JPH048004A - 電流電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換
回路に関する。

従来の技術 第１１図は、従来のホトトランジスタを電流信号源とし
た電流電圧変換回路の回路構成図である。第１１図にお
いて、１はホトトランジスタ、２は負荷抵抗１．３は出
力端、４は電源端子である。ホトトランジスタ１のエミ
ッタは接地電位に接続されており、そのコレクタは出力
端子３と一端が電源端子４に接続された負荷抵抗２の他
端に接続されている。

以上の様に構成された従来の電流電圧変換回路について
の動作説明を以下に述べる。

ホトトランジスタ１は、光源を入力源として入力光の照
度の変化に対応してコレクタ電流が変化する素子である
。ホトトランジスタのエミッタとコレクタ間は、等価的
に電流源として置換えて考えることができ、ホトトラン
ジスタ１は光源によって制御される電流源として考える
ことができる。ホトトランジスタ１のコレクタに接続さ
れる負荷抵抗２の抵抗端に電圧降下が発生し、そのコレ
クタ電流の変化を電圧の変化に変換する。言い換えれば
、この電流電圧変換回路は入力光の照度の変化を電圧の
変化に変換し、その出力電圧を電源端子４と出力端３の
間に出力する変換回路と言える。

発明が解決しようとする課題 ここで、ホトトランジスタ１の等価回路について、第１
２図を用いて詳しく説明する。

ホトトランジスタ１は、等価的にトランジスタ５のコレ
クタとベース間にホトダイオード６が接続されたものと
考えられる。ホトダイオード６は、入射光に対する感度
を良くするために接合面積が太き（とられており、ホト
ダイオードの接合面積は通常のトランジスタのコレクタ
とベース間の接合面積に比べて数倍ないし数百倍のもの
が用いられている。そのために、ホトダイオード６の大
きな接合容量７がトランジスタ５のコレクタ・ベース間
に接続されることになる。一方では、ホトダイオード６
で得られた光電流を効率よく電流増幅するために、トラ
ンジスタ５０入力は高インピーダンスにされていること
が一般的である。このために、トランジスタ５が光電流
を増幅して、コレクタ電流が増大すると、負荷抵抗２の
電圧降下によってトランジスタ５のコレクタ電位が低下
し、ホトダイオード６の接合容量７によって負帰還がな
され、第１１図および第１２図に示される電流電圧変換
回路はミラー効果によって周波数応答が非常に遅いもの
になる。

本発明の目的は、電流を電圧に変換にする際のミラー効
果を防止し、周波数応答性が速い電流電圧変換回路を提
供することにある。

課題を解決するための手段 本発明の構成は、ベースが固定電位に接続されたトラン
ジスタのエミッタに交流電流源と直流電流源を並列に接
続し、前記トランジスタのコレクタ電流路に負荷抵抗を
接続し、負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことにある
。

作用 上記の構成により、交流電流源であるホトトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間電位が固定化することができ、
ホトダイオードの接合容量によるミラー効果が防止でき
、ベースが固定電位に接続されたトランジスタに直流バ
イアス電流を流すことによって、交流電流源が小振幅の
信号でも速い応答速度で負荷抵抗に信号を伝達すること
ができ、応答性の良い電流電圧変換が実現できる。

実施例 以下、第１の発明について実施例を用いて詳細に説明す
る。

第１図は、この発明の一実施例を示す回路図、第２図は
この発明に用いたトランジスタの電気的特性図である。

第１図において、２は負荷抵抗、３は出力端子、４は電
源端子、８は直流電流源、９は交流電流源、１０は出力
トランジスタ、１１は固定電圧源である。

入力信号源となる交流電流源９は、直流電流源８と並列
接続されており、その一端は電源端子４に、他端は出力
トランジスタ１０のエミッタに接続される。出力トラン
ジスタ１０のベースには固定電圧源１１が接続され、こ
れによって出力トランジスタ１０のエミッタと電源端子
４との間の電圧が固定され、交流電流源９の端子電圧が
安定化される。出力トランジスタ１０のコレクタには、
一端が接地された負荷抵抗２の他端と出力端子３が接続
され、交流入力電流の変化に対応した交流出力電圧が負
荷抵抗２の端子間に発生する。

次に、第１図と第２図を用いて詳しい動作説明を行う。

第２図は、本発明に用いられた出力トランジスタ１０の
コレクタ電流（ＩＣ＞に対する直流電流増幅率（以下、
ｈＦＥという）およびトランジション周波数（以下、ｆ
Ｔという）の特性図である。通常、トランジスタのｈＦ
Ｅは、第２図に示すようにＩＣが微少電流になると幾分
低下し、逆に大電流になると成る電流値から急激に低下
する特性を持っている。そして、トランジスタの動作上
限周波数であるｆＴは、ｈＦＥがピークとなるコレクタ
電流の電流領域付近においてｆＴがピークとなり、それ
より小さな電流値になるとｆＴがＩＣにほぼ比例して低
下する傾向を持っている。

トランジスタの電気的特性が、このようにコレクタ電流
に依存して変化することを前提として回路の動作を説明
する。

第１図のような構成において、直流電流源８の電流値が
Ｏの状態で動作させると次の様な現象が起きる。たとえ
ば交流電流源９の交流信号が、１０μＡの直流電流に１
μＡｐ−ｐの交流電流であったとすると、出力トランジ
スタ１０は第２図の特性により約ＩＭＨｚ以下の周波数
までしかコレクタ側に交流成分を伝達できない。また交
流電流源の周波数がＩＫＨｚ程度の低い周波数で、振幅
がＯμＡから１０μＡの範囲の方形波の交流電流を入力
する時、出力トランジスタ１０のコレクタ出力電流は立
上がり波形および立下がり波形の１０μＡ付近がシャー
プで、０μＡ付近がなまった方形波として出力される。

しかし、直流電流源８によって出力トランジスタ１０の
エミッタに１００μＡのバイアス電流を与えている状態
において、前者の交流電流を入力すると出力トランジス
タ１０はコレクタ側に１０ＭＨｚまでの周波数の信号を
伝達することが可能となり、出力トランジスタ１０は周
波数応答性が改善される。このために、非常にシャープ
な波形の１０μＡｐ−ｐの交流電流を］、　ＯＯμＡの
直流電流に重複した電流が出力トランジスタ１０のコレ
クタ側に出力される。このように出力トランジスタ１０
の周波数応答性は、エミッタに直流電流源８を付加する
ことによって大幅に改善することができる。なお出力ト
ランジスタのバイアス電流の大きさは、電流値を大きく
すると回路全体の消費電流が大きくなるという問題があ
り、電流値を小さくすると周波数応答性が悪化するとい
う問題があり、１０μＡから１ｒｎＡの電流範囲が実用
的である。

交流電流源９は、バイポーラトランジスタまたはＭＯＳ
トランジスタ等のデバイスを用いて構成され、これらの
デバイスのｈＦＥ、飽和電流Ｉｓおよび相互コンダクタ
ンスｇｍ等のパラメータが主電極間の電圧に依存して変
化する。本発明では、交流電流源９の入力電流を固定電
圧源１１によってエミッタ電位が固定された出力トラン
ジスタ１０を介して負荷抵抗２に交流電流を印加してい
るが、これは負荷抵抗２の電圧変動が交流電流源９のデ
バイスパラメータに影響し、そのパラメータの変動によ
って入力信号の波形歪みを防止する効果を持たせるため
である。

第３図は、第１の発明の具体的な一実施例である。なお
、第１図の素子と同一のものは同一番号を付与している
。電源端子４と接地電位との間にダイオード手段１２．
１３の縦続接続体と定電流源１４が接続され、ダイオー
ド手段が順方向導通することにより出力トランジスタ１
０のベースに２倍のダイオード電圧を与える。ダイオー
ド手段１３とトランジスタ１５はカレントミラーを構成
し、直流電流源用のトランジスタ１５は出力トランジス
タ１０のエミッタに直流電流を与え、出力トランジスタ
１０のエミッタを低インピーダンスにする。そして交流
電流源であるホトトランジスタ１は電源端子４と出力ト
ランジスタ１０のエミッタに接続され、負荷抵抗２は出
力トランジスタ１０のコレクタと接地電位間に接続され
る。

このような構成において、ホトトランジスタ１は出力ト
ランジスタ１０のエミッタに入力光の変化に対応した交
流電流を与え、出力トランジスタ１０はそのコレクタに
接続される負荷抵抗２に交捷電流を伝え、負荷抵抗２は
入力光の変化に対応した交流電圧を発生する。この実施
例では、ホトトランジスタ１の端子間電圧が出力トラン
ジスタのエミッタ電位に固定されるため、ホトトランジ
スタ１のコレクタ・エミッタ間の電圧がホトトランジス
タ１の接合容量７によってベースに負帰還されることが
防止でき、ホトトランジスタ１が入力光の変化に対して
高い周波数応答性の光・電流変換することを可能にし、
実施例の電流電圧回路を用いることにより周波数応答性
の高い光・電圧変換が実現できる。さらに、第３図の実
施例において抵抗の一端が接地電位に接続されているこ
とには大きな意味があり、出力端子３に接続される後段
の増幅器（図示せず）は、接地電位を基準にした入力信
号を増幅する増幅器を用いると、ワンポイント、アース
等の配線方法を配慮するだけでノイズ混入に対する対策
が可能となり、他の基準電位を基準にした信号処理をす
る場合に比べてＳＮ比の対策が容易である。トランジス
タ１５により与えられる直流電流は負荷抵抗２に伝達さ
れ、出力端子３の直流電位を持ち上げるように作用する
が、これを積極的に活用して出力端子３に接続される後
段の増幅器のバイアス電圧として利用することができる
。

第４図は、第１の発明の他の実施例である。なお、第３
図の素子と同一のものは同一番号を付与している。ダイ
オード手段１６．１７の縦続接続体と定電流源１４が接
地電位と電源端子４との間に接続され、ダイオード１７
のアノードと出力トランジスタ２００ベースに接続され
ることによりバイアス電圧が印加され、ダイオード手段
１６とトランジスタ１８よりなるカレントミラー回路に
より出力トランジスタ２０のエミッタに直流バイアス電
流が印加され、ホトトランジスタ１が出力トランジスタ
２０のエミッタと接地電位の間に接続され、負荷抵抗２
と出力端子３とが出力トランジスタ２０のコレクタに接
続された構成となっている。

このような構成の電流電圧変換回路は、出力端子３に接
続される後段の増幅器（図示せず）が接地電位を基準に
して動作する増幅器である場合、電源端子４に印加され
る電源電圧の安定性が悪いと、電源電圧のリップル成分
やノイズ成分が電流電圧変換後の出力電圧に重複するこ
とになり、ノイズ対策が多少しに（くなる。しかし、後
段の増幅器が電源端子４を基準にして動作する回路であ
れば、電源ノイズが出力電圧に重複する問題に対応でき
るので、第４図の実施例は第３図の実施例に比べて後段
の増幅器の設計が多少設計しに（い程度のものである。

しかし、ホトトランジスタがこの電流電圧変換回路と距
離的に離れている時、相互間の接続が単芯のシールド線
１本で可能になる利点があり、第３図と第４図の実施例
ではそれぞれ一長一短を持っている。

第５図は、第１の発明の他の実施例である。なお、第４
図の素子と同一のものは同一番号を付与している。第５
図は、基本的には第４図と実質的に同一であり、トラン
ジスタ１８．２１．２２により構成されるカレントミラ
ー回路が出力トランジスタ２０のエミッタに直流バイア
ス電流を与え、ダイオード電圧を発生するトランジスタ
２２のベース電位点が出力トランジスタ２０のベース電
位のバイアス電圧源となっている。第５図の特性は、第
４図とほぼ同一のものである。

次に第２の発明について説明する。

第１の発明において、ベースおよびエミッタ電位が固定
バイアスされた出力トランジスタ１０のエミッタに直流
電流源８と交流電流源９を並列に接続することによって
、小振幅の交流信号でも速い応答速度で負荷抵抗に信号
を伝達できる電流電圧変換回路が実現したが、直流電流
源８より供給される電流が負荷抵抗２の電圧降下を大き
くし、交流電圧振幅のダイナミックレンジを狭くする欠
点がある。第２の発明の目的は、交流電圧振幅のダイナ
ミックレンジを広くする手段を提供することにある。

次に、第２の発明について第６図を用いて説明する。

第２の発明は、固定電圧源１１がベースに接続された出
力トランジスタ１０のエミッタに直流電流源８と交流電
流源９が並列接続され、出力トランジスタ１ｏのコレク
タに負荷抵抗２と直流電流源２３が並列接続されて接地
され、そのコレクタに出力端子３が接続された構成であ
る。

このような構成において、直流電流源８および２３の電
流値をそれぞれＩ１およびＩ２とし、出力トランジスタ
１０のｈＦＥが無限大とすると、（Ｉｌ−Ｉ２）の電流
が負荷抵抗２の直流バイアスとして印加される。そして
、ＩＩ＝　Ｉ２の時には、交流電流源９の電流のみが負
荷抵抗２に印加され、交流電流源９の電流値が電圧値に
変換されて負荷抵抗２の端子間に出力される。さらに、
ＩＩ＜　１２の時には、交流電流源９の電流の直流電流
成分を削減することができる。たとえば、交流電流成分
のボトムの電流値をｉｂとするとＩＩ＋１ｂ＝Ｉ２とな
るようにＩ１およびＩ２の条件設定を行えば、負荷抵抗
２で発生する電圧のボトム値を接地電位まで引下げるこ
とが可能となり、電流電圧変換回路の出力振幅電圧のダ
イナミックレンジを最大限にすることが可能となる。

交流電流源９に並列接続された直流電流源８は、出力ト
ランジスタ１０にバイアス電流を得ることにより電流電
圧変換回路の高速化を図り、負荷抵抗２と並列接続され
た直流電流源２３はそのバイアス電流を廃除することに
よって出力振幅電圧のダイナミックレンジの拡大を図り
、直流電流源８また２３の電流値を調整することによっ
て出力電圧のオフセット調整を行い、出力振幅電圧の最
適を図ることも可能にすることができる。

次に、第２の発明の具体的な実施例について第７図を用
いて説明する。

電源端子と接地間に定電流源２４とダイオード手段２５
とが直列接続され、ダイオード手段の２５のベースにト
ランジスタ２６および２７のベースが共通に接続されて
２個の直流電流源が構成され、直流電流源用のトランジ
スタ２６のコレクタに縦続接続したダイオード手段１２
が接続され、縦続接続したダイオード手段１２が発生す
る固定電圧は出力トランジスタ１０のベースに与えられ
る。ダイオード手段１３とトランジスタ１５によって構
成されるカレントミラー回路は、トランジスタ２６のコ
レクタ電流をミラーして出力トランジスタ１０のエミッ
タに直流バイアス電流を与える。出力トランジスタ１０
のコレクタに、直流電流源用のトランジスタ２７のコレ
クタと負荷抵抗２が接続され、出力トランジスタ１０の
エミッタに接続されたホトトランジスタ１の交流電流を
負荷抵抗２に与える。トランジスタ２７は、トランジス
タ１５から供給され電流によって負荷抵抗２に余分なバ
イアス電流が印加されて出力振幅電圧のダイナミックレ
ンジが低下することを防止するためのものであるが、ト
ランジスタ１５と２７の電流比を調整することによりダ
イナミックレンジの拡大を図ることも可能である。その
電流比を調整する方法としては、トランジスタ２６と２
７のエミツタ面積比を所定の値に設定するか、トランジ
スタ１３と１５のエミツタ面積比を所定の値に設定する
かいずれかの方法を取る。

次に、第３の発明について説明する。

第３の発明の目的は、交流入力電流が接地電位を基準に
入力され、かつ出力電圧が接地電位を基準に出力される
ことを可能にし、電源のリップルやノイズに対して影響
されにくい電流電圧変換回路を提供することにある。

次に、第３の発明について第８図を用いて説明する。

第３の発明は、固定電圧源１１がベースに接続された出
力トランジスタ２０のエミッタに、一端が接地された直
流電流源８の他端と、一端が接地された交流電流源９の
他端とを接続し、ギルバート回路またはトランジスタ２
８と２９で構成されたカレントミラー回路等の電流変換
回路を介した出力トランジスタ２０のコレクタ電流路に
、一端が接地された直流電流源２３の他端と、一端が接
地された負荷抵抗２の他端を接続して構成される。

このような構成において、固定電圧源１１は出力トラン
ジスタ２０のベースおよびエミッタの電位を固定し、入
力信号源となる交流電流源９に用いられるトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間電圧を固定化する。このことに
よって、交流電流源９に用いられるトランジスタの高周
波特性がミラー効果によって悪化することを防止し、コ
レクタ・エミッタ間電圧の変動に依存したデバイスパラ
メータ変動を防止する。出力トランジスタ２０は、直流
電流源８のバイアス電流を加えて大電流領域で動作させ
ることにより、交流電流源９による交流電流成分の伝達
特性を向上させる。トランジスタ２８．２９によって構
成されるカレントミラー回路は、出力トランジスタ２０
のコレクタ電流をミラーして一端が接地された負荷抵抗
２および直流電流源２３に供給する。負荷抵抗２はその
端子間に交流電流源９の電流に対応した交流出力電圧を
発生させて電流電圧変換を行う。

入力信号源である交流電流源９が、低インピーダンスで
ある出力トランジスタ２０のエミッタと接地電位との間
に接続する入力型式にすると、交流電流源９が電流電圧
変換回路から離れた位置にあっても相互間を一本の単芯
シールド線で結合することかでき、配線材の浮遊容量が
そのエミッタど接地電位間に多少付与されても、電流電
圧変換回路の高周波特性はほとんど影響を受けない。出
力電圧を一端が接地された負荷抵抗２の両端から抽出す
る型式にすると、後段の増幅器の入力型式が一般的に多
用される接地電位を基準にして入力する増幅器に接続す
る際にワンポイント・アースの配線方法さえ気を付ける
程度でノイズ対策が可能となり、回路設計が容易になる
等の効果がある。

第９図は、第３の発明の具体的な実施例である。第８図
に示すバイアス用の直流電流源８とオフセット調整用の
直流電流源２３は、ベースを共通接続したトランジスタ
１８および３０で構成する。バイアス用およびオフセッ
ト調整用の電流源の電流比をトランジスタ１８および３
０のエミッタに接続されたエミッタ抵抗の抵抗比によっ
て決定すれば、出力電圧の直流オフセット電圧が調整で
きる。ただし、エミッタ抵抗を大きな値にすると出力電
圧のボトム値を押し上げる要因となるため、エミッタ抵
抗の抵抗値の範囲はその抵抗における電圧降下が２００
ｍＶ以下になる値を選ぶのが実用的である。

次に、第４の発明について説明する。

第３の発明の目的は、出力債の直流電流源を構成するト
ランジスタの飽和によって、そのトランジスタの引き込
み電流値が低下することを防止し、出力電圧が接地電位
まで再現できる電流電圧変換回路を提供することにある
。

次に、第４の発明について第１０図を用いて説明する。

第４の発明は、固定電圧源がベースに接続された出力ト
ランジスタ２０のエミッタに、直流電流源用トランジス
タ１８と、エミッタが接地されたホトトランジスタ１の
コレクタとを接続し、出力トランジスタ２０のコレクタ
電流をミラー反転するトランジスタ２９のコレクタに直
流電流源用トランジスタ３０を接続し、トランジスタ３
０のコレクタと接地電位との間にダイオード３１と負荷
抵抗２の直列接続体を導通方向に接続して構成したもの
である。

このような構成において、負荷抵抗２の端子間の出力電
圧がボトム値においてＯＶになるような波形であっても
、ダイオード３１の端子間電圧（ＶＤζ０．７Ｖ）が直
流電籠源用トランジスタ３０のコレクタ・エミッタ間に
印加されるため、トランジスタ３０が飽和することなく
動作することができる。トランジスタ３０のエミッタに
抵抗が設けられたとしても、そのエミッタ抵抗による電
圧が０．２Ｖ以下におさえられ、トランジスタ３０のコ
レクタ・エミッタ間飽和電圧が０．３Ｖ以下のものであ
れば、トランジスタ３０のコレクタはダイオード３１の
働きによって最低０．７Ｖが確保でき、トランジスタ３
０は飽和することな（動作することができる。このこと
によって、交流電流源の電流のボトム値がＯであっても
、負荷抵抗２の端子間の出力電圧を接地電位まで再現で
きる電流電圧変換が実現できる。また、この発明は第７
図に示すトランジスタ２７のコレクタに適用しても、同
様の効果が得られることは言うまでもない。

なお、以上説明した実施例は一例にすぎないものであり
、単純に電源の正負の極性を置き換え、トランジスタの
ＰＮＰとＮＰＮの極性を置き換えて実施しても同様の効
果が得られることは言うまでもない。

発明の詳細 な説明したように、ベースが固定電圧源に接続された出
力トランジスタのエミッタに、入力信号源用の交流電流
源と直流バイアス電流源を並列に接続し、出力トランジ
スタのコレクタに接続される負荷抵抗の端子間から出力
電圧を注出することによって、電源電圧や出力電圧の変
動による影響でデバイスのパラメータ変動によるリニア
リティの悪化や、ミラー効果による高域周波数特性の悪
化が発生しない、再現性の良い電流電圧変換が実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図、第６図および第８図は本発明の概念を示す図、
第３図、第４図、第５図、第７図、第９図、第１０図は
本発明の具体的な実施例を示す図、第２図は本発明に用
いる電気的な特性図、第１１図は従来例を示す図、第１
２図は第１１図の等価回路を示す図である。 ２・・・・・・負荷抵抗、３・・・・・・出力端子、４
・・・・・・電源端子、８，２３・・・・・・直流電流
源、９・・・・・・交流電流源、１０．２０・・・・・
・出力トランジスタ、１１・旧・・固定電圧源、２８．
２９・・・・・・カレントミラー用トランジスタ。 代理人の氏名　弁理士　粟野重孝　はが１名弔 図 錫 図

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）ベースが固定電位に接続された出力トランジスタ
   のエミッタに交流入力電流源と第１の直流電流源を並列
   接続し、前記出力トランジスタのコレクタ電流路に負荷
   抵抗を接続し、前記負荷抵抗の端子間電圧を出力とした
   ことを特徴とした電流電圧変換回路。
2. （２）交流入力電流源がホトトランジスタであることを
   特徴とする請求項１記載の電流電圧変換回路。
3. （３）ベースが固定電位に接続された出力トランジスタ
   のエミッタに交流入力電流源と第１の直流電流源を並列
   接続し、前記出力トランジスタのコレクタ電流路と接地
   電位との間に負荷抵抗と第２の直流電流源を接続し、前
   記負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことを特徴とした
   電流電圧変換回路。
4. （４）ベースが固定電位に接続された出力トランジスタ
   のエミッタと接地電位との間に交流入力電流源と第１の
   直流電流源とを並列接線し、前記出力トランジスタのコ
   レクタ電流をミラー反転するトランジスタのコレクタと
   接地電位との間に負荷抵抗と第２の直流電流源を接続し
   、前記負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことを特徴と
   した電流電圧変換回路。
5. （５）一端が第２の直流電流源の一端と共通に接地され
   た負荷抵抗の他端が導通方向に接続されたダイオード手
   段を介して前記第２の直流電流源の他端に接続されたこ
   とを特徴とする請求項３もしくは４記載の電流電圧変換
   回路。