JPH048004A - 電流電圧変換回路 - Google Patents
電流電圧変換回路Info
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- JPH048004A JPH048004A JP2113872A JP11387290A JPH048004A JP H048004 A JPH048004 A JP H048004A JP 2113872 A JP2113872 A JP 2113872A JP 11387290 A JP11387290 A JP 11387290A JP H048004 A JPH048004 A JP H048004A
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- Amplifiers (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換
回路に関する。
回路に関する。
従来の技術
第11図は、従来のホトトランジスタを電流信号源とし
た電流電圧変換回路の回路構成図である。第11図にお
いて、1はホトトランジスタ、2は負荷抵抗1.3は出
力端、4は電源端子である。ホトトランジスタ1のエミ
ッタは接地電位に接続されており、そのコレクタは出力
端子3と一端が電源端子4に接続された負荷抵抗2の他
端に接続されている。
た電流電圧変換回路の回路構成図である。第11図にお
いて、1はホトトランジスタ、2は負荷抵抗1.3は出
力端、4は電源端子である。ホトトランジスタ1のエミ
ッタは接地電位に接続されており、そのコレクタは出力
端子3と一端が電源端子4に接続された負荷抵抗2の他
端に接続されている。
以上の様に構成された従来の電流電圧変換回路について
の動作説明を以下に述べる。
の動作説明を以下に述べる。
ホトトランジスタ1は、光源を入力源として入力光の照
度の変化に対応してコレクタ電流が変化する素子である
。ホトトランジスタのエミッタとコレクタ間は、等価的
に電流源として置換えて考えることができ、ホトトラン
ジスタ1は光源によって制御される電流源として考える
ことができる。ホトトランジスタ1のコレクタに接続さ
れる負荷抵抗2の抵抗端に電圧降下が発生し、そのコレ
クタ電流の変化を電圧の変化に変換する。言い換えれば
、この電流電圧変換回路は入力光の照度の変化を電圧の
変化に変換し、その出力電圧を電源端子4と出力端3の
間に出力する変換回路と言える。
度の変化に対応してコレクタ電流が変化する素子である
。ホトトランジスタのエミッタとコレクタ間は、等価的
に電流源として置換えて考えることができ、ホトトラン
ジスタ1は光源によって制御される電流源として考える
ことができる。ホトトランジスタ1のコレクタに接続さ
れる負荷抵抗2の抵抗端に電圧降下が発生し、そのコレ
クタ電流の変化を電圧の変化に変換する。言い換えれば
、この電流電圧変換回路は入力光の照度の変化を電圧の
変化に変換し、その出力電圧を電源端子4と出力端3の
間に出力する変換回路と言える。
発明が解決しようとする課題
ここで、ホトトランジスタ1の等価回路について、第1
2図を用いて詳しく説明する。
2図を用いて詳しく説明する。
ホトトランジスタ1は、等価的にトランジスタ5のコレ
クタとベース間にホトダイオード6が接続されたものと
考えられる。ホトダイオード6は、入射光に対する感度
を良くするために接合面積が太き(とられており、ホト
ダイオードの接合面積は通常のトランジスタのコレクタ
とベース間の接合面積に比べて数倍ないし数百倍のもの
が用いられている。そのために、ホトダイオード6の大
きな接合容量7がトランジスタ5のコレクタ・ベース間
に接続されることになる。一方では、ホトダイオード6
で得られた光電流を効率よく電流増幅するために、トラ
ンジスタ50入力は高インピーダンスにされていること
が一般的である。このために、トランジスタ5が光電流
を増幅して、コレクタ電流が増大すると、負荷抵抗2の
電圧降下によってトランジスタ5のコレクタ電位が低下
し、ホトダイオード6の接合容量7によって負帰還がな
され、第11図および第12図に示される電流電圧変換
回路はミラー効果によって周波数応答が非常に遅いもの
になる。
クタとベース間にホトダイオード6が接続されたものと
考えられる。ホトダイオード6は、入射光に対する感度
を良くするために接合面積が太き(とられており、ホト
ダイオードの接合面積は通常のトランジスタのコレクタ
とベース間の接合面積に比べて数倍ないし数百倍のもの
が用いられている。そのために、ホトダイオード6の大
きな接合容量7がトランジスタ5のコレクタ・ベース間
に接続されることになる。一方では、ホトダイオード6
で得られた光電流を効率よく電流増幅するために、トラ
ンジスタ50入力は高インピーダンスにされていること
が一般的である。このために、トランジスタ5が光電流
を増幅して、コレクタ電流が増大すると、負荷抵抗2の
電圧降下によってトランジスタ5のコレクタ電位が低下
し、ホトダイオード6の接合容量7によって負帰還がな
され、第11図および第12図に示される電流電圧変換
回路はミラー効果によって周波数応答が非常に遅いもの
になる。
本発明の目的は、電流を電圧に変換にする際のミラー効
果を防止し、周波数応答性が速い電流電圧変換回路を提
供することにある。
果を防止し、周波数応答性が速い電流電圧変換回路を提
供することにある。
課題を解決するための手段
本発明の構成は、ベースが固定電位に接続されたトラン
ジスタのエミッタに交流電流源と直流電流源を並列に接
続し、前記トランジスタのコレクタ電流路に負荷抵抗を
接続し、負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことにある
。
ジスタのエミッタに交流電流源と直流電流源を並列に接
続し、前記トランジスタのコレクタ電流路に負荷抵抗を
接続し、負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことにある
。
作用
上記の構成により、交流電流源であるホトトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間電位が固定化することができ、
ホトダイオードの接合容量によるミラー効果が防止でき
、ベースが固定電位に接続されたトランジスタに直流バ
イアス電流を流すことによって、交流電流源が小振幅の
信号でも速い応答速度で負荷抵抗に信号を伝達すること
ができ、応答性の良い電流電圧変換が実現できる。
のコレクタ・エミッタ間電位が固定化することができ、
ホトダイオードの接合容量によるミラー効果が防止でき
、ベースが固定電位に接続されたトランジスタに直流バ
イアス電流を流すことによって、交流電流源が小振幅の
信号でも速い応答速度で負荷抵抗に信号を伝達すること
ができ、応答性の良い電流電圧変換が実現できる。
実施例
以下、第1の発明について実施例を用いて詳細に説明す
る。
る。
第1図は、この発明の一実施例を示す回路図、第2図は
この発明に用いたトランジスタの電気的特性図である。
この発明に用いたトランジスタの電気的特性図である。
第1図において、2は負荷抵抗、3は出力端子、4は電
源端子、8は直流電流源、9は交流電流源、10は出力
トランジスタ、11は固定電圧源である。
源端子、8は直流電流源、9は交流電流源、10は出力
トランジスタ、11は固定電圧源である。
入力信号源となる交流電流源9は、直流電流源8と並列
接続されており、その一端は電源端子4に、他端は出力
トランジスタ10のエミッタに接続される。出力トラン
ジスタ10のベースには固定電圧源11が接続され、こ
れによって出力トランジスタ10のエミッタと電源端子
4との間の電圧が固定され、交流電流源9の端子電圧が
安定化される。出力トランジスタ10のコレクタには、
一端が接地された負荷抵抗2の他端と出力端子3が接続
され、交流入力電流の変化に対応した交流出力電圧が負
荷抵抗2の端子間に発生する。
接続されており、その一端は電源端子4に、他端は出力
トランジスタ10のエミッタに接続される。出力トラン
ジスタ10のベースには固定電圧源11が接続され、こ
れによって出力トランジスタ10のエミッタと電源端子
4との間の電圧が固定され、交流電流源9の端子電圧が
安定化される。出力トランジスタ10のコレクタには、
一端が接地された負荷抵抗2の他端と出力端子3が接続
され、交流入力電流の変化に対応した交流出力電圧が負
荷抵抗2の端子間に発生する。
次に、第1図と第2図を用いて詳しい動作説明を行う。
第2図は、本発明に用いられた出力トランジスタ10の
コレクタ電流(IC>に対する直流電流増幅率(以下、
hFEという)およびトランジション周波数(以下、f
Tという)の特性図である。通常、トランジスタのhF
Eは、第2図に示すようにICが微少電流になると幾分
低下し、逆に大電流になると成る電流値から急激に低下
する特性を持っている。そして、トランジスタの動作上
限周波数であるfTは、hFEがピークとなるコレクタ
電流の電流領域付近においてfTがピークとなり、それ
より小さな電流値になるとfTがICにほぼ比例して低
下する傾向を持っている。
コレクタ電流(IC>に対する直流電流増幅率(以下、
hFEという)およびトランジション周波数(以下、f
Tという)の特性図である。通常、トランジスタのhF
Eは、第2図に示すようにICが微少電流になると幾分
低下し、逆に大電流になると成る電流値から急激に低下
する特性を持っている。そして、トランジスタの動作上
限周波数であるfTは、hFEがピークとなるコレクタ
電流の電流領域付近においてfTがピークとなり、それ
より小さな電流値になるとfTがICにほぼ比例して低
下する傾向を持っている。
トランジスタの電気的特性が、このようにコレクタ電流
に依存して変化することを前提として回路の動作を説明
する。
に依存して変化することを前提として回路の動作を説明
する。
第1図のような構成において、直流電流源8の電流値が
Oの状態で動作させると次の様な現象が起きる。たとえ
ば交流電流源9の交流信号が、10μAの直流電流に1
μAp−pの交流電流であったとすると、出力トランジ
スタ10は第2図の特性により約IMHz以下の周波数
までしかコレクタ側に交流成分を伝達できない。また交
流電流源の周波数がIKHz程度の低い周波数で、振幅
がOμAから10μAの範囲の方形波の交流電流を入力
する時、出力トランジスタ10のコレクタ出力電流は立
上がり波形および立下がり波形の10μA付近がシャー
プで、0μA付近がなまった方形波として出力される。
Oの状態で動作させると次の様な現象が起きる。たとえ
ば交流電流源9の交流信号が、10μAの直流電流に1
μAp−pの交流電流であったとすると、出力トランジ
スタ10は第2図の特性により約IMHz以下の周波数
までしかコレクタ側に交流成分を伝達できない。また交
流電流源の周波数がIKHz程度の低い周波数で、振幅
がOμAから10μAの範囲の方形波の交流電流を入力
する時、出力トランジスタ10のコレクタ出力電流は立
上がり波形および立下がり波形の10μA付近がシャー
プで、0μA付近がなまった方形波として出力される。
しかし、直流電流源8によって出力トランジスタ10の
エミッタに100μAのバイアス電流を与えている状態
において、前者の交流電流を入力すると出力トランジス
タ10はコレクタ側に10MHzまでの周波数の信号を
伝達することが可能となり、出力トランジスタ10は周
波数応答性が改善される。このために、非常にシャープ
な波形の10μAp−pの交流電流を]、 OOμAの
直流電流に重複した電流が出力トランジスタ10のコレ
クタ側に出力される。このように出力トランジスタ10
の周波数応答性は、エミッタに直流電流源8を付加する
ことによって大幅に改善することができる。なお出力ト
ランジスタのバイアス電流の大きさは、電流値を大きく
すると回路全体の消費電流が大きくなるという問題があ
り、電流値を小さくすると周波数応答性が悪化するとい
う問題があり、10μAから1rnAの電流範囲が実用
的である。
エミッタに100μAのバイアス電流を与えている状態
において、前者の交流電流を入力すると出力トランジス
タ10はコレクタ側に10MHzまでの周波数の信号を
伝達することが可能となり、出力トランジスタ10は周
波数応答性が改善される。このために、非常にシャープ
な波形の10μAp−pの交流電流を]、 OOμAの
直流電流に重複した電流が出力トランジスタ10のコレ
クタ側に出力される。このように出力トランジスタ10
の周波数応答性は、エミッタに直流電流源8を付加する
ことによって大幅に改善することができる。なお出力ト
ランジスタのバイアス電流の大きさは、電流値を大きく
すると回路全体の消費電流が大きくなるという問題があ
り、電流値を小さくすると周波数応答性が悪化するとい
う問題があり、10μAから1rnAの電流範囲が実用
的である。
交流電流源9は、バイポーラトランジスタまたはMOS
トランジスタ等のデバイスを用いて構成され、これらの
デバイスのhFE、飽和電流Isおよび相互コンダクタ
ンスgm等のパラメータが主電極間の電圧に依存して変
化する。本発明では、交流電流源9の入力電流を固定電
圧源11によってエミッタ電位が固定された出力トラン
ジスタ10を介して負荷抵抗2に交流電流を印加してい
るが、これは負荷抵抗2の電圧変動が交流電流源9のデ
バイスパラメータに影響し、そのパラメータの変動によ
って入力信号の波形歪みを防止する効果を持たせるため
である。
トランジスタ等のデバイスを用いて構成され、これらの
デバイスのhFE、飽和電流Isおよび相互コンダクタ
ンスgm等のパラメータが主電極間の電圧に依存して変
化する。本発明では、交流電流源9の入力電流を固定電
圧源11によってエミッタ電位が固定された出力トラン
ジスタ10を介して負荷抵抗2に交流電流を印加してい
るが、これは負荷抵抗2の電圧変動が交流電流源9のデ
バイスパラメータに影響し、そのパラメータの変動によ
って入力信号の波形歪みを防止する効果を持たせるため
である。
第3図は、第1の発明の具体的な一実施例である。なお
、第1図の素子と同一のものは同一番号を付与している
。電源端子4と接地電位との間にダイオード手段12.
13の縦続接続体と定電流源14が接続され、ダイオー
ド手段が順方向導通することにより出力トランジスタ1
0のベースに2倍のダイオード電圧を与える。ダイオー
ド手段13とトランジスタ15はカレントミラーを構成
し、直流電流源用のトランジスタ15は出力トランジス
タ10のエミッタに直流電流を与え、出力トランジスタ
10のエミッタを低インピーダンスにする。そして交流
電流源であるホトトランジスタ1は電源端子4と出力ト
ランジスタ10のエミッタに接続され、負荷抵抗2は出
力トランジスタ10のコレクタと接地電位間に接続され
る。
、第1図の素子と同一のものは同一番号を付与している
。電源端子4と接地電位との間にダイオード手段12.
13の縦続接続体と定電流源14が接続され、ダイオー
ド手段が順方向導通することにより出力トランジスタ1
0のベースに2倍のダイオード電圧を与える。ダイオー
ド手段13とトランジスタ15はカレントミラーを構成
し、直流電流源用のトランジスタ15は出力トランジス
タ10のエミッタに直流電流を与え、出力トランジスタ
10のエミッタを低インピーダンスにする。そして交流
電流源であるホトトランジスタ1は電源端子4と出力ト
ランジスタ10のエミッタに接続され、負荷抵抗2は出
力トランジスタ10のコレクタと接地電位間に接続され
る。
このような構成において、ホトトランジスタ1は出力ト
ランジスタ10のエミッタに入力光の変化に対応した交
流電流を与え、出力トランジスタ10はそのコレクタに
接続される負荷抵抗2に交捷電流を伝え、負荷抵抗2は
入力光の変化に対応した交流電圧を発生する。この実施
例では、ホトトランジスタ1の端子間電圧が出力トラン
ジスタのエミッタ電位に固定されるため、ホトトランジ
スタ1のコレクタ・エミッタ間の電圧がホトトランジス
タ1の接合容量7によってベースに負帰還されることが
防止でき、ホトトランジスタ1が入力光の変化に対して
高い周波数応答性の光・電流変換することを可能にし、
実施例の電流電圧回路を用いることにより周波数応答性
の高い光・電圧変換が実現できる。さらに、第3図の実
施例において抵抗の一端が接地電位に接続されているこ
とには大きな意味があり、出力端子3に接続される後段
の増幅器(図示せず)は、接地電位を基準にした入力信
号を増幅する増幅器を用いると、ワンポイント、アース
等の配線方法を配慮するだけでノイズ混入に対する対策
が可能となり、他の基準電位を基準にした信号処理をす
る場合に比べてSN比の対策が容易である。トランジス
タ15により与えられる直流電流は負荷抵抗2に伝達さ
れ、出力端子3の直流電位を持ち上げるように作用する
が、これを積極的に活用して出力端子3に接続される後
段の増幅器のバイアス電圧として利用することができる
。
ランジスタ10のエミッタに入力光の変化に対応した交
流電流を与え、出力トランジスタ10はそのコレクタに
接続される負荷抵抗2に交捷電流を伝え、負荷抵抗2は
入力光の変化に対応した交流電圧を発生する。この実施
例では、ホトトランジスタ1の端子間電圧が出力トラン
ジスタのエミッタ電位に固定されるため、ホトトランジ
スタ1のコレクタ・エミッタ間の電圧がホトトランジス
タ1の接合容量7によってベースに負帰還されることが
防止でき、ホトトランジスタ1が入力光の変化に対して
高い周波数応答性の光・電流変換することを可能にし、
実施例の電流電圧回路を用いることにより周波数応答性
の高い光・電圧変換が実現できる。さらに、第3図の実
施例において抵抗の一端が接地電位に接続されているこ
とには大きな意味があり、出力端子3に接続される後段
の増幅器(図示せず)は、接地電位を基準にした入力信
号を増幅する増幅器を用いると、ワンポイント、アース
等の配線方法を配慮するだけでノイズ混入に対する対策
が可能となり、他の基準電位を基準にした信号処理をす
る場合に比べてSN比の対策が容易である。トランジス
タ15により与えられる直流電流は負荷抵抗2に伝達さ
れ、出力端子3の直流電位を持ち上げるように作用する
が、これを積極的に活用して出力端子3に接続される後
段の増幅器のバイアス電圧として利用することができる
。
第4図は、第1の発明の他の実施例である。なお、第3
図の素子と同一のものは同一番号を付与している。ダイ
オード手段16.17の縦続接続体と定電流源14が接
地電位と電源端子4との間に接続され、ダイオード17
のアノードと出力トランジスタ200ベースに接続され
ることによりバイアス電圧が印加され、ダイオード手段
16とトランジスタ18よりなるカレントミラー回路に
より出力トランジスタ20のエミッタに直流バイアス電
流が印加され、ホトトランジスタ1が出力トランジスタ
20のエミッタと接地電位の間に接続され、負荷抵抗2
と出力端子3とが出力トランジスタ20のコレクタに接
続された構成となっている。
図の素子と同一のものは同一番号を付与している。ダイ
オード手段16.17の縦続接続体と定電流源14が接
地電位と電源端子4との間に接続され、ダイオード17
のアノードと出力トランジスタ200ベースに接続され
ることによりバイアス電圧が印加され、ダイオード手段
16とトランジスタ18よりなるカレントミラー回路に
より出力トランジスタ20のエミッタに直流バイアス電
流が印加され、ホトトランジスタ1が出力トランジスタ
20のエミッタと接地電位の間に接続され、負荷抵抗2
と出力端子3とが出力トランジスタ20のコレクタに接
続された構成となっている。
このような構成の電流電圧変換回路は、出力端子3に接
続される後段の増幅器(図示せず)が接地電位を基準に
して動作する増幅器である場合、電源端子4に印加され
る電源電圧の安定性が悪いと、電源電圧のリップル成分
やノイズ成分が電流電圧変換後の出力電圧に重複するこ
とになり、ノイズ対策が多少しに(くなる。しかし、後
段の増幅器が電源端子4を基準にして動作する回路であ
れば、電源ノイズが出力電圧に重複する問題に対応でき
るので、第4図の実施例は第3図の実施例に比べて後段
の増幅器の設計が多少設計しに(い程度のものである。
続される後段の増幅器(図示せず)が接地電位を基準に
して動作する増幅器である場合、電源端子4に印加され
る電源電圧の安定性が悪いと、電源電圧のリップル成分
やノイズ成分が電流電圧変換後の出力電圧に重複するこ
とになり、ノイズ対策が多少しに(くなる。しかし、後
段の増幅器が電源端子4を基準にして動作する回路であ
れば、電源ノイズが出力電圧に重複する問題に対応でき
るので、第4図の実施例は第3図の実施例に比べて後段
の増幅器の設計が多少設計しに(い程度のものである。
しかし、ホトトランジスタがこの電流電圧変換回路と距
離的に離れている時、相互間の接続が単芯のシールド線
1本で可能になる利点があり、第3図と第4図の実施例
ではそれぞれ一長一短を持っている。
離的に離れている時、相互間の接続が単芯のシールド線
1本で可能になる利点があり、第3図と第4図の実施例
ではそれぞれ一長一短を持っている。
第5図は、第1の発明の他の実施例である。なお、第4
図の素子と同一のものは同一番号を付与している。第5
図は、基本的には第4図と実質的に同一であり、トラン
ジスタ18.21.22により構成されるカレントミラ
ー回路が出力トランジスタ20のエミッタに直流バイア
ス電流を与え、ダイオード電圧を発生するトランジスタ
22のベース電位点が出力トランジスタ20のベース電
位のバイアス電圧源となっている。第5図の特性は、第
4図とほぼ同一のものである。
図の素子と同一のものは同一番号を付与している。第5
図は、基本的には第4図と実質的に同一であり、トラン
ジスタ18.21.22により構成されるカレントミラ
ー回路が出力トランジスタ20のエミッタに直流バイア
ス電流を与え、ダイオード電圧を発生するトランジスタ
22のベース電位点が出力トランジスタ20のベース電
位のバイアス電圧源となっている。第5図の特性は、第
4図とほぼ同一のものである。
次に第2の発明について説明する。
第1の発明において、ベースおよびエミッタ電位が固定
バイアスされた出力トランジスタ10のエミッタに直流
電流源8と交流電流源9を並列に接続することによって
、小振幅の交流信号でも速い応答速度で負荷抵抗に信号
を伝達できる電流電圧変換回路が実現したが、直流電流
源8より供給される電流が負荷抵抗2の電圧降下を大き
くし、交流電圧振幅のダイナミックレンジを狭くする欠
点がある。第2の発明の目的は、交流電圧振幅のダイナ
ミックレンジを広くする手段を提供することにある。
バイアスされた出力トランジスタ10のエミッタに直流
電流源8と交流電流源9を並列に接続することによって
、小振幅の交流信号でも速い応答速度で負荷抵抗に信号
を伝達できる電流電圧変換回路が実現したが、直流電流
源8より供給される電流が負荷抵抗2の電圧降下を大き
くし、交流電圧振幅のダイナミックレンジを狭くする欠
点がある。第2の発明の目的は、交流電圧振幅のダイナ
ミックレンジを広くする手段を提供することにある。
次に、第2の発明について第6図を用いて説明する。
第2の発明は、固定電圧源11がベースに接続された出
力トランジスタ10のエミッタに直流電流源8と交流電
流源9が並列接続され、出力トランジスタ1oのコレク
タに負荷抵抗2と直流電流源23が並列接続されて接地
され、そのコレクタに出力端子3が接続された構成であ
る。
力トランジスタ10のエミッタに直流電流源8と交流電
流源9が並列接続され、出力トランジスタ1oのコレク
タに負荷抵抗2と直流電流源23が並列接続されて接地
され、そのコレクタに出力端子3が接続された構成であ
る。
このような構成において、直流電流源8および23の電
流値をそれぞれI1およびI2とし、出力トランジスタ
10のhFEが無限大とすると、(Il−I2)の電流
が負荷抵抗2の直流バイアスとして印加される。そして
、II= I2の時には、交流電流源9の電流のみが負
荷抵抗2に印加され、交流電流源9の電流値が電圧値に
変換されて負荷抵抗2の端子間に出力される。さらに、
II< 12の時には、交流電流源9の電流の直流電流
成分を削減することができる。たとえば、交流電流成分
のボトムの電流値をibとするとII+1b=I2とな
るようにI1およびI2の条件設定を行えば、負荷抵抗
2で発生する電圧のボトム値を接地電位まで引下げるこ
とが可能となり、電流電圧変換回路の出力振幅電圧のダ
イナミックレンジを最大限にすることが可能となる。
流値をそれぞれI1およびI2とし、出力トランジスタ
10のhFEが無限大とすると、(Il−I2)の電流
が負荷抵抗2の直流バイアスとして印加される。そして
、II= I2の時には、交流電流源9の電流のみが負
荷抵抗2に印加され、交流電流源9の電流値が電圧値に
変換されて負荷抵抗2の端子間に出力される。さらに、
II< 12の時には、交流電流源9の電流の直流電流
成分を削減することができる。たとえば、交流電流成分
のボトムの電流値をibとするとII+1b=I2とな
るようにI1およびI2の条件設定を行えば、負荷抵抗
2で発生する電圧のボトム値を接地電位まで引下げるこ
とが可能となり、電流電圧変換回路の出力振幅電圧のダ
イナミックレンジを最大限にすることが可能となる。
交流電流源9に並列接続された直流電流源8は、出力ト
ランジスタ10にバイアス電流を得ることにより電流電
圧変換回路の高速化を図り、負荷抵抗2と並列接続され
た直流電流源23はそのバイアス電流を廃除することに
よって出力振幅電圧のダイナミックレンジの拡大を図り
、直流電流源8また23の電流値を調整することによっ
て出力電圧のオフセット調整を行い、出力振幅電圧の最
適を図ることも可能にすることができる。
ランジスタ10にバイアス電流を得ることにより電流電
圧変換回路の高速化を図り、負荷抵抗2と並列接続され
た直流電流源23はそのバイアス電流を廃除することに
よって出力振幅電圧のダイナミックレンジの拡大を図り
、直流電流源8また23の電流値を調整することによっ
て出力電圧のオフセット調整を行い、出力振幅電圧の最
適を図ることも可能にすることができる。
次に、第2の発明の具体的な実施例について第7図を用
いて説明する。
いて説明する。
電源端子と接地間に定電流源24とダイオード手段25
とが直列接続され、ダイオード手段の25のベースにト
ランジスタ26および27のベースが共通に接続されて
2個の直流電流源が構成され、直流電流源用のトランジ
スタ26のコレクタに縦続接続したダイオード手段12
が接続され、縦続接続したダイオード手段12が発生す
る固定電圧は出力トランジスタ10のベースに与えられ
る。ダイオード手段13とトランジスタ15によって構
成されるカレントミラー回路は、トランジスタ26のコ
レクタ電流をミラーして出力トランジスタ10のエミッ
タに直流バイアス電流を与える。出力トランジスタ10
のコレクタに、直流電流源用のトランジスタ27のコレ
クタと負荷抵抗2が接続され、出力トランジスタ10の
エミッタに接続されたホトトランジスタ1の交流電流を
負荷抵抗2に与える。トランジスタ27は、トランジス
タ15から供給され電流によって負荷抵抗2に余分なバ
イアス電流が印加されて出力振幅電圧のダイナミックレ
ンジが低下することを防止するためのものであるが、ト
ランジスタ15と27の電流比を調整することによりダ
イナミックレンジの拡大を図ることも可能である。その
電流比を調整する方法としては、トランジスタ26と2
7のエミツタ面積比を所定の値に設定するか、トランジ
スタ13と15のエミツタ面積比を所定の値に設定する
かいずれかの方法を取る。
とが直列接続され、ダイオード手段の25のベースにト
ランジスタ26および27のベースが共通に接続されて
2個の直流電流源が構成され、直流電流源用のトランジ
スタ26のコレクタに縦続接続したダイオード手段12
が接続され、縦続接続したダイオード手段12が発生す
る固定電圧は出力トランジスタ10のベースに与えられ
る。ダイオード手段13とトランジスタ15によって構
成されるカレントミラー回路は、トランジスタ26のコ
レクタ電流をミラーして出力トランジスタ10のエミッ
タに直流バイアス電流を与える。出力トランジスタ10
のコレクタに、直流電流源用のトランジスタ27のコレ
クタと負荷抵抗2が接続され、出力トランジスタ10の
エミッタに接続されたホトトランジスタ1の交流電流を
負荷抵抗2に与える。トランジスタ27は、トランジス
タ15から供給され電流によって負荷抵抗2に余分なバ
イアス電流が印加されて出力振幅電圧のダイナミックレ
ンジが低下することを防止するためのものであるが、ト
ランジスタ15と27の電流比を調整することによりダ
イナミックレンジの拡大を図ることも可能である。その
電流比を調整する方法としては、トランジスタ26と2
7のエミツタ面積比を所定の値に設定するか、トランジ
スタ13と15のエミツタ面積比を所定の値に設定する
かいずれかの方法を取る。
次に、第3の発明について説明する。
第3の発明の目的は、交流入力電流が接地電位を基準に
入力され、かつ出力電圧が接地電位を基準に出力される
ことを可能にし、電源のリップルやノイズに対して影響
されにくい電流電圧変換回路を提供することにある。
入力され、かつ出力電圧が接地電位を基準に出力される
ことを可能にし、電源のリップルやノイズに対して影響
されにくい電流電圧変換回路を提供することにある。
次に、第3の発明について第8図を用いて説明する。
第3の発明は、固定電圧源11がベースに接続された出
力トランジスタ20のエミッタに、一端が接地された直
流電流源8の他端と、一端が接地された交流電流源9の
他端とを接続し、ギルバート回路またはトランジスタ2
8と29で構成されたカレントミラー回路等の電流変換
回路を介した出力トランジスタ20のコレクタ電流路に
、一端が接地された直流電流源23の他端と、一端が接
地された負荷抵抗2の他端を接続して構成される。
力トランジスタ20のエミッタに、一端が接地された直
流電流源8の他端と、一端が接地された交流電流源9の
他端とを接続し、ギルバート回路またはトランジスタ2
8と29で構成されたカレントミラー回路等の電流変換
回路を介した出力トランジスタ20のコレクタ電流路に
、一端が接地された直流電流源23の他端と、一端が接
地された負荷抵抗2の他端を接続して構成される。
このような構成において、固定電圧源11は出力トラン
ジスタ20のベースおよびエミッタの電位を固定し、入
力信号源となる交流電流源9に用いられるトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間電圧を固定化する。このことに
よって、交流電流源9に用いられるトランジスタの高周
波特性がミラー効果によって悪化することを防止し、コ
レクタ・エミッタ間電圧の変動に依存したデバイスパラ
メータ変動を防止する。出力トランジスタ20は、直流
電流源8のバイアス電流を加えて大電流領域で動作させ
ることにより、交流電流源9による交流電流成分の伝達
特性を向上させる。トランジスタ28.29によって構
成されるカレントミラー回路は、出力トランジスタ20
のコレクタ電流をミラーして一端が接地された負荷抵抗
2および直流電流源23に供給する。負荷抵抗2はその
端子間に交流電流源9の電流に対応した交流出力電圧を
発生させて電流電圧変換を行う。
ジスタ20のベースおよびエミッタの電位を固定し、入
力信号源となる交流電流源9に用いられるトランジスタ
のコレクタ・エミッタ間電圧を固定化する。このことに
よって、交流電流源9に用いられるトランジスタの高周
波特性がミラー効果によって悪化することを防止し、コ
レクタ・エミッタ間電圧の変動に依存したデバイスパラ
メータ変動を防止する。出力トランジスタ20は、直流
電流源8のバイアス電流を加えて大電流領域で動作させ
ることにより、交流電流源9による交流電流成分の伝達
特性を向上させる。トランジスタ28.29によって構
成されるカレントミラー回路は、出力トランジスタ20
のコレクタ電流をミラーして一端が接地された負荷抵抗
2および直流電流源23に供給する。負荷抵抗2はその
端子間に交流電流源9の電流に対応した交流出力電圧を
発生させて電流電圧変換を行う。
入力信号源である交流電流源9が、低インピーダンスで
ある出力トランジスタ20のエミッタと接地電位との間
に接続する入力型式にすると、交流電流源9が電流電圧
変換回路から離れた位置にあっても相互間を一本の単芯
シールド線で結合することかでき、配線材の浮遊容量が
そのエミッタど接地電位間に多少付与されても、電流電
圧変換回路の高周波特性はほとんど影響を受けない。出
力電圧を一端が接地された負荷抵抗2の両端から抽出す
る型式にすると、後段の増幅器の入力型式が一般的に多
用される接地電位を基準にして入力する増幅器に接続す
る際にワンポイント・アースの配線方法さえ気を付ける
程度でノイズ対策が可能となり、回路設計が容易になる
等の効果がある。
ある出力トランジスタ20のエミッタと接地電位との間
に接続する入力型式にすると、交流電流源9が電流電圧
変換回路から離れた位置にあっても相互間を一本の単芯
シールド線で結合することかでき、配線材の浮遊容量が
そのエミッタど接地電位間に多少付与されても、電流電
圧変換回路の高周波特性はほとんど影響を受けない。出
力電圧を一端が接地された負荷抵抗2の両端から抽出す
る型式にすると、後段の増幅器の入力型式が一般的に多
用される接地電位を基準にして入力する増幅器に接続す
る際にワンポイント・アースの配線方法さえ気を付ける
程度でノイズ対策が可能となり、回路設計が容易になる
等の効果がある。
第9図は、第3の発明の具体的な実施例である。第8図
に示すバイアス用の直流電流源8とオフセット調整用の
直流電流源23は、ベースを共通接続したトランジスタ
18および30で構成する。バイアス用およびオフセッ
ト調整用の電流源の電流比をトランジスタ18および3
0のエミッタに接続されたエミッタ抵抗の抵抗比によっ
て決定すれば、出力電圧の直流オフセット電圧が調整で
きる。ただし、エミッタ抵抗を大きな値にすると出力電
圧のボトム値を押し上げる要因となるため、エミッタ抵
抗の抵抗値の範囲はその抵抗における電圧降下が200
mV以下になる値を選ぶのが実用的である。
に示すバイアス用の直流電流源8とオフセット調整用の
直流電流源23は、ベースを共通接続したトランジスタ
18および30で構成する。バイアス用およびオフセッ
ト調整用の電流源の電流比をトランジスタ18および3
0のエミッタに接続されたエミッタ抵抗の抵抗比によっ
て決定すれば、出力電圧の直流オフセット電圧が調整で
きる。ただし、エミッタ抵抗を大きな値にすると出力電
圧のボトム値を押し上げる要因となるため、エミッタ抵
抗の抵抗値の範囲はその抵抗における電圧降下が200
mV以下になる値を選ぶのが実用的である。
次に、第4の発明について説明する。
第3の発明の目的は、出力債の直流電流源を構成するト
ランジスタの飽和によって、そのトランジスタの引き込
み電流値が低下することを防止し、出力電圧が接地電位
まで再現できる電流電圧変換回路を提供することにある
。
ランジスタの飽和によって、そのトランジスタの引き込
み電流値が低下することを防止し、出力電圧が接地電位
まで再現できる電流電圧変換回路を提供することにある
。
次に、第4の発明について第10図を用いて説明する。
第4の発明は、固定電圧源がベースに接続された出力ト
ランジスタ20のエミッタに、直流電流源用トランジス
タ18と、エミッタが接地されたホトトランジスタ1の
コレクタとを接続し、出力トランジスタ20のコレクタ
電流をミラー反転するトランジスタ29のコレクタに直
流電流源用トランジスタ30を接続し、トランジスタ3
0のコレクタと接地電位との間にダイオード31と負荷
抵抗2の直列接続体を導通方向に接続して構成したもの
である。
ランジスタ20のエミッタに、直流電流源用トランジス
タ18と、エミッタが接地されたホトトランジスタ1の
コレクタとを接続し、出力トランジスタ20のコレクタ
電流をミラー反転するトランジスタ29のコレクタに直
流電流源用トランジスタ30を接続し、トランジスタ3
0のコレクタと接地電位との間にダイオード31と負荷
抵抗2の直列接続体を導通方向に接続して構成したもの
である。
このような構成において、負荷抵抗2の端子間の出力電
圧がボトム値においてOVになるような波形であっても
、ダイオード31の端子間電圧(VDζ0.7V)が直
流電籠源用トランジスタ30のコレクタ・エミッタ間に
印加されるため、トランジスタ30が飽和することなく
動作することができる。トランジスタ30のエミッタに
抵抗が設けられたとしても、そのエミッタ抵抗による電
圧が0.2V以下におさえられ、トランジスタ30のコ
レクタ・エミッタ間飽和電圧が0.3V以下のものであ
れば、トランジスタ30のコレクタはダイオード31の
働きによって最低0.7Vが確保でき、トランジスタ3
0は飽和することな(動作することができる。このこと
によって、交流電流源の電流のボトム値がOであっても
、負荷抵抗2の端子間の出力電圧を接地電位まで再現で
きる電流電圧変換が実現できる。また、この発明は第7
図に示すトランジスタ27のコレクタに適用しても、同
様の効果が得られることは言うまでもない。
圧がボトム値においてOVになるような波形であっても
、ダイオード31の端子間電圧(VDζ0.7V)が直
流電籠源用トランジスタ30のコレクタ・エミッタ間に
印加されるため、トランジスタ30が飽和することなく
動作することができる。トランジスタ30のエミッタに
抵抗が設けられたとしても、そのエミッタ抵抗による電
圧が0.2V以下におさえられ、トランジスタ30のコ
レクタ・エミッタ間飽和電圧が0.3V以下のものであ
れば、トランジスタ30のコレクタはダイオード31の
働きによって最低0.7Vが確保でき、トランジスタ3
0は飽和することな(動作することができる。このこと
によって、交流電流源の電流のボトム値がOであっても
、負荷抵抗2の端子間の出力電圧を接地電位まで再現で
きる電流電圧変換が実現できる。また、この発明は第7
図に示すトランジスタ27のコレクタに適用しても、同
様の効果が得られることは言うまでもない。
なお、以上説明した実施例は一例にすぎないものであり
、単純に電源の正負の極性を置き換え、トランジスタの
PNPとNPNの極性を置き換えて実施しても同様の効
果が得られることは言うまでもない。
、単純に電源の正負の極性を置き換え、トランジスタの
PNPとNPNの極性を置き換えて実施しても同様の効
果が得られることは言うまでもない。
発明の詳細
な説明したように、ベースが固定電圧源に接続された出
力トランジスタのエミッタに、入力信号源用の交流電流
源と直流バイアス電流源を並列に接続し、出力トランジ
スタのコレクタに接続される負荷抵抗の端子間から出力
電圧を注出することによって、電源電圧や出力電圧の変
動による影響でデバイスのパラメータ変動によるリニア
リティの悪化や、ミラー効果による高域周波数特性の悪
化が発生しない、再現性の良い電流電圧変換が実現でき
る。
力トランジスタのエミッタに、入力信号源用の交流電流
源と直流バイアス電流源を並列に接続し、出力トランジ
スタのコレクタに接続される負荷抵抗の端子間から出力
電圧を注出することによって、電源電圧や出力電圧の変
動による影響でデバイスのパラメータ変動によるリニア
リティの悪化や、ミラー効果による高域周波数特性の悪
化が発生しない、再現性の良い電流電圧変換が実現でき
る。
第1図、第6図および第8図は本発明の概念を示す図、
第3図、第4図、第5図、第7図、第9図、第10図は
本発明の具体的な実施例を示す図、第2図は本発明に用
いる電気的な特性図、第11図は従来例を示す図、第1
2図は第11図の等価回路を示す図である。 2・・・・・・負荷抵抗、3・・・・・・出力端子、4
・・・・・・電源端子、8,23・・・・・・直流電流
源、9・・・・・・交流電流源、10.20・・・・・
・出力トランジスタ、11・旧・・固定電圧源、28.
29・・・・・・カレントミラー用トランジスタ。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はが1名弔 図 錫 図
第3図、第4図、第5図、第7図、第9図、第10図は
本発明の具体的な実施例を示す図、第2図は本発明に用
いる電気的な特性図、第11図は従来例を示す図、第1
2図は第11図の等価回路を示す図である。 2・・・・・・負荷抵抗、3・・・・・・出力端子、4
・・・・・・電源端子、8,23・・・・・・直流電流
源、9・・・・・・交流電流源、10.20・・・・・
・出力トランジスタ、11・旧・・固定電圧源、28.
29・・・・・・カレントミラー用トランジスタ。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はが1名弔 図 錫 図
Claims (5)
- (1)ベースが固定電位に接続された出力トランジスタ
のエミッタに交流入力電流源と第1の直流電流源を並列
接続し、前記出力トランジスタのコレクタ電流路に負荷
抵抗を接続し、前記負荷抵抗の端子間電圧を出力とした
ことを特徴とした電流電圧変換回路。 - (2)交流入力電流源がホトトランジスタであることを
特徴とする請求項1記載の電流電圧変換回路。 - (3)ベースが固定電位に接続された出力トランジスタ
のエミッタに交流入力電流源と第1の直流電流源を並列
接続し、前記出力トランジスタのコレクタ電流路と接地
電位との間に負荷抵抗と第2の直流電流源を接続し、前
記負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことを特徴とした
電流電圧変換回路。 - (4)ベースが固定電位に接続された出力トランジスタ
のエミッタと接地電位との間に交流入力電流源と第1の
直流電流源とを並列接線し、前記出力トランジスタのコ
レクタ電流をミラー反転するトランジスタのコレクタと
接地電位との間に負荷抵抗と第2の直流電流源を接続し
、前記負荷抵抗の端子間電圧を出力としたことを特徴と
した電流電圧変換回路。 - (5)一端が第2の直流電流源の一端と共通に接地され
た負荷抵抗の他端が導通方向に接続されたダイオード手
段を介して前記第2の直流電流源の他端に接続されたこ
とを特徴とする請求項3もしくは4記載の電流電圧変換
回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2113872A JP2616136B2 (ja) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | 電流電圧変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2113872A JP2616136B2 (ja) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | 電流電圧変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH048004A true JPH048004A (ja) | 1992-01-13 |
JP2616136B2 JP2616136B2 (ja) | 1997-06-04 |
Family
ID=14623228
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2113872A Expired - Fee Related JP2616136B2 (ja) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | 電流電圧変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2616136B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003022537A (ja) * | 2001-07-05 | 2003-01-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 光ディスクドライブ装置用の増幅回路 |
JP2006287295A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Sanyo Electric Co Ltd | 受光増幅回路及びそれを備えた表示装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61121047U (ja) * | 1985-01-17 | 1986-07-30 | ||
JPH01101012A (ja) * | 1987-10-14 | 1989-04-19 | Omron Tateisi Electron Co | 光受信回路 |
JPH01162407A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧・電流変換回路 |
-
1990
- 1990-04-26 JP JP2113872A patent/JP2616136B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61121047U (ja) * | 1985-01-17 | 1986-07-30 | ||
JPH01101012A (ja) * | 1987-10-14 | 1989-04-19 | Omron Tateisi Electron Co | 光受信回路 |
JPH01162407A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧・電流変換回路 |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003022537A (ja) * | 2001-07-05 | 2003-01-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 光ディスクドライブ装置用の増幅回路 |
JP4713022B2 (ja) * | 2001-07-05 | 2011-06-29 | パナソニック株式会社 | 光ディスクドライブ装置用の増幅回路 |
JP2006287295A (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-19 | Sanyo Electric Co Ltd | 受光増幅回路及びそれを備えた表示装置 |
JP4632837B2 (ja) * | 2005-03-31 | 2011-02-16 | 三洋電機株式会社 | 受光増幅回路及びそれを備えた表示装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2616136B2 (ja) | 1997-06-04 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |