除
手段を備えている。従って、蓄電部における充電後の電
位を必要以上に上げることなく、充電部に印加する充電
基準電位を高く設定できる。このため、充電部から蓄電
部に供給される電流の増加が図られ、短時間に蓄電部の
充電を完了することが可能となる。従って、オンデュー
ティが高い場合であっても、安定した駆動電源の電圧を
確保することができるので、スイッチング時の損失を低
減でき、また、スイッチングの信頼性を向上することが
可能となる。そして、蓄電部における充電後の電位は従
来と同様に設定できるので、この蓄電部からの電源供給
により駆動される出力制御部は、従来と同様の規格で設
計できる。このため、本発明によりスイッチング時の損
失が低く、信頼性が高く、同時に安価な駆動電源内蔵型
半導体装置を実現することができる。
動電源内蔵型半導体装置は、蓄電部の充電電位により充
電部からの充電動作を強制的に終了させる強制充電解除
手段を備えている。従って、蓄電部における充電後の電
位を必要以上に上げることなく、充電部に印加する充電
基準電位を高く設定できる。このため、充電部から蓄電
部に供給される電流の増加が図られ、短時間に蓄電部の
充電を完了することが可能となる。従って、オンデュー
ティが高い場合であっても、安定した駆動電源の電圧を
確保することができるので、スイッチング時の損失を低
減でき、また、スイッチングの信頼性を向上することが
可能となる。そして、蓄電部における充電後の電位は従
来と同様に設定できるので、この蓄電部からの電源供給
により駆動される出力制御部は、従来と同様の規格で設
計できる。このため、本発明によりスイッチング時の損
失が低く、信頼性が高く、同時に安価な駆動電源内蔵型
半導体装置を実現することができる。
【0066】さらに、強制不動手段により、蓄電部の電
位が確立されていない場合の誤動作を防止することが可
能となり、さらにスイッチングの信頼性を向上すること
ができる。
位が確立されていない場合の誤動作を防止することが可
能となり、さらにスイッチングの信頼性を向上すること
ができる。
【0067】また、光絶縁型の出力制御部を採用してい
る場合は、光起電力発生手段を用いて、制御信号に基づ
き発光する光発生手段から蓄電部を充電することが可能
であり、漏れ電流による蓄電部の電圧降下を抑制するこ
とができる。このため、長期間導通状態が継続する場合
であっても、電圧降下によるスイッチングの誤動作を防
止することができ、また、充電時間を短縮することによ
り、スイッチング動作の信頼性をさらに向上することが
できる。
る場合は、光起電力発生手段を用いて、制御信号に基づ
き発光する光発生手段から蓄電部を充電することが可能
であり、漏れ電流による蓄電部の電圧降下を抑制するこ
とができる。このため、長期間導通状態が継続する場合
であっても、電圧降下によるスイッチングの誤動作を防
止することができ、また、充電時間を短縮することによ
り、スイッチング動作の信頼性をさらに向上することが
できる。
【0068】例えば、出力制御部に駆動電源を供給する
蓄電部としてコンデンサが採用されている場合は、この
コンデンサの電圧値が所定値より低い場合には、充電部
の充電スイッチ手段である充電用半導体素子のゲートに
充分高い電圧を与えて、大きい値のドレイン電流を流
し、これによって、コンデンサの充電を短時間で終了す
るようにすることができる。そして、充電によってコン
デンサ電圧が上昇し、蓄電部の充電電位判定回路たる第
2の定電圧ダイオードの定電圧値に従う所定値に到達し
た場合には、定電圧出力手段としての第1の定電圧ダイ
オードの一部あるいは全部を、オフスイッチ回路たる短
絡用半導体素子のゲート電位を低下させて短絡させ、充
電用半導体素子を休止動作状態に移行させることによ
り、コンデンサの充電を停止するようにする。これによ
って、本装置のオンデューティが大きく、したがって休
止動作期間が短い場合でも、出力用スイッチ手段たる出
力用絶縁ゲート型半導体素子を駆動する駆動電源電圧は
所定の値を維持できる。さらに、出力用絶縁ゲート型半
導体素子の発生損失を小さく抑制でき、また、出力用絶
縁ゲート型半導体素子のターンオフ動作の初期におい
て、コンデンサの充電を完了させることができるので、
充電用半導体素子の発生損失を抑制することも可能であ
る。さらに、蓄電部からの駆動電圧が印加される回路用
素子に高い耐電圧の素子の使用を必要としないので信頼
性が高く、かつ安価な駆動電源内蔵型半導体装置を実現
できるという効果を奏する。
蓄電部としてコンデンサが採用されている場合は、この
コンデンサの電圧値が所定値より低い場合には、充電部
の充電スイッチ手段である充電用半導体素子のゲートに
充分高い電圧を与えて、大きい値のドレイン電流を流
し、これによって、コンデンサの充電を短時間で終了す
るようにすることができる。そして、充電によってコン
デンサ電圧が上昇し、蓄電部の充電電位判定回路たる第
2の定電圧ダイオードの定電圧値に従う所定値に到達し
た場合には、定電圧出力手段としての第1の定電圧ダイ
オードの一部あるいは全部を、オフスイッチ回路たる短
絡用半導体素子のゲート電位を低下させて短絡させ、充
電用半導体素子を休止動作状態に移行させることによ
り、コンデンサの充電を停止するようにする。これによ
って、本装置のオンデューティが大きく、したがって休
止動作期間が短い場合でも、出力用スイッチ手段たる出
力用絶縁ゲート型半導体素子を駆動する駆動電源電圧は
所定の値を維持できる。さらに、出力用絶縁ゲート型半
導体素子の発生損失を小さく抑制でき、また、出力用絶
縁ゲート型半導体素子のターンオフ動作の初期におい
て、コンデンサの充電を完了させることができるので、
充電用半導体素子の発生損失を抑制することも可能であ
る。さらに、蓄電部からの駆動電圧が印加される回路用
素子に高い耐電圧の素子の使用を必要としないので信頼
性が高く、かつ安価な駆動電源内蔵型半導体装置を実現
できるという効果を奏する。
【図1】本発明の第1実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図2】図1に示す駆動電源内蔵型半導体装置の動作を
説明するタイミングチャートである。
説明するタイミングチャートである。
【図3】本発明の第2実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図4】本発明の第3実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図5】本発明の第4実施例に係る駆動電源内蔵型半導
体装置の回路構成を示す回路図である。
体装置の回路構成を示す回路図である。
【図6】従来の駆動電源内蔵型半導体装置の回路構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図7】MOSFETの出力特性の一例を示す出力特性
図
図
1 ・・・ 駆動電源内蔵型半導体装置 2 ・・・ 出力用MOSFET 3 ・・・ コンデンサ 3a・・・ 高電位側極 5 ・・・ 充電用MOSFET 6 ・・・ 逆流阻止ダイオード 7 ・・・ 電流制限抵抗 8 ・・・ 逆流阻止ダイオード 9 ・・・ 付加定電圧ダイオード 10・・・ 出力用スイッチ部 11・・・ 第2の定電圧ダイオード 12・・・ 短絡用NPNトランジスタ 13・・・ LED 17・・・ pチャンネルMOSFET 18・・・ nチャンネルMOSFET 20・・・ 出力制御部 22・・・ 出力用IGBT 23・・・ 充電用IGBT 24・・・ 短絡用MOSFET 25・・・ 抵抗 26・・・ フォトダイオード 30・・・ 蓄電部 31、34・・・ 抵抗 32、35・・・ MOSFET 40・・・ 充電部 41・・・ 第1の定電圧ダイオード 42・・・ 充電用スイッチ回路 43・・・ 定電圧発生回路 44・・・ オフスイッチ回路 45・・・ 充電電圧判定回路 51、52・・・ フォトダイオードアレイ 53・・・ ダイオード 54・・・ pチャンネルMOSFET 55・・・ 発光回路 56・・・ 光起電力発生回路 57、58・・・ インバータ 59・・・ 不動回路 60・・・ 光起電力充電回路
Claims (12)
- 【請求項1】 出力用スイッチ部と、この出力用スイッ
チ部を入力制御信号に基づき制御する出力制御部と、こ
の出力制御部へ駆動電源を供給する蓄電部と、この蓄電
部を前記出力用スイッチ部に接続される外部回路から充
電する充電部とを有し、この充電部が外部回路に接続さ
れた定電圧出力手段と、この定電圧出力手段からの充電
基準電位に基づき前記外部回路から充電する充電用スイ
ッチ手段を備えている駆動電源内蔵型半導体装置におい
て、 前記充電部は、前記蓄電部の充電中の電位により前記充
電用スイッチ手段を強制的に開放する強制充電解除手段
を備えていることを特徴とする駆動電源内蔵型半導体装
置。 - 【請求項2】 請求項1において、前記充電用スイッチ
手段は、前記充電基準電位がゲート電位として印加され
る絶縁ゲート型半導体素子であって、前記強制充電解除
手段は、前記蓄電部の充電電位を判定する充電電位判定
回路と、この充電電位判定回路に基づき前記定電圧出力
手段をバイパスし前記充電基準電位を前記絶縁ゲート型
半導体素子がオフ状態となるオフ電位とするオフスイッ
チ回路とを具備していることを特徴とする駆動電源内蔵
型半導体装置。 - 【請求項3】 出力用スイッチ部と、この出力用スイッ
チ部を入力制御信号に基づき制御する光発生手段を介し
て制御する出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を
供給する蓄電部と、この蓄電部を前記出力用スイッチ部
に接続される外部回路から充電する充電部とを有し、こ
の充電部が外部回路に接続された定電圧出力手段と、こ
の定電圧出力手段からの充電基準電位に基づき前記外部
回路から充電する充電用スイッチ手段を備えている駆動
電源内蔵型半導体装置において、 前記蓄電部の充電電位に基づき前記出力用スイッチ部を
強制的に不動状態とする強制不動手段を備えている特徴
とする駆動電源内蔵型半導体装置。 - 【請求項4】 請求項1または2において、前記蓄電部
の充電電位に基づき前記出力用スイッチ部を強制的に不
動状態とする強制不動手段を備えている特徴とする駆動
電源内蔵型半導体装置。 - 【請求項5】 出力用スイッチ部と、この出力用スイッ
チ部を入力制御信号により作動する光発生手段を介して
制御する出力制御部と、この出力制御部へ駆動電源を供
給する蓄電部と、この蓄電部を前記出力用スイッチ部に
接続される外部回路から充電する充電部とを有し、この
充電部が外部回路に接続された定電圧出力手段と、この
定電圧出力手段からの充電基準電位に基づき前記外部回
路から充電する充電用スイッチ手段を備えている駆動電
源内蔵型半導体装置において、前記光発生手段に起因す
る光起電力により蓄電部を充電する光起電力発生手段を
備えていることを特徴とする駆動電源内蔵型半導体装
置。 - 【請求項6】 請求項1ないし4のいずれかにおいて、
前記出力制御部は、前記入力制御信号により作動する光
発生手段を介して制御する光出力制御部であり、この光
発生手段に起因する光起電力により蓄電部を充電する光
起電力発生手段を備えていることを特徴とする駆動電源
内蔵型半導体装置。 - 【請求項7】 請求項5または6において、前記出力制
御部は、前記光起電力発生手段からの光起電力に基づき
前記出力用スイッチ部を制御する光起電力制御部である
ことを特徴とする駆動電源内蔵型半導体装置。 - 【請求項8】 請求項5ないし7のいずれかにおいて、
前記光発生手段は、LEDであり、前記光起電力発生手
段は、フォトトランジスタアレイであることを特徴とす
る駆動電源内蔵型半導体装置。 - 【請求項9】 請求項1ないし8のいずれかにおいて、
前記出力用スイッチ部は絶縁ゲート型半導体素子である
出力用絶縁ゲート型半導体素子からなることを特徴とす
る駆動電源内蔵型半導体装置。 - 【請求項10】 請求項9において、前記出力制御部
は、前記出力用絶縁ゲート型半導体素子のゲートを充放
電するゲート駆動回路であり、前記蓄電部は、このゲー
ト駆動回路に電源を供給するためのコンデンサであり、
前記充電部は、前記出力用絶縁ゲート型半導体素子のド
レイン極とソース極の間の電圧を利用して前記コンデン
サを充電する充電回路を有しており、この充電回路が、
前記ドレイン極と前記コンデンサの間に接続されしかも
互いに直列に接続される充電用半導体素子および逆流阻
止ダイオードと、前記ドレイン極と前記ソース極間に接
続されしかも互いに直列に接続される抵抗および第1の
定電圧ダイオードとを備え、しかもこの第1の定電圧ダ
イオードの陽極が前記出力用絶縁ゲート型半導体素子の
ソース極に接続され、かつこの第1の定電圧ダイオード
の陰極が前記充電用半導体素子のゲートおよび前記抵抗
に接続される駆動電源内蔵型半導体装置において、 前記充電回路に、前記コンデンサの高電位側極に第2の
定電圧ダイオードを介してそのゲートが接続され、この
コンデンサの電圧に応じてスイッチング動作を行い、そ
の導通作動時に前記第1の定電圧ダイオードの少なくと
も一部を短絡する短絡用半導体素子を設けたことを特徴
とする駆動電源内蔵型半導体装置。 - 【請求項11】 請求項10において、前記短絡用半導
体素子は、NPNトランジスタであり、前記第2の定電
圧ダイオードの陽極がこのNPNトランジスタのベース
に接続されていることを特徴とする駆動電源内蔵型半導
体装置。 - 【請求項12】 請求項10において、前記短絡半導体
素子は、絶縁ゲート型半導体素子であり、前記第2の定
電圧ダイオードの陽極は抵抗を介して出力用絶縁ゲート
型半導体素子のソース極に接続されるとともに、この第
2の定電圧ダイオードの陽極が前記短絡用絶縁ゲート型
半導体素子のゲート極に接続されていることを特徴とす
る駆動電源内蔵型半導体装置。
Priority Applications (5)
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GB9209923A GB2257583B (en) | 1991-05-10 | 1992-05-08 | Built-in drive power-source semiconductor device |
GB9422122A GB2288090B (en) | 1991-05-10 | 1992-05-08 | Built-in drive power-source semiconductor device |
DE4215199A DE4215199A1 (de) | 1991-05-10 | 1992-05-08 | Halbleitervorrichtung mit eingebauter treiberstromquelle |
GB9422123A GB2288091B (en) | 1991-05-10 | 1992-05-08 | Buit-in drive power-source semiconductor device |
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Family Applications (1)
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