JPH0413945B2 - - Google Patents
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- JPH0413945B2 JPH0413945B2 JP60128963A JP12896385A JPH0413945B2 JP H0413945 B2 JPH0413945 B2 JP H0413945B2 JP 60128963 A JP60128963 A JP 60128963A JP 12896385 A JP12896385 A JP 12896385A JP H0413945 B2 JPH0413945 B2 JP H0413945B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- current
- drive transistor
- resistor
- switching transistor
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 14
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、スイツチングトランジスタをオン・
オフ駆動する駆動トランジスタのコレクタ電流
を、起動時は小さく制御することによつて高入力
電圧時の突入電流を抑制すると共に、通常動作時
はスイツチングトランジスタを飽和駆動しうるほ
ど一定値に調整することによつて高入力電圧・軽
負荷時における異常発振の発生を防止したDC−
DCコンバータに関する。
オフ駆動する駆動トランジスタのコレクタ電流
を、起動時は小さく制御することによつて高入力
電圧時の突入電流を抑制すると共に、通常動作時
はスイツチングトランジスタを飽和駆動しうるほ
ど一定値に調整することによつて高入力電圧・軽
負荷時における異常発振の発生を防止したDC−
DCコンバータに関する。
［従来の技術］
従来のDC−DCコンバータとしては、例えば第
３図に示すように、トランスＴと、その一次巻線
N1に接続されたスイツチングトランジスタQ1と、
帰還巻線N2に誘起される信号によつて該スイツ
チングトランジスタQ1をオン・オフする駆動ト
ランジスタQ2と、二次巻線N3の出力を直流に変
換する整流平滑回路１０を備えた構成のものがあ
る。ここで出力電圧は制御部１２と制御トランジ
スタQ3とによつて定電圧化制御される。
３図に示すように、トランスＴと、その一次巻線
N1に接続されたスイツチングトランジスタQ1と、
帰還巻線N2に誘起される信号によつて該スイツ
チングトランジスタQ1をオン・オフする駆動ト
ランジスタQ2と、二次巻線N3の出力を直流に変
換する整流平滑回路１０を備えた構成のものがあ
る。ここで出力電圧は制御部１２と制御トランジ
スタQ3とによつて定電圧化制御される。
駆動トランジスタQ2のコレクタに抵抗R1が接
続され、またベースに起動抵抗１４が接続され
る。駆動トランジスタQ2のコレクタ抵抗R1はス
イツチングトランジスタQ1に充分なベース電流
を供給するという条件によつてかなり低い値に定
まる。従つて電源投入直後、特に入力電圧が高い
時は、起動抵抗１４によつて駆動トランジスタ
Q2が直ちに導通して抵抗R1を通つて大きなベー
ス電流が流れ、スイツチングトランジスタQ1の
コレクタ電流は著しく増大する。入力電圧が高く
なる程、電源投入時スイツチングトランジスタ
Q1のコレクタ電流も増加し、場合によつてはそ
のIc（コレクタ電流）規格をオーバーするため、
スイツチングトランジスタを２本並列に使用した
り、あるいはグレードの高いトランジスタを使用
せざるを得なくなる。
続され、またベースに起動抵抗１４が接続され
る。駆動トランジスタQ2のコレクタ抵抗R1はス
イツチングトランジスタQ1に充分なベース電流
を供給するという条件によつてかなり低い値に定
まる。従つて電源投入直後、特に入力電圧が高い
時は、起動抵抗１４によつて駆動トランジスタ
Q2が直ちに導通して抵抗R1を通つて大きなベー
ス電流が流れ、スイツチングトランジスタQ1の
コレクタ電流は著しく増大する。入力電圧が高く
なる程、電源投入時スイツチングトランジスタ
Q1のコレクタ電流も増加し、場合によつてはそ
のIc（コレクタ電流）規格をオーバーするため、
スイツチングトランジスタを２本並列に使用した
り、あるいはグレードの高いトランジスタを使用
せざるを得なくなる。
そこで第３図に示すように、起動抵抗１４を抵
抗R2と抵抗R3に分割し、その接続点にコンデン
サＣを接続した突入電流防止用のスロースタート
回路が組み込まれている。
抗R2と抵抗R3に分割し、その接続点にコンデン
サＣを接続した突入電流防止用のスロースタート
回路が組み込まれている。
電源投入直後は抵抗R2とコンデンサＣとから
なる時定数回路に電流が流れ、該コンデンサＣを
充電する。コンデンサＣの端子電圧が高くなる
と、抵抗R3に電流が流れ、駆動トランジスタQ2
をオンし、スイツチングトランジスタQ1にベー
ス電流が供給され導通する。その後はブロツキン
グ発振の原理によつてスイツチングトランジスタ
Q1がオン・オフ動作を繰り返すことになる。
なる時定数回路に電流が流れ、該コンデンサＣを
充電する。コンデンサＣの端子電圧が高くなる
と、抵抗R3に電流が流れ、駆動トランジスタQ2
をオンし、スイツチングトランジスタQ1にベー
ス電流が供給され導通する。その後はブロツキン
グ発振の原理によつてスイツチングトランジスタ
Q1がオン・オフ動作を繰り返すことになる。
［発明が解決しようとする問題点］
このようなスロースタート回路により電源投入
時における突入電流を防止できるものの、ユーザ
から出力電圧の立ち上がりが早い特性が要求され
た時には対応しきれず、使用条件が自ずから制限
されてしまう。
時における突入電流を防止できるものの、ユーザ
から出力電圧の立ち上がりが早い特性が要求され
た時には対応しきれず、使用条件が自ずから制限
されてしまう。
また電源スイツチのオフ・オン動作を瞬時に続
けて行うとコンデンサＣの電荷が放電されないま
ま残つているため、スロースタートがかからず過
大な突入電流が流れてしまう。そのためやはりグ
レードの高い部品を使用しなければならない。
けて行うとコンデンサＣの電荷が放電されないま
ま残つているため、スロースタートがかからず過
大な突入電流が流れてしまう。そのためやはりグ
レードの高い部品を使用しなければならない。
更に上記従来の回路では、入力電圧が高い場合
にスイツチングトランジスタQ1のベースには、
それに比例した大きな電流が供給されるから、負
荷が軽くなつた時ストレージの影響によりパルス
幅が狭くなりきれず間欠発振などの異常動作が生
じる欠点もある。
にスイツチングトランジスタQ1のベースには、
それに比例した大きな電流が供給されるから、負
荷が軽くなつた時ストレージの影響によりパルス
幅が狭くなりきれず間欠発振などの異常動作が生
じる欠点もある。
本発明の目的は、上記のような従来技術の欠点
を解消し、広い入力電圧範囲に対して安定に動作
し、電源投入直後の突入電流を防止でき出力電圧
の立ち上がりも早いDC−DCコンバータを提供す
ることにある。
を解消し、広い入力電圧範囲に対して安定に動作
し、電源投入直後の突入電流を防止でき出力電圧
の立ち上がりも早いDC−DCコンバータを提供す
ることにある。
［問題点を解決するための手段］
本発明は、例えば第１図に示すように、トラン
スＴの一次巻線N1にスイツチングトランジスタ
Q1を接続し、前記トランスＴの帰還巻線N2に誘
起される信号を受けて駆動トランジスタQ2によ
つて前記スイツチングトランジスタQ1をオン・
オフ駆動し、トランスＴの二次巻線N3の出力を
整流平滑回路１０によつて直流に変換し、制御ト
ランジスタQ3と制御部１２によつて駆動トラン
ジスタQ2のベース電流を制御して整流平滑回路
の出力電圧を定電圧化する構成のDC−DCコンバ
ータを前提としている。本発明は、そのような回
路において前記駆動トランジスタQ2のコレクタ
側に、起動時にはそのコレクタ電流を低く抑え、
通常動作時はコレクタ電流をほぼ一定に制御しう
るような電流調整回路１６を接続したものであ
る。
スＴの一次巻線N1にスイツチングトランジスタ
Q1を接続し、前記トランスＴの帰還巻線N2に誘
起される信号を受けて駆動トランジスタQ2によ
つて前記スイツチングトランジスタQ1をオン・
オフ駆動し、トランスＴの二次巻線N3の出力を
整流平滑回路１０によつて直流に変換し、制御ト
ランジスタQ3と制御部１２によつて駆動トラン
ジスタQ2のベース電流を制御して整流平滑回路
の出力電圧を定電圧化する構成のDC−DCコンバ
ータを前提としている。本発明は、そのような回
路において前記駆動トランジスタQ2のコレクタ
側に、起動時にはそのコレクタ電流を低く抑え、
通常動作時はコレクタ電流をほぼ一定に制御しう
るような電流調整回路１６を接続したものであ
る。
駆動トランジスタQ2のエミツタ側には抵抗を
接続してその両端にスイツチングトランジスタ
Q1のベースとエミツタを接続し、駆動トランジ
スタQ2のベースとスイツチングトランジスタQ1
のエミツタ間に制御トランジスタQ3を接続する。
接続してその両端にスイツチングトランジスタ
Q1のベースとエミツタを接続し、駆動トランジ
スタQ2のベースとスイツチングトランジスタQ1
のエミツタ間に制御トランジスタQ3を接続する。
電流調整回路１６は、駆動トランジスタのコレ
クタに接続した２本の直列抵抗とその抵抗同士の
接続点と定電圧化された二次側直流出力との間に
該接続点側にカソードが向くように接続したダイ
オードによつて簡単に構成できる。
クタに接続した２本の直列抵抗とその抵抗同士の
接続点と定電圧化された二次側直流出力との間に
該接続点側にカソードが向くように接続したダイ
オードによつて簡単に構成できる。
［作用］
駆動トランジスタQ2のコレクタ側に接続され
ている電流調整回路１６は、通常動作時は入力電
圧や負荷が変動しても、駆動トランジスタQ2が
オンの時ほぼ同じコレクタ電流が流れるように動
作し、スイツチングトランジスタQ1にほぼ一定
のベース電流を供給する。この電流調整回路１６
は、通常動作時、スイツチングトランジスタQ1
が飽和領域で動作するのに必要だが大きすぎない
程度のベース電流が流れるように設定され、入力
電圧が高くなつてもほぼ一定であるからストレー
ジの影響を受けず、負荷が軽くなつてもパルス幅
は十分狭くなり異常発振が生じる虞れはない。つ
まり極めて安定な動作が行われる。
ている電流調整回路１６は、通常動作時は入力電
圧や負荷が変動しても、駆動トランジスタQ2が
オンの時ほぼ同じコレクタ電流が流れるように動
作し、スイツチングトランジスタQ1にほぼ一定
のベース電流を供給する。この電流調整回路１６
は、通常動作時、スイツチングトランジスタQ1
が飽和領域で動作するのに必要だが大きすぎない
程度のベース電流が流れるように設定され、入力
電圧が高くなつてもほぼ一定であるからストレー
ジの影響を受けず、負荷が軽くなつてもパルス幅
は十分狭くなり異常発振が生じる虞れはない。つ
まり極めて安定な動作が行われる。
また電源投入直後はこの電流調整回路１６によ
り駆動トランジスタQ2のコレクタ電流が低く抑
えられ、それによつてスイツチングトランジスタ
Q1のベース電流は小さくなり、活性領域で駆動
される。そのため入力電圧が高くても過大な突入
電流は生じない。更にはスロースタートのための
時定数回路を有していないから電源投入後、出力
が直ちに立ち上がる。
り駆動トランジスタQ2のコレクタ電流が低く抑
えられ、それによつてスイツチングトランジスタ
Q1のベース電流は小さくなり、活性領域で駆動
される。そのため入力電圧が高くても過大な突入
電流は生じない。更にはスロースタートのための
時定数回路を有していないから電源投入後、出力
が直ちに立ち上がる。
［実施例］
第２図は本発明の好ましい一実施例を示す回路
図である。DC−DCコンバータとしての基本的な
回路構成は、第１図に示したものとほぼ同様であ
るから、対応する部分に同一符号を付し、それら
についての説明は省略する。
図である。DC−DCコンバータとしての基本的な
回路構成は、第１図に示したものとほぼ同様であ
るから、対応する部分に同一符号を付し、それら
についての説明は省略する。
本発明では駆動トランジスタQ2のコレクタ側
に接続する電流調整回路１６は、駆動トランジス
タQ2のコレクタ側に接続された２本の直列抵抗
R4，R5と、それらの接続点ａと定電圧化された
二次側直流出力との間に接続されたダイオードＤ
とから構成される。ダイオードＤは前記接続点ａ
にカソードが向くように接続される。
に接続する電流調整回路１６は、駆動トランジス
タQ2のコレクタ側に接続された２本の直列抵抗
R4，R5と、それらの接続点ａと定電圧化された
二次側直流出力との間に接続されたダイオードＤ
とから構成される。ダイオードＤは前記接続点ａ
にカソードが向くように接続される。
例えば入力電圧範囲が＋４〜10Vであり、定電
圧化された出力電圧が＋5Vの場合、電流調整回
路１６を構成している第１の抵抗R4は100Ω程
度、第２の抵抗R5は47Ω程度とする。
圧化された出力電圧が＋5Vの場合、電流調整回
路１６を構成している第１の抵抗R4は100Ω程
度、第２の抵抗R5は47Ω程度とする。
さて電源投入直後は起動抵抗１４によつて駆動
トランジスタQ2にベース電流が流れ、それを導
通させる。それによつて抵抗R4，R5を通つてコ
レクタ電流が流れ、スイツチングトランジスタ
Q1にベース電流を供給する。電源投入直後は出
力電圧は零であるからダイオードＤはオフ状態で
ある。直列に接続された抵抗R4と抵抗R5との合
成抵抗（抵抗値約150Ω）は、スイツチングトラ
ンジスタQ1を飽和駆動するにはベース電流がや
や不足する値である。従つて入力電圧が高くなつ
てもスイツチングトランジスタQ1に過大な突入
電流が流れるのを防止できる。
トランジスタQ2にベース電流が流れ、それを導
通させる。それによつて抵抗R4，R5を通つてコ
レクタ電流が流れ、スイツチングトランジスタ
Q1にベース電流を供給する。電源投入直後は出
力電圧は零であるからダイオードＤはオフ状態で
ある。直列に接続された抵抗R4と抵抗R5との合
成抵抗（抵抗値約150Ω）は、スイツチングトラ
ンジスタQ1を飽和駆動するにはベース電流がや
や不足する値である。従つて入力電圧が高くなつ
てもスイツチングトランジスタQ1に過大な突入
電流が流れるのを防止できる。
スイツチングトランジスタQ1へのベース電流
が低くても該トランジスタQ1は活性領域で駆動
され、トランスＴの一次巻線N1に電流を流し、
それによつて帰還巻線N2及び二次巻線N3に電圧
が誘起される。帰還巻線N2に誘起された電圧に
よつて駆動トランジスタQ2及びスイツチングト
ランジスタQ1はブロツキング発振動作を行う。
それと共に二次巻線N3に誘起された電圧は整流
平滑回路１０によつて整流平滑化されて出力さ
れ、制御部１２と制御トランジスタQ3により駆
動トランジスタQ2のベース電流を制御すること
で定電圧化される。
が低くても該トランジスタQ1は活性領域で駆動
され、トランスＴの一次巻線N1に電流を流し、
それによつて帰還巻線N2及び二次巻線N3に電圧
が誘起される。帰還巻線N2に誘起された電圧に
よつて駆動トランジスタQ2及びスイツチングト
ランジスタQ1はブロツキング発振動作を行う。
それと共に二次巻線N3に誘起された電圧は整流
平滑回路１０によつて整流平滑化されて出力さ
れ、制御部１２と制御トランジスタQ3により駆
動トランジスタQ2のベース電流を制御すること
で定電圧化される。
二次側に出力電圧が現れると、その電圧によつ
てダイオードＤが導通する。出力は定電圧化され
ているため、抵抗R4と抵抗R5との接続点ａの電
圧は入力電圧が大幅に変動してもほぼ一定に保た
れ、抵抗R5通つて駆動トランジスタQ2にほぼ一
定のコレクタ電流が流れる（駆動トランジスタ
Q2がオンの時）。抵抗R5の値は、前記のように例
えば47Ω程度とスイツチングトランジスタQ1を
完全に飽和領域までスイツチングさせうるような
十分低い値であるから、定常状態においては十分
良好なスイツチング動作が行われる。
てダイオードＤが導通する。出力は定電圧化され
ているため、抵抗R4と抵抗R5との接続点ａの電
圧は入力電圧が大幅に変動してもほぼ一定に保た
れ、抵抗R5通つて駆動トランジスタQ2にほぼ一
定のコレクタ電流が流れる（駆動トランジスタ
Q2がオンの時）。抵抗R5の値は、前記のように例
えば47Ω程度とスイツチングトランジスタQ1を
完全に飽和領域までスイツチングさせうるような
十分低い値であるから、定常状態においては十分
良好なスイツチング動作が行われる。
このように構成した回路では起動時には抵抗
R4，R5によつてスイツチングトランジスタQ1の
コレクタ電流を低く抑え、通常動作時には駆動ト
ランジスタQ2のコレクタ電流は入力電圧や負荷
状態に関係なくほぼ一定となる。従つて本DC−
DCコンバータによつて電源投入直後における突
入電流防止と入力電圧の変動や負荷変動による間
欠発振の抑制を同時に達成できることになる。
R4，R5によつてスイツチングトランジスタQ1の
コレクタ電流を低く抑え、通常動作時には駆動ト
ランジスタQ2のコレクタ電流は入力電圧や負荷
状態に関係なくほぼ一定となる。従つて本DC−
DCコンバータによつて電源投入直後における突
入電流防止と入力電圧の変動や負荷変動による間
欠発振の抑制を同時に達成できることになる。
［発明の効果］
本発明はスイツチングトランジスタをオン・オ
フする駆動トランジスタのコレクタ側に、起動時
はそのコレクタ電流が低く抑えられる電流調整回
路を接続しているため、起動時における過大な突
入電流を抑えることができる。その結果、スイツ
チングトランジスタ等の部品として定常動作に必
要な最低限度のランクの部品を用いても何等支障
がないからコストダウンを図ることができる。
フする駆動トランジスタのコレクタ側に、起動時
はそのコレクタ電流が低く抑えられる電流調整回
路を接続しているため、起動時における過大な突
入電流を抑えることができる。その結果、スイツ
チングトランジスタ等の部品として定常動作に必
要な最低限度のランクの部品を用いても何等支障
がないからコストダウンを図ることができる。
また本発明では、通常運転時、入力電圧や負荷
状態に関係なく、電流調整回路が駆動トランジス
タのコレクタ電流をほぼ一定に保ちうるように動
作するから（駆動トランジスタがオンの時）、入
力電圧が高く負荷が軽い場合であつてもスイツチ
ングトランジスタのベース電流は過大とならずほ
ぼ一定となり、そのため異常発振が生じず動作が
安定し、使用している部品が破損する虞れもな
い。
状態に関係なく、電流調整回路が駆動トランジス
タのコレクタ電流をほぼ一定に保ちうるように動
作するから（駆動トランジスタがオンの時）、入
力電圧が高く負荷が軽い場合であつてもスイツチ
ングトランジスタのベース電流は過大とならずほ
ぼ一定となり、そのため異常発振が生じず動作が
安定し、使用している部品が破損する虞れもな
い。
本発明では僅か２本の抵抗と１本のダイオード
で電流調整回路を構成するため、部品点数が少な
く回路は簡単である。この種のDC−DCコンバー
タでは直流出力電圧を異常に上昇させないように
両出力端間にダミー抵抗を設けて最少限度の出力
電流（ダミー電流）を常時流しておく必要がある
が、本発明ではダイオード−抵抗−駆動トランジ
スタを通るルートで電流が流れるためダミー抵抗
は不要となり、無駄な電力消費がなく効率も良く
なる。
で電流調整回路を構成するため、部品点数が少な
く回路は簡単である。この種のDC−DCコンバー
タでは直流出力電圧を異常に上昇させないように
両出力端間にダミー抵抗を設けて最少限度の出力
電流（ダミー電流）を常時流しておく必要がある
が、本発明ではダイオード−抵抗−駆動トランジ
スタを通るルートで電流が流れるためダミー抵抗
は不要となり、無駄な電力消費がなく効率も良く
なる。
更に本発明はスロースタート回路を用いていな
いから、出力電圧の立ち上がりを早くできる効果
もある。
いから、出力電圧の立ち上がりを早くできる効果
もある。
第１図は本発明に係るDC−DCコンバータの概
略構成の一例を示す回路図、第２図はその一実施
例を示す回路図、第３図は従来技術の一例を示す
回路図である。 １０……整流平滑回路、１２……制御部、１４
……起動抵抗、１６……電流調整回路、Q1……
スイツチングトランジスタ、Q2……駆動トラン
ジスタ、Q3……制御トランジスタ、Ｔ……トラ
ンス、R4，R5……抵抗、Ｄ……ダイオード。
略構成の一例を示す回路図、第２図はその一実施
例を示す回路図、第３図は従来技術の一例を示す
回路図である。 １０……整流平滑回路、１２……制御部、１４
……起動抵抗、１６……電流調整回路、Q1……
スイツチングトランジスタ、Q2……駆動トラン
ジスタ、Q3……制御トランジスタ、Ｔ……トラ
ンス、R4，R5……抵抗、Ｄ……ダイオード。
Claims (1)
- １ トランスと、その一次巻線に接続されるスイ
ツチングトランジスタと、帰還巻線に誘起される
信号によつて前記スイツチングトランジスタをオ
ン・オフ駆動する駆動トランジスタと、二次巻線
の出力を直流に変換する整流平滑回路と、前記駆
動トランジスタのベース電流を制御して整流平滑
回路の出力電圧を定電圧化制御する制御トランジ
スタ及び制御部を備えた回路において、前記駆動
トランジスタのコレクタ側には電流調整回路を設
け、エミツタ側には抵抗を接続して該抵抗の両端
にスイツチングトランジスタのベースとエミツタ
を接続し、駆動トランジスタのベースとスイツチ
ングトランジスタのエミツタ間に前記制御トラン
ジスタを接続してなり、前記電流調整回路は、駆
動トランジスタのコレクタに接続した２本の直列
抵抗とその抵抗同士の接続点と定電圧化された二
次側直流出力との間に該接続点側にカソードが向
くように接続したダイオードからなることを特徴
とするDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12896385A JPS61288776A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12896385A JPS61288776A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61288776A JPS61288776A (ja) | 1986-12-18 |
| JPH0413945B2 true JPH0413945B2 (ja) | 1992-03-11 |
Family
ID=14997743
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12896385A Granted JPS61288776A (ja) | 1985-06-13 | 1985-06-13 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61288776A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4581656B2 (ja) * | 2004-11-30 | 2010-11-17 | パナソニック株式会社 | 放熱板の製造方法 |
| JP4581655B2 (ja) * | 2004-11-30 | 2010-11-17 | パナソニック株式会社 | 放熱板 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5840917A (ja) * | 1981-09-04 | 1983-03-10 | Toshiba Corp | シンセサイザチユ−ナのチユ−ニング方式 |
-
1985
- 1985-06-13 JP JP12896385A patent/JPS61288776A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5840917A (ja) * | 1981-09-04 | 1983-03-10 | Toshiba Corp | シンセサイザチユ−ナのチユ−ニング方式 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4581656B2 (ja) * | 2004-11-30 | 2010-11-17 | パナソニック株式会社 | 放熱板の製造方法 |
| JP4581655B2 (ja) * | 2004-11-30 | 2010-11-17 | パナソニック株式会社 | 放熱板 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61288776A (ja) | 1986-12-18 |
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