JPH0437604B2 - - Google Patents
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- JPH0437604B2 JPH0437604B2 JP58056089A JP5608983A JPH0437604B2 JP H0437604 B2 JPH0437604 B2 JP H0437604B2 JP 58056089 A JP58056089 A JP 58056089A JP 5608983 A JP5608983 A JP 5608983A JP H0437604 B2 JPH0437604 B2 JP H0437604B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
- H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
- H03C1/545—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
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- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/603—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors with coupled emitters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はスイツチング回路に係り、特に低電
圧動作化を図つたものに関する。
圧動作化を図つたものに関する。
従来、音響機器等を含む電子機器一般に広く適
用可能なスイツチング回路として第１図に示すよ
うに構成されたものが知られている。
用可能なスイツチング回路として第１図に示すよ
うに構成されたものが知られている。
すなわち、これはいわゆるGEゼニス方式と称
されるFMステレオ放送受信用のマルチプレツク
ス（MPX）デコーダのうち低電圧用に適用され
た場合であり、後述するダブリーバランス回路に
用いられる定電流源１１，１２はそれぞれI1，I2
なる直流分およびｉ，kiなる被スイツチング信号
としての交流分を含んでいる。ここで、ｋは図示
しないマトリクス回路によつて入力コンポジツト
信号に応じた交流電流ｉに対して定電流源１２で
加算する比例定数であり、上述したGEゼニス方
式によるコンポジツト信号から左右信号の有効な
分離度を得るために導入された係数である。詳し
くは雑誌「ラジオ技術、1971年12月号ページ
269270」等の文献に紹介されている。
されるFMステレオ放送受信用のマルチプレツク
ス（MPX）デコーダのうち低電圧用に適用され
た場合であり、後述するダブリーバランス回路に
用いられる定電流源１１，１２はそれぞれI1，I2
なる直流分およびｉ，kiなる被スイツチング信号
としての交流分を含んでいる。ここで、ｋは図示
しないマトリクス回路によつて入力コンポジツト
信号に応じた交流電流ｉに対して定電流源１２で
加算する比例定数であり、上述したGEゼニス方
式によるコンポジツト信号から左右信号の有効な
分離度を得るために導入された係数である。詳し
くは雑誌「ラジオ技術、1971年12月号ページ
269270」等の文献に紹介されている。
また、１４は再生された副搬送波電圧V1の信
号源であり、その周波数は38kHzである。この副
搬送波電圧V1がスイツチング信号として両ベー
ス間に供給される差動対トランジスタ２０，２１
はそれらの共通エミツタに定電流源１３を有して
いて、スイツチング信号用負荷抵抗２４，２５が
結合されたそれらの各コレクタに第２図ａに示し
たような出力波形を生じる。この出力波形は上記
V1が理想的な方形波であつたとしても、トラン
ジスタによる遅延や浮遊容量等の影響によつてな
まつてしまうために、図示の如く波高値が電源１
５の電位Vccとなる台形波状（但し実線がトラン
ジスタ２１側で、破線がトランジスタ２０側）と
なるのが普通である。
号源であり、その周波数は38kHzである。この副
搬送波電圧V1がスイツチング信号として両ベー
ス間に供給される差動対トランジスタ２０，２１
はそれらの共通エミツタに定電流源１３を有して
いて、スイツチング信号用負荷抵抗２４，２５が
結合されたそれらの各コレクタに第２図ａに示し
たような出力波形を生じる。この出力波形は上記
V1が理想的な方形波であつたとしても、トラン
ジスタによる遅延や浮遊容量等の影響によつてな
まつてしまうために、図示の如く波高値が電源１
５の電位Vccとなる台形波状（但し実線がトラン
ジスタ２１側で、破線がトランジスタ２０側）と
なるのが普通である。
そして、ダブリーバランス回路構成の二対の差
動対トランジスタ１６，１７，１８，１９はそれ
らの各共通コレクタ（但し１６と１８ならびに１
７と１９）に出力用負荷抵抗２２，２３が結合さ
れていて、それらの各共通ベース（但し１６と１
９ならびに１７と１８）に上述の台形波状出力が
スイツチング信号として供給されることにより、
上記定電流源１１，１２に結合されたそれらの各
共通エミツタ（但し１６と１７ならびに１８と１
９）をスイツチングの遷移点として第２図ｂに示
すようなくさび状に電位降下した波形Ａを生じ
る。
動対トランジスタ１６，１７，１８，１９はそれ
らの各共通コレクタ（但し１６と１８ならびに１
７と１９）に出力用負荷抵抗２２，２３が結合さ
れていて、それらの各共通ベース（但し１６と１
９ならびに１７と１８）に上述の台形波状出力が
スイツチング信号として供給されることにより、
上記定電流源１１，１２に結合されたそれらの各
共通エミツタ（但し１６と１７ならびに１８と１
９）をスイツチングの遷移点として第２図ｂに示
すようなくさび状に電位降下した波形Ａを生じ
る。
この現象により、上述した定電流源１１，１２
にかかる電圧は瞬間的にくさび状に低下する点が
存在することになる。
にかかる電圧は瞬間的にくさび状に低下する点が
存在することになる。
このため、電源電圧が低下するにつれて通常は
トランジスタで構成される定電流源１１，１２の
動作に必要なバイアス電圧が不足して動作不良を
招来してしまう。
トランジスタで構成される定電流源１１，１２の
動作に必要なバイアス電圧が不足して動作不良を
招来してしまう。
従つて、第１図のスイツチング回路は低電圧用
とはいいながらも、一定の限界があつた。
とはいいながらも、一定の限界があつた。
なお、第２図ｂにおける波形Ｂは同図ａの２つ
の波形のうち双方の大なる部分を合成したもので
あり、上述の波形Ａの波高値は波形Ｂの波高値よ
り所定電位VFだけ降下した電位となつている。
ここで、VFはトランジスタのベース・エミツタ
間電圧である。
の波形のうち双方の大なる部分を合成したもので
あり、上述の波形Ａの波高値は波形Ｂの波高値よ
り所定電位VFだけ降下した電位となつている。
ここで、VFはトランジスタのベース・エミツタ
間電圧である。
そこで、この発明は以上のような点に鑑みてな
されたもので、簡単な構成で可及的に低電圧動作
化を図り得るように改良した極めて良好なスイツ
チング回路を提供することを目的としている。
されたもので、簡単な構成で可及的に低電圧動作
化を図り得るように改良した極めて良好なスイツ
チング回路を提供することを目的としている。
すなわち、この発明によるスイツチング回路
は、ダブリーバランス回路を構成する二対の差動
対トランジスタの各共通エミツタに被スイツチン
グ信号に対応した交流分と所定の直流分を供給す
る二対の電流源と、前記二対の差動対トランジス
タの各共通ベースに対し少なくともいずれか一方
が必ず電源電位と略同電位となるスイツチング信
号を供給する回路手段とを具備してなることを特
徴としている。
は、ダブリーバランス回路を構成する二対の差動
対トランジスタの各共通エミツタに被スイツチン
グ信号に対応した交流分と所定の直流分を供給す
る二対の電流源と、前記二対の差動対トランジス
タの各共通ベースに対し少なくともいずれか一方
が必ず電源電位と略同電位となるスイツチング信
号を供給する回路手段とを具備してなることを特
徴としている。
以下図面を参照してこの発明の一実施例につき
詳細に説明する。
詳細に説明する。
すなわち、第３図において１６，１７，１８，
１９は第１図の場合と同様の定電流源１１，１２
および出力用負荷抵抗２２，２３を有してなるダ
ブリーバランス回路構成の二対の差動対トランジ
スタであつて、それらの各共通ベース（但し、１
６と１９ならびに１７と１８）にスイツチング信
号中継用トランジスタ３１，３２を介してスイツ
チング信号源となる４ビツトリングカウンタ３３
からのQ1出力ならびにQ3から第４図ａ，ｂに示
す如く、双方が共に“０”レベルとなる期間が存
在するように互いの位相がずれた間欠信号が供給
される如くなされている。
１９は第１図の場合と同様の定電流源１１，１２
および出力用負荷抵抗２２，２３を有してなるダ
ブリーバランス回路構成の二対の差動対トランジ
スタであつて、それらの各共通ベース（但し、１
６と１９ならびに１７と１８）にスイツチング信
号中継用トランジスタ３１，３２を介してスイツ
チング信号源となる４ビツトリングカウンタ３３
からのQ1出力ならびにQ3から第４図ａ，ｂに示
す如く、双方が共に“０”レベルとなる期間が存
在するように互いの位相がずれた間欠信号が供給
される如くなされている。
なお、第３図中２４，２５はスイツチング信号
用負荷抵抗であり、１５はVccなる電位を与える
電源であり、３４は上記リングカウンタ３３を駆
動するためのクロツクパルスを供給する信号源で
ある。
用負荷抵抗であり、１５はVccなる電位を与える
電源であり、３４は上記リングカウンタ３３を駆
動するためのクロツクパルスを供給する信号源で
ある。
而して、以上の構成においてリングカウンタ３
３のQ1出力ならびQ3出力が“１”レベルのとき
に対応するスイツチング信号中継用のトランジス
タ３１または３２がオン状態になることにより、
スイツチング信号用負荷抵抗２４または２５に電
圧降下を生じることになる。
３のQ1出力ならびQ3出力が“１”レベルのとき
に対応するスイツチング信号中継用のトランジス
タ３１または３２がオン状態になることにより、
スイツチング信号用負荷抵抗２４または２５に電
圧降下を生じることになる。
また、Q1出力ならびにQ3出力が共に“０”レ
ベルのときは、スイツチング信号中継用トランジ
スタ３１，３２は共にオフ状態となり、双方のコ
レクタ電位は電源１５の電位Vccに略等しくなつ
ている。
ベルのときは、スイツチング信号中継用トランジ
スタ３１，３２は共にオフ状態となり、双方のコ
レクタ電位は電源１５の電位Vccに略等しくなつ
ている。
第５図ａはかかるスイツチング信号中継用トラ
ンジスタ３１，３２のコレクタ波形（但し実線は
トランジスタ３１側で、破線がトランジスタ３２
側）を示している。
ンジスタ３１，３２のコレクタ波形（但し実線は
トランジスタ３１側で、破線がトランジスタ３２
側）を示している。
つまり、この波形からも分るように、スイツチ
ング信号中継用トランジスタ３１，３２に対し、
双方が必ず共にオフ状態となる期間を設けること
により、必ずいずれか一方のコレクタ波形が電源
１５の電位Vccと略同電位になるようにすること
ができる。
ング信号中継用トランジスタ３１，３２に対し、
双方が必ず共にオフ状態となる期間を設けること
により、必ずいずれか一方のコレクタ波形が電源
１５の電位Vccと略同電位になるようにすること
ができる。
これによつて、かかるスイツチング信号中継用
トランジスタ３１，３２の各コレクタ出力をスイ
ツチング信号としてスイツチング作用を営むダブ
リーバランス回路構成の二対の差動対トランジス
タ１６，１７，１８，１９に各共通エミツタ（但
し１６と１７ならびに１８と１９）の波形は、第
５図ｂにように電源電位Vccからトランジスタの
ベースエミツタ間電圧VFを差し引いたVcc−VFな
る電位以下にはいかなる状態でも降下することが
ない。
トランジスタ３１，３２の各コレクタ出力をスイ
ツチング信号としてスイツチング作用を営むダブ
リーバランス回路構成の二対の差動対トランジス
タ１６，１７，１８，１９に各共通エミツタ（但
し１６と１７ならびに１８と１９）の波形は、第
５図ｂにように電源電位Vccからトランジスタの
ベースエミツタ間電圧VFを差し引いたVcc−VFな
る電位以下にはいかなる状態でも降下することが
ない。
つまり、従来のように瞬間的にくさび状に電位
降下することがないから、電源電圧が低下しても
定電流源１１，１２に必要なバイアス電圧が不足
するようなことがなく、それだけ低電圧動作化を
図ることができるようになるものである。
降下することがないから、電源電圧が低下しても
定電流源１１，１２に必要なバイアス電圧が不足
するようなことがなく、それだけ低電圧動作化を
図ることができるようになるものである。
第６図は以上のようなスイツチング回路のスイ
ツチング関数を図式的に示したもので、スイツチ
ング信号中継用トランジスタ３１，３２が共にオ
フ状態となる期間では、ダブリーバランス回路構
成の二対のトランジスタ１６，１７，１８，１９
がバランスする状態にあたるので、そのときに流
れる電流は半分ずつに分流することになる。
ツチング関数を図式的に示したもので、スイツチ
ング信号中継用トランジスタ３１，３２が共にオ
フ状態となる期間では、ダブリーバランス回路構
成の二対のトランジスタ１６，１７，１８，１９
がバランスする状態にあたるので、そのときに流
れる電流は半分ずつに分流することになる。
つまり、これを詳しくみてみるに、例えば定電
流源１１の電流I1＋ｉは一方の差動対トランジス
タ１６，１７がバランスしているので、出力用負
荷抵抗２２および２３に対し0.5ずつ分流するこ
とになる。そこで、ダブリーバランス回路の片側
のみを考えると第６図に示したようなスイツチン
グ関数が得られるものである。
流源１１の電流I1＋ｉは一方の差動対トランジス
タ１６，１７がバランスしているので、出力用負
荷抵抗２２および２３に対し0.5ずつ分流するこ
とになる。そこで、ダブリーバランス回路の片側
のみを考えると第６図に示したようなスイツチン
グ関数が得られるものである。
この場合、バランス期間を図示の如く一般的に
τとし周期をＴとすればスイツチング関数f(t)は
次式のようになる。
τとし周期をＴとすればスイツチング関数f(t)は
次式のようになる。
f(t)＝１／２＋２／π｛（cosπτ／Ｔ）sinωt＋（
１／３cos3πτ／Ｔ）sinωt＋（１／５cos5πτ／Ｔ）
sinωt＋……｝ これは便宜上のために第５次高調波までを示し
たものであつて、基本波sinωt、第３次高調波
sin3ωtおよび第５次高調波sin5ωtの各レベルはそ
れぞれcosπτ／Ｔ、１／３cos3πτ／Ｔおよび１／５c
os5πτ／Ｔと なつている。これらとτ／Ｔとの関係を示したの
が第７図である。
１／３cos3πτ／Ｔ）sinωt＋（１／５cos5πτ／Ｔ）
sinωt＋……｝ これは便宜上のために第５次高調波までを示し
たものであつて、基本波sinωt、第３次高調波
sin3ωtおよび第５次高調波sin5ωtの各レベルはそ
れぞれcosπτ／Ｔ、１／３cos3πτ／Ｔおよび１／５c
os5πτ／Ｔと なつている。これらとτ／Ｔとの関係を示したの
が第７図である。
そして、第７図において各余弦曲線が横軸をよ
ぎる点は、その該当する高調波成分が零になる
τ／Ｔを示している。例えばτ／Ｔを1/10にする
と第５次成分が且つ1/6にすると第３次成分がそ
れぞれ零となり、基本波成分はそれほど変化しな
い。
ぎる点は、その該当する高調波成分が零になる
τ／Ｔを示している。例えばτ／Ｔを1/10にする
と第５次成分が且つ1/6にすると第３次成分がそ
れぞれ零となり、基本波成分はそれほど変化しな
い。
ところで、FMステレオ放送受信用のMPXデ
コーダ用の場合は、隣接チヤンネルによる副搬送
波の３倍近辺（38kHz×３＝114kHz）の妨害成分
をバーデイノイズと称して高域除去フイルタ等を
挿入して対策している。
コーダ用の場合は、隣接チヤンネルによる副搬送
波の３倍近辺（38kHz×３＝114kHz）の妨害成分
をバーデイノイズと称して高域除去フイルタ等を
挿入して対策している。
しかるに、この発明によるスイツチング回路を
用いて上述したようにτ／Ｔ＝1/6にすると、上
記バーデイノイズをかなり軽減することができ
る。
用いて上述したようにτ／Ｔ＝1/6にすると、上
記バーデイノイズをかなり軽減することができ
る。
なお、この発明は上記し且つ図示した実施例の
みに限定されることなく、この発明の要旨を逸脱
しない範囲で種々の変形や適用が可能であること
は言う迄もない。
みに限定されることなく、この発明の要旨を逸脱
しない範囲で種々の変形や適用が可能であること
は言う迄もない。
例えば、以上の実施例では用いるトランジスタ
としてNPNの場合について示したが、これを
PNPとして各定電流源や電源の極性を反転して
実施してもよいものである。
としてNPNの場合について示したが、これを
PNPとして各定電流源や電源の極性を反転して
実施してもよいものである。
従つて、以上詳述したようにこの発明によれ
ば、簡単な構成で可及的に低電圧動作化を図り得
るように改良した極めて良好なるスイツチング回
路を提供することが可能となる。
ば、簡単な構成で可及的に低電圧動作化を図り得
るように改良した極めて良好なるスイツチング回
路を提供することが可能となる。
第１図、第２図は従来のスイツチング回路の構
成説明図とそれの動作を説明するための各部波形
図であり、第３図乃至第５図はこの発明に係るス
イツチング回路の一実施例を示す構成説明図とそ
れの動作を説明するための各部の波形図であり、
第６図、第７図は同じくスイツチング関数を図式
的に示す図とそれのバランス期間と高調波レベル
との関係を示す図である。 １１，１２……定電流源、１５……電源、１６
〜１９，３１，３２……トランジスタ、２２〜２
５……抵抗、３３……リングカウンタ、３４……
信号線。
成説明図とそれの動作を説明するための各部波形
図であり、第３図乃至第５図はこの発明に係るス
イツチング回路の一実施例を示す構成説明図とそ
れの動作を説明するための各部の波形図であり、
第６図、第７図は同じくスイツチング関数を図式
的に示す図とそれのバランス期間と高調波レベル
との関係を示す図である。 １１，１２……定電流源、１５……電源、１６
〜１９，３１，３２……トランジスタ、２２〜２
５……抵抗、３３……リングカウンタ、３４……
信号線。
Claims (1)
- １ ダブリーバランス回路を構成する二対の差動
対トランジスタと、これら二対の差動対トランジ
スタの各共通エミツタに被スイツチング信号に対
応した交流分と所定の直流分を供給する二対の電
流源と、前記二対の差動対トランジスタの各共通
ベースに対し少なくともいずれか一方が必ず電源
電位と略同電位となるスイツチング信号を供給す
る回路手段とを具備してなることを特徴とするス
イツチング回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58056089A JPS59182626A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | スイッチング回路 |
| DE3411911A DE3411911C2 (de) | 1983-03-31 | 1984-03-30 | Elektronische Schaltvorrichtung |
| US06/596,024 US4590433A (en) | 1983-03-31 | 1984-04-02 | Doubled balanced differential amplifier circuit with low power consumption for FM modulation or demodulation |
| GB08408423A GB2137855B (en) | 1983-03-31 | 1984-04-02 | Switching circuit apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58056089A JPS59182626A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | スイッチング回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59182626A JPS59182626A (ja) | 1984-10-17 |
| JPH0437604B2 true JPH0437604B2 (ja) | 1992-06-19 |
Family
ID=13017364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58056089A Granted JPS59182626A (ja) | 1983-03-31 | 1983-03-31 | スイッチング回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4590433A (ja) |
| JP (1) | JPS59182626A (ja) |
| DE (1) | DE3411911C2 (ja) |
| GB (1) | GB2137855B (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4768000A (en) * | 1987-04-13 | 1988-08-30 | Texas Instruments Incorporated | Monolithic double balanced single sideband modulator |
| US4989091A (en) * | 1988-11-16 | 1991-01-29 | Scientific-Atlanta, Inc. | Scan converter for a high definition television system |
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