JPH0353803B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は入力信号の電圧に対応して出力信号の
周波数又は周期を制御する電圧制御発振回路に関
する。

〔発明の概要〕

本発明は電圧制御発振回路において、第１のト
ランジスタと第２のトランジスタとを差動接続し
て第１のコンパレータとし、第３のトランジスタ
と第４のトランジスタとを差動接続して第２のコ
ンパレータとし、第１のコンパレータが接続され
た第５のトランジスタと、第２のコンパレータが
接続された第６のトランジスタとを差動接続し、
第２のトランジスタと第３のトランジスタを流れ
る電流又は第１のトランジスタと第４のトランジ
スタを流れる電流に対応して第５のトランジスタ
又は第６のトランジスタのベース電圧を制御する
ようにしてシユミツト回路を構成し、コンデンサ
の充放電を制御する第７のトランジスタと第８の
トランジスタとにより充放電回路と構成し、第２
のトランジスタと第３のトランジスタのベースに
コンデンサの充電電圧を入力し、第１のトランジ
スタと第４のトランジスタのベースに第１の基準
電圧と第２の基準電圧を各々供給し、シユミツト
回路の出力により第７のトランジスタと第８のト
ランジスタのベース電圧を制御するようにし、も
つて遅延を少なくし、高い発振周波数においても
良好なリニアリテイが得られるようにしたもので
ある。

〔従来の技術〕

第６図は従来の電圧制御発振回路の構成を表し
ている。同図において１はコンパレータであり、
その反転端子に基準電圧Ａが入力されるようにな
つている。２はコンパレータであり、その非反転
端子の基準電圧Ｂが入力されるようになつてい
る。コンパレータ１，２の出力Ｃ，Ｄはフリツプ
ロツプ回路３に入力され、各々フリツプフロツプ
回路３をリセツト又はセツトする。フリツプフロ
ツプ回路３の出力Ｅは充放電回路４に入力され、
コンデンサ５の充放電を制御するようなつてい
る。コンデンサ５の充電電圧Ｆはコンパレータ
１，２の非反転端子と反転端子に各々供給されて
いる。

第７図はその具体的回路図を表している。すな
わちコンパレータ１は、抵抗７１と抵抗７１にエ
ミツタが共通接続されたPNPトランジスタ７２，
７３と、トランジスタ７２，７３のベースにエミ
ツタが各々接続されたPNPトランジスタ７４，
７５と、トランジスタ７２，７３のコレクタにコ
レクタが各々接続されたNPNトランジスタ７６，
７７とより構成されている。同様にもう１つのコ
ンパレータ２は、抵抗７８と、抵抗７８にエミツ
タが共通接続されたPNPトランジスタ７９，８
０と、トランジスタ７９，８０のベースにエミツ
タが各々接続されたPNPトランジスタ８１，８
２と、トランジスタ７９，８０のコレクタにコレ
クタが各々接続されたNPNトランジスタ８３，
８４とより構成されている。フリツプフロツプ回
路３は、ベースとコレクタが相互に接続された
NPNトランジスタ８５，８６と、トランジスタ
８５，８６に各々並列接続されたNPNトランジ
スタ８７，８８と、トランジスタ８５乃至８８に
抵抗９０，９１を介して電流を供給するNPNト
ランジスタ８９と、トランジスタ８９をバイアス
する抵抗９２とダイオード９３の直列回路により
構成されている。また充放電回路４は、フリツプ
フロツプ回路３の出力がそのベースに供給される
差動接続されたNPNトランジスタ９４，９５と、
トランジスタ９４，９５のコレクタにそのコレク
タが接続されたPNPトランジスタ９６，９８と、
トランジスタ９６，９８のエミツタに各々接続さ
れた抵抗９７，９９と、差動接続されたトランジ
スタ９４，９５のエミツタにそのコレクタが接続
されたNPNトランジスタ１００と、トランジス
タ１００のエミツタに接続された抵抗１０１とよ
り構成されている。

第８図を参照してその作用を説明するに、いま
コンデンサ５の充電電圧Ｆが基準電圧Ａより低
く、基準電圧Ｂより高いとき（第８図ａ）、コン
パレータ１においてはトランジスタ７３，７５が
オン、トランジスタ７２，７４がオフ、トランジ
スタ７６，７７がオンとなつており、その出力信
号Ｃは低レベルとなつている（第８図ｂ）。一方
コンパレータ２においては、トランジスタ７９，
８１がオフ、トランジスタ８０，８２がオン、ま
たトランジスタ８３，８４がオンとなつており、
その出力信号Ｄは低いレベルとなつている（第８
図ｃ）。従つてフリツプフロツプ回路３のトラジ
スタ８７，８８が共にオフとなつている。そして
トランジスタ８５，８６のうちいずれか一方、例
えばトランジスタ８５がオン、他方のトランジス
タ８６がオフとなつてフリツプフロツプ回路３は
セツト状態にある。その結果トランジスタ８５の
コレクタ（トランジスタ９５のベース）は低レベ
ルの信号を、またトランジスタ８６のコレクタ
（トランジスタ９４のベース）は高いレベルの信
号Ｅを各々出力し（第８図ｄ）、トランジスタ９
４がオン、トランジスタ９５がオフとなつてい
る。従つて抵抗９９、トランジスタ９８を介して
コンデンサ５に充電電流が流れ、その充電電圧Ｆ
は徐々に上昇する（第８図ａ）。

コンデンサ５の充電電圧Ｆが基準電圧Ａより大
きくなると、その間コンパレータ１においてトラ
ンジスタ７３，７５がオフ、トランジスタ７２，
７４がオン、トランジス７６，７７がオフに反転
し、その出力信号Ｃは高レベルとなる（第８図
ｂ）。従つてトランジスタ８８がオンし、トラン
ジスタ８５がオフ、トランジスタ８６がオンに反
転してフリツプフロツプ回路３はリセツトされる
（第８図ｄ）。その結果トランジスタ９４がオフ、
トランジスタ９５がオン、またトランジスタ９
６，９８がオフとなり、コンデンサ５にはトラン
ジスタ９５，１００、抵抗１０１の経路で放電電
流が流れ、その充電電圧Ｆは徐々に低下する（第
８図ａ）。

コンデンサ５の充電電圧Ｆが基準電圧Ｂにより
低くなると、その間コンパレータ２において、ト
ランジスタ７９，８１がオン、トランジスタ８
０，８２がオフ、またトランジスタ８３，８４が
オフとなり、その出力信号Ｄは高レベルとなる
（第８図ｃ）。従つてトランジスタ８７がオンとな
り、トランジスタ８６がオフ、トランジスタ８５
がオンに反転してフリツプフロツプ回路３はセツ
トされる。その結果トランジスタ９５がオフ、ト
ランジスタ９４がオン、またトランジスタ９６，
９８がオンとなり、コンデンサ５には抵抗９９、
トランジスタ９８経路で充電電流が流れ、その充
電電圧Ｆは徐々に増加する（第８図ａ）。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら従来の電圧制御発振回路はコンパ
レータ１，２とフリツプフロツプ回路３と独立し
ており、その間の信号の伝達に遅延が生じ、動作
速度が遅くなり、高周波の発振が困難であるばか
りでなく、基準電圧Ａ，Ｂを制御して発振周波数
を変化させたとき、電圧に対する発振周期のリニ
アリテイが悪化する欠点があつた。この遅延を減
少させるためには、例えばフリツプフロツプ回路
３をECL（Emitter Coupled Logic）等の非飽和
動作とし、素子数をさらに増加する必要が生じ
る。また従来の回路は、２つのコンパレータを常
時通電状態としているため、消費電流が大きくな
る欠点を有していた。

〔問題点を解決するための手段〕

第１図は本発明の電圧制御発振回路の構成を表
している。本発明においては基本的にシユミツト
回路７により充放電回路４が制御されるようにな
つている。シユミツト回路７を構成する１１は
NPNトランジスタ１２と１３が差動増幅器とし
て接続されたコンパレータ、１４はNPNトラン
ジスタ１５と１６が差動増幅器として接続された
コンパレータである。トランジスタ１２のベース
に基準電圧V_Hが、またトランジスタ１６のベー
スに基準電圧V_Hより低い基準電圧V_Lが、各々供
給されるとともに、トランジスタ１３と１５のベ
ースにコンデンサ５の充電電圧が入力されるよう
になつている。１７はコンパレータ１１が接続さ
れたNPNトランジスタ１８、コンパレータ１４
が接続されたNPNトランジスタ１９とよりなる
差動増幅器である。この差動増幅器１７は定電流
源を構成するNPNトランジスタ２０と抵抗２１
を介して負の固定電圧−Vccに接続されている。
２２は、トランジスタ１３とトランジスタ１５の
コレクタ電流と、トランジスタ１２とトランジス
タ１６のコレクタ電流に対応してトランジスタ１
８又はトランジスタ１９のベース電圧を制御する
制御回路部である。制御回路部２２は、エミツタ
が抵抗３２を介して正の固定電圧Vccに接続さ
れ、コレクタがトランジスタ１８のベースに接続
されているPNPトランジスタ３１と、エミツタ
が抵抗３４を介して正の固定電圧Vccに接続さ
れ、コレクタがトランジスタ１９のベースに接続
されているPNPトランジスタ３３と、コレクタ
が負の固定電圧−Vccに接続され、エミツタが抵
抗３５と３６を介してトランジスタ１８と１９の
ベースに各々接続されているPNPトランジスタ
２６とを有している。さらにまた制御回路部２２
においては、NPNトランジスタ２４がそのエミ
ツタが抵抗２５を介して負の固定電圧−Vccに接
続され、そのベースがトランジスタ２０，２６の
ベースと共通接続されている。またトランジスタ
２４はそのコレクタとベースがダイオード接続さ
れているとともに、そのコレクタが抵抗２７を介
してPNPトランジスタ３０のコレクタに接続さ
れている。トランジスタ３０はそのエミツタが抵
抗２９を介して正の固定電圧Vccに接続されると
ともに、そのコレクタがベースに接続され、トラ
ンジスタ３１，３３とカレントミラー回路２８を
構成している。

コンデンサ５を充放電する充放電回路４の構成
は従来の場合と同様であり、シユミツト回路７の
出力電圧V₁とV₂が充放電回路４のトランジスタ
９４，９５のベースに供給されるようになつてい
る。

〔作用〕

しかしてその作用を第２図を参照して説明す
る。いまトランジスタ１３と１５のベースに入力
されるコンデンサ５の充電電圧Vcが、トランジ
スタ１２のベースに供給されている基準電圧V_H
より低く、基準電圧V_Lより高いとすると、トラ
ンジスタ１３がオフ、トランジスタ１２がオンと
なる。従つて電圧Vcc、抵抗３２を介してトラン
ジスタ１３に流れる電流Iaは０となり、電圧
Vcc、抵抗３４を介してトランジスタ１２に流れ
る電流Ibより小さくなる。

トランジスタ２４と３０のコレクタとベースが
ダイオード接続されているので、トランジスタ３
０のベースの電位、従つてそれよりベース・エミ
ツタ間電圧分だけ高いトランジスタ３１と３３の
エミツタの電位は所定の定電位となつている。そ
の結果抵抗３２と３４には所定の定電流が流れる
ようになる。その抵抗値を等しくしておくと抵抗
３２と３４に流れる定電流の値も等しくなる。こ
の定電流から電流Iaを引いた値の電流Icが抵抗３
５を介してトランジスタ２６に流れるとともに、
電流Ibを引いた値の電流Idが抵抗３６を介してト
ランジスタ２６に流れる。いま電流Ibは電流Iaよ
り大きいから、電流Icは電流Idより大きくなる。
従つて抵抗３５による電圧降下が抵抗３６による
電圧降下より大きくなり、トランジスタ１８のベ
ース電圧（出力電圧V₁）が高レベル、トランジ
スタ１９のベース電圧（出力電圧V₂）が低レベ
ルとなり（第２図ｂ，ｃ）、トランジスタ１８が
オン、トランジスタ１９がオフとなる。従つてこ
のときコンパレータ１４は実質的に非動作状態に
なる。

このときトランジスタ９４がオン、トランジス
タ９５がオフ、またトランジスタ９６，９８がオ
ンとなり、抵抗９９、トランジスタ９８の経路で
コンデンサ５には充電電流が流れ、その充電電圧
Vcは徐々に上昇する（第２図ａ）。

充電電圧Vcが基準電圧V_Hより高くなると、ト
ランジスタ１３がオン、トランジスタ１２がオフ
となり、トランジスタ１２に流れる電流Ibが０と
なり、トランジスタ１３に流れる電流Iaより小さ
くなる。従つて電流Idが電流Icより大きくなり、
抵抗３６による電圧降下が抵抗３５による電圧降
下より大きくなり、トランジスタ１９のベース電
圧（出力電圧V₂）が高レベル、トランジスタ１
８のベース電圧（出力電圧V₁）が低レベルとな
り（第２図ｂ，ｃ）、トランジスタ１９がオン、
トランジスタ１８がオフとなる。その結果コンパ
レータ１１が実質的に動作しなくなり、充電電圧
Vcは基準電圧V_Lより大きいので、トランジスタ
１５がオン、トランジスタ１６がオフとなつて、
電流Iaはトランジスタ１５を流れるようになり、
コンパレータ１４が動作状態になる。

このときトランジスタ９４がオフ、トランジス
タ９５がオン、またはトランジスタ９６，９８が
オフに反転するので、コンデンサ５には、トラン
ジスタ９５，１００、抵抗１０１の経路で放電電
流が流れ、その充電電圧Vcは徐々に減少する
（第２図ａ）。

次に充電電圧Vcが基準電圧V_Lより低くなる
と、トランジスタ１５がオフ、トランジスタ１６
がオンとなる。従つて電流Iaが０となり、電流Ib
より小さくなり、電流Icが電流Idより大きくな
る。その結果抵抗３５による電圧降下が抵抗３６
による電圧降下より大きくなつて、出力電圧V₁
が高レベル、出力電圧V₂が低レベルとなり、（第
２図ｂ，ｃ）、トランジスタ１９がオフ、トラン
ジスタ１８がオンとなる。そしてコンパレータ１
４が非動作状態となり、トランジスタ１２がオ
ン、トランジスタ１３がオフとなつて、前述した
場合と同様の状態となる。従つてコンデンサ５の
充電電圧Vcは再び徐々に上昇する（第２図ａ）。

トランジスタ１００はそのベースに所定の定電
圧V₀が供給され定電流源を構成しており、定電
流I₀が流れるようになつている。またトランジス
タ９６のコレクタとベースがダイオード接続さ
れ、トランジスタ９８のベース電位、従つてそれ
よりベース・エミツタ間の電圧分だけ高い電位の
エミツタは定電位とされているので、コンデンサ
５の充放電電流は一定となり、その充電電圧Vc
の増減ほ直線的に行われる。

この電圧制御発振回路の発振周期τを求める
と、充電電圧Vcの傾斜ｋは、コンデンサ５の容
量をＣとすると、 ｋ＝dV／dt＝１／Ｃ・dQ／dt＝I₀／Ｃ となる。従つて周期τは、 τ＝２（V_H−V_L）／ｋ ＝2C（V_H−V_L）／I₀ となる。すなわ基準電圧の差V_H−V_Lと定電流I₀
の値を調整することにより発振周波数を制御する
ことが可能となつている。基準電圧V_Lを固定し、
基準電圧V_Hをパラメータとする場合は周期がリ
ニアとなり、また制御電圧V₀を制御して電流I₀を
制御すると周波数がリニアとなる。

固定電圧±Vccに変動があつた場合、電流Iaと
Ic，IbとIdが略対応して変動するので、その影響
は少ない。

尚以上においてはトランジスタ１３，１５及び
１２，１６のコレクタを、トランジスタ３１，３
３のコレクタではなくエミツタに各々接続してい
る。これはトランジスタ３１，３３のコレクタに
接続すると、トランジスタ１２，１３，１５、１
６のコレクタ電位がトランジスタ１８，１９のベ
ース電位と同じになつてしまい、これらのトラン
ジスタに電流を流すことができなくなるからであ
る。

第３図は本発明の他の実施例を表している。こ
の実施例においては、制御電圧V₀がそのベース
に供給され、エミツタが抵抗１１８を介して負の
固定電圧−Vccに接続されているNPNトランジ
スタ１１７のコレクタを、エミツタが抵抗１１６
を介して正の固定電圧Vccに接続され、ベースが
ダイオード接続されているトランジスタ１１５の
コレクタに接続し、抵抗１１４を介してエミツタ
が正の固定電圧Vccに接続され、ベースがトラン
ジスタ１１５のベースと接続されているPNPト
ランジスタ１１３のコレクタから常に充電電流I₂
が流れるようになされている。またトランジスタ
１００と抵抗１０１以外に、NPNトランジスタ
１１１と抵抗１１２を定電流源として付加し、放
電電流（定電流）I₁が充電電圧I₂より大きくなる
ようになされている。斯かる構成において、差動
増幅器を構成するトランジスタ９４，９５をスイ
ツチングとすと、発振周波数をより高くすること
が可能となる。

第４図は本発明におけるシユミツト回路７の他
の実施例を表している。この実施例においては、
電流Ia，Ib，Ic，Idを生成する制御回路部２２の
一部が、差動接続されたPNPトランジスタ４１，
４２と、共通接続されたそのエミツタを固定電圧
Vccに接続する抵抗４３と、トランジスタ１２，
１６のコレクタと、トランジスタ４１のベースに
電流を供給するダイオード４４と抵抗４５の直列
回路と、トランジスタ１３，１５のコレクタと、
トランジスタ４２のベースに電流を供給するダイ
オード４４に接続された抵抗４６とより構成され
ている。

すなわちこの場合においては、トランジスタ１
３，１５に流れる電流Iaが大きくなると、抵抗４
６の電圧降下が大きくなり、そのベース電圧が低
下してトランジスタ４２のコレクタ電流Idが大き
くなつて、出力電圧V₂（トランジスタ１９のベー
ス電圧）が高くなる。またトランジスタ１２，１
６に流れる電流Ibが大きくなると、抵抗４５の電
圧降下が大きくなり、そのベース電圧が低下して
トランジスタ４１のコレタ電流Icが大きくなつ
て、出力電圧V₁（トランジスタ１８のベース電
圧）が高くなるようになつている。従つてこの実
施例においては、第１図の実施例の場合とは反対
に、電流Iaによりトランジスタ１９のベース電圧
を、また電流Ibによりトランジスタ１８のベース
電圧を、各々制御している。

またこの実施例においては、電流IcとIdを各々
別のPNPトランジスタ５０と５１に流すように
している。

この他第４図におけるトランジスタ４１，４２
のベースからシユミツト回路７の出力信号V₁，
V₂を得るようにすることもできる。

第５図はシユミツト回路７のさらに他の実施例
を表している。この実施例においては電流Iaを抵
抗６３により電圧に変換し、抵抗６３の電圧降下
が増加したときNPNトランジスタ６１のベース
電圧を低下させ、そのコレクタ電流Icを減少さ
せ、この電流Icを抵抗６２により電圧に変換して
出力するようにしている。また同様にして電流Ib
を抵抗６６により電圧に変換し、抵抗６６の電圧
降下が増加したときNPNトランジスタ６４のベ
ース電圧を低下させ、そのコレクタ電流Idを減少
させ、この電流Idを抵抗６５により電圧に変換し
て出力するようにしている。そしてこのコレクタ
電流IcとIdを、NPNトランジスタ６７と抵抗６
８、またNPNトランジスタ６９と抵抗７０に
各々流すようにしている。

斯かる電圧制御発振回路は、例えば充電電圧
Vcあるいは電圧V₁又はV₂により三角波あるいは
方形波の出力を得ることができ、ミユージツクシ
ンセサイザに応用するとができる。また電流I₀を
オーデイオ信号に対応して変化させれば周波数変
調器として利用することができる。さらにビデオ
デイスクプレーヤ、デイジタルオーデイオデイス
クプレーヤ等の時間軸誤差補正装置としての
CCDを駆動する、周期がリニアであることが好
ましいクロツク発生器としても利用することがで
きる。

〔効果〕

以上の如く本発明は、電圧制御発振回路におい
て、第１のトランジスタと第２のトランジスタと
を差動接続して第１のコンパレータとし、第３の
トランジスタと第４のトランジスタとを差動接続
して第２のコンパレータとし、第１のコンパレー
タが接続された第５のトランジスタと、第２のコ
ンパレータが接続された第６のトランジスタとを
差動接続し、第２のトランジスタと第３のトラン
ジスタを流れる電流又は第１のトランジスタと第
４のトランジスタを流れる電流に対応して第５の
トランジスタ又は第６のトランジスタのベース電
圧を制御するようにしてシユミツト回路を構成
し、コンデンサの充放電を制御する第７のトラン
ジスタと第８のトランジスタとにより充放電回路
を構成し、第２のトランジスタと第３のトランジ
スタのベースにコンデンサの充電電圧を入力し、
第１のトランジスタと第４のトランジスタのベー
スに第１の基準電圧と第２の基準電圧を各々供給
し、シユミツト回路の出力により第７のトランジ
スタと第８のトランジスタのベース電圧を制御す
るようにしたので、遅延を少なくし、高い発振周
波数においても良好なリニアリテイを得ることが
できる。また部品点数を少なくし、消費電流を少
なくすることができ、低コスト化、IC化にも有
利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電圧制御発振回路の回路図、
第２図はその動作波形図、第３図はその他の実施
例の回路図、第４図及び第５図はそのシユミツト
回路の他の実施例の回路図、第６図は従来の電圧
制御発振回路のブロツク図、第７図はその回路
図、第８図はその動作波形図である。 １，２……コンパレータ、３……フリツプフロ
ツプ回路、４……充放電回路、１１，１４……コ
ンパレータ、１７……差動増幅器、２２……制御
回路部、２８……カレントミラー回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１のトランジスタ１２と第２のトランジス
   タ１３とを差動接続して第１のコンパレータ１１
   とし、 第３のトランジスタ１５と第４のトランジスタ
   １６とを差動接続して第２のコンパレータ１４と
   し、 該第１のコンパレータ１１が接続された第５の
   トランジスタ１８と該第２のコンパレータ１４が
   接続された第６のトランジスタ１９とを差動接続
   し、 該第２のトランジスタ１３と該第３のトランジ
   スタ１５に流れる電流I_a又は該第１のトランジス
   タ１２と該第４のトランジスタ１６に流れる電流
   I_bの有無に対応して該第５のトランジスタ１８又
   は該第６のトランジスタ１９のいずれか一方をオ
   ン、他方をオフさせて該第１のコンパレータ１１
   と第２のコンパレータ１４の動作を切換え制御す
   るためのベース電圧を該第５のトランジスタ１８
   と該第６のトランジスタ１９のベースに供給する
   ようにしてシユミツト回路７を構成し、 コンデンサ５の充放電を制御する第７のトラン
   ジスタ９４と第８のトランジスタ９５とにより充
   放電回路４を構成し、 該第２のトランジスタ１３と該第３のトランジ
   スタ１５のベースに該コンデンサ５の充電電圧を
   入力し、 該第１のトランジスタ１２と該第４のトランジ
   スタ１６のベースに第１の基準電圧V_Hと第２の
   基準電圧V_Lを各々供給し、 該シユミツト回路７の出力を該第７のトランジ
   スタ９４と該第８のトランジスタ９５のベースに
   供給して該第７のトランジスタ９４と該第８のト
   ランジスタ９５を択一的に動作させるよう制御す
   ることを特徴とする電圧制御発振回路。