JPH0342709A - 基準電圧発生回路 - Google Patents
基準電圧発生回路Info
- Publication number
- JPH0342709A JPH0342709A JP1179260A JP17926089A JPH0342709A JP H0342709 A JPH0342709 A JP H0342709A JP 1179260 A JP1179260 A JP 1179260A JP 17926089 A JP17926089 A JP 17926089A JP H0342709 A JPH0342709 A JP H0342709A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- resistor
- transistor
- reference voltage
- operational amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
- G05F1/465—Internal voltage generators for integrated circuits, e.g. step down generators
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は基準電圧発生回路に関し、特に演算増幅器を用
いたバンドギャップ基準電圧発生回路に関する。
いたバンドギャップ基準電圧発生回路に関する。
周知のとおり、バイポーラトランジスタで構成された三
端子レギュレータ等の基準電圧源としてはバンドギャッ
プ基準電圧発生回路が使用されている。(R,J、wi
dlar、”New Developments in
ICVoltageRegulators”、IE3
Journal of 5olid−8tate
C1rcuitsVo1.5C−6,pp、2−7.
(1971)〕。)バンドギャップ基基準電圧発生路は
電源電圧、温度等の変動に対して安定な高精度の基準電
圧が要求される電子回路には不可欠である。最近のアナ
ログMOS技術の進歩にともない、アナログ−ディジタ
ル変換器等のMOS集積回路においてもバンドギャップ
基準電圧発生回路が使用されるようになった。通常のC
MOS集積回路製造プロセスでは特性の良いバイポーラ
トランジスタが得られないため、第5図に示すような回
路が用いられる。(K、E、Kuijk ”APrec
ision Reference Voltage 5
ource、” IE3Journal ofSoli
d−3tate C1rcuits、Vol、5L−8
,pp、222−226.(1973))。この回路構
成ではバイポーラトランジスタが不要であり、ダイオー
ドと抵抗と演算増幅器だけで構成されているため、CM
OS集積回路の製造プロセスでも容易にバンドギャップ
基準電圧回路を構成することができる。
端子レギュレータ等の基準電圧源としてはバンドギャッ
プ基準電圧発生回路が使用されている。(R,J、wi
dlar、”New Developments in
ICVoltageRegulators”、IE3
Journal of 5olid−8tate
C1rcuitsVo1.5C−6,pp、2−7.
(1971)〕。)バンドギャップ基基準電圧発生路は
電源電圧、温度等の変動に対して安定な高精度の基準電
圧が要求される電子回路には不可欠である。最近のアナ
ログMOS技術の進歩にともない、アナログ−ディジタ
ル変換器等のMOS集積回路においてもバンドギャップ
基準電圧発生回路が使用されるようになった。通常のC
MOS集積回路製造プロセスでは特性の良いバイポーラ
トランジスタが得られないため、第5図に示すような回
路が用いられる。(K、E、Kuijk ”APrec
ision Reference Voltage 5
ource、” IE3Journal ofSoli
d−3tate C1rcuits、Vol、5L−8
,pp、222−226.(1973))。この回路構
成ではバイポーラトランジスタが不要であり、ダイオー
ドと抵抗と演算増幅器だけで構成されているため、CM
OS集積回路の製造プロセスでも容易にバンドギャップ
基準電圧回路を構成することができる。
次に第5図を参照し・ながら、この回路の動作を説明す
る。演算増幅器の差動入力端子間の電位差はO■となる
ため、第1.第2のn段直列接続されたダイオードに流
れる電流の比は次式で表わされる。
る。演算増幅器の差動入力端子間の電位差はO■となる
ため、第1.第2のn段直列接続されたダイオードに流
れる電流の比は次式で表わされる。
I2 R2
LR+−”−
第1.第2のn段直列接続されたダイオードの順方向電
圧の差はダイオードの順方向電圧を■、とすると次式で
表わされる。
圧の差はダイオードの順方向電圧を■、とすると次式で
表わされる。
ここでV T ”−であり、kはボルツマン定数、Tは
絶対温度、qは電気素量である。
絶対温度、qは電気素量である。
この電位差nΔ■アは第3の抵抗R3の両端に現れるた
め次式が成り立つ。
め次式が成り立つ。
2
出力電圧v8は第1のn段直列接続されたダイオードの
電圧降下と第1の抵抗R1の電圧降下との和であるから
次式が成り立つ。
電圧降下と第1の抵抗R1の電圧降下との和であるから
次式が成り立つ。
V、= n VF+ I 、 R。
2
nV、+nΔ■ア
R。
ここで■アの温度係数は
2m■/℃、
■7の温度
係数は0.085 mV/ ℃であるからR,、R2゜
R3の値を適当に選べば出力電圧■□の温度係数を零に
することができ、その時の出力電圧はバンドギャップ電
圧VBGのn倍となる。
R3の値を適当に選べば出力電圧■□の温度係数を零に
することができ、その時の出力電圧はバンドギャップ電
圧VBGのn倍となる。
従来のバンドギャップ基準電圧回路の実際の回路例を第
6図に示す。
6図に示す。
カレントリファレンス回路43は演算増II 器24中
の定電流源を構成するNch)ランジスタ30.36に
対してゲートバイアス電圧を供給する。
の定電流源を構成するNch)ランジスタ30.36に
対してゲートバイアス電圧を供給する。
演算増幅器24の入力差動対トランジスタ31.32は
N c h )ランジスタを用いる。この理由は入力差
動対トランジスタのゲート電圧が電源電圧に依らずほぼ
nVFに固定されるため、演算増幅器24の利得等の特
性の電源電圧に対する依存性を小さくおさえることがで
きるからである。
N c h )ランジスタを用いる。この理由は入力差
動対トランジスタのゲート電圧が電源電圧に依らずほぼ
nVFに固定されるため、演算増幅器24の利得等の特
性の電源電圧に対する依存性を小さくおさえることがで
きるからである。
この従来のバンドギャップ基準電圧発生回路は動作点が
2つある。第1の動作点は前述した出力電圧が■8=n
VBoとなる動作点であり、第2の動作点は■R−0■
となる動作点である。
2つある。第1の動作点は前述した出力電圧が■8=n
VBoとなる動作点であり、第2の動作点は■R−0■
となる動作点である。
この動作点が生ずる理由は次のとおりである。
すなわち出力電圧■□がO■であると演算増幅器24の
入力端子の電位は0■となる。すると人力差動対のトラ
ンジスタ31.32はオフし、出力段のトランジスタ3
5のゲート電圧は電源電圧レベルまで上昇し、出力段の
トランジスタ35はオフする。その結果、演算増幅器の
出力はO■となり、出力電圧■8が0■のまま安定して
しまう。
入力端子の電位は0■となる。すると人力差動対のトラ
ンジスタ31.32はオフし、出力段のトランジスタ3
5のゲート電圧は電源電圧レベルまで上昇し、出力段の
トランジスタ35はオフする。その結果、演算増幅器の
出力はO■となり、出力電圧■8が0■のまま安定して
しまう。
この第2の動作点から第1の動作点へうつすため、通常
スタートアップ抵抗R844を電源端子45と出力端子
9との間に接続する。このスタートアップ抵抗R8の値
は第1.第2.第3の抵抗に比べ充分大きくとる必要が
あり、チップ面積が増大するという欠点があった。また
電源電圧が上昇するとスタートアップ抵抗に流れる電流
が増大するため、第7図に示すように出力電圧■、が電
源電圧依存性を持つという欠点もあった。ダイオードの
段数nは4としである。
スタートアップ抵抗R844を電源端子45と出力端子
9との間に接続する。このスタートアップ抵抗R8の値
は第1.第2.第3の抵抗に比べ充分大きくとる必要が
あり、チップ面積が増大するという欠点があった。また
電源電圧が上昇するとスタートアップ抵抗に流れる電流
が増大するため、第7図に示すように出力電圧■、が電
源電圧依存性を持つという欠点もあった。ダイオードの
段数nは4としである。
本発明によれば、第1.第2.第3の抵抗と、第1のn
段直列接続されたダイオードと第2のn段直列接続され
たダイオードと入力差動対トランジスタがNチャネル(
Nch))ランジスタで構成された差動増幅器と、入力
差動対l・ランジスタがPチャネル(Pch)トランジ
スタで構成された演算増幅器とを含む基準電圧発生回路
を得る。
段直列接続されたダイオードと第2のn段直列接続され
たダイオードと入力差動対トランジスタがNチャネル(
Nch))ランジスタで構成された差動増幅器と、入力
差動対l・ランジスタがPチャネル(Pch)トランジ
スタで構成された演算増幅器とを含む基準電圧発生回路
を得る。
上述した従来のバンドギャップ基準電圧発生回路に対し
、本発明のバンドギャップ基準電圧発生回路はスタート
アップ抵抗を使用せずに自己スタートアップ動作を行う
という相違点を有する。
、本発明のバンドギャップ基準電圧発生回路はスタート
アップ抵抗を使用せずに自己スタートアップ動作を行う
という相違点を有する。
スタートアップ抵抗を使用しないため、チップ面積を低
減でき、また、電源電圧が高くなっても出力電圧が一定
となる。
減でき、また、電源電圧が高くなっても出力電圧が一定
となる。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例の回路図である。従来のバン
ドギャップ基準電圧発生回路からスタートアップ抵抗を
削除し、演算増幅器の部分を入力差動対トランジスタが
N c h )ランジスタで構成された差動増幅器7と
入力差動対トランジスタがPch)ランジスタで構成さ
れた演算増幅器に置き換えている。第2図は第1図の回
路をトランジスタレベルで書き表わした回路図である。
ドギャップ基準電圧発生回路からスタートアップ抵抗を
削除し、演算増幅器の部分を入力差動対トランジスタが
N c h )ランジスタで構成された差動増幅器7と
入力差動対トランジスタがPch)ランジスタで構成さ
れた演算増幅器に置き換えている。第2図は第1図の回
路をトランジスタレベルで書き表わした回路図である。
この図を参照しながらこの回路のスタータアップ動作を
説明する。出力電圧■、が0■のとき、Nch)ランジ
スタ11.12のゲート電位はO■となり、Nch)ラ
ンジスタ11.12はオフする。するとPch)ランジ
スタ16.17のゲート電位は電源電圧レベルまで上昇
し、P c h )ランジスタはオフする。その結果演
算増幅器6の出力段のトランジスタ21のゲート電位は
0■となり出力段のトランジスタ21はオフし、出力電
圧vRは上昇し、第1の動作点で安定する。この回路で
は第1、第2.第3の抵抗および第1.第2のn段直列
接続されたダイオードからなるフィードバック回路を駆
動するのは演算増幅器6の定電流源用トランジスタ20
であるため、このトランジスタの寸法を充分大きくとっ
ておく必要がある。
説明する。出力電圧■、が0■のとき、Nch)ランジ
スタ11.12のゲート電位はO■となり、Nch)ラ
ンジスタ11.12はオフする。するとPch)ランジ
スタ16.17のゲート電位は電源電圧レベルまで上昇
し、P c h )ランジスタはオフする。その結果演
算増幅器6の出力段のトランジスタ21のゲート電位は
0■となり出力段のトランジスタ21はオフし、出力電
圧vRは上昇し、第1の動作点で安定する。この回路で
は第1、第2.第3の抵抗および第1.第2のn段直列
接続されたダイオードからなるフィードバック回路を駆
動するのは演算増幅器6の定電流源用トランジスタ20
であるため、このトランジスタの寸法を充分大きくとっ
ておく必要がある。
第3図は本発明のバンドギャップ基準電圧発生9
回路の出力電圧対電源電圧のグラフである。ダイオード
の段数nを4とした。従来の回路ではスタートアップ抵
抗が存在するため、第7図に示すように15V以上から
出力電圧が変化しているが、本発明の回路では20V以
上でも出力電圧は一定である。原理的には素子の破壊耐
圧まで出力電圧は一定となる。本発明の回路では広い面
積を必要とする高抵抗のスタートアップ抵抗を必要とし
ない。またトランジスタの数も従来の回路に比べ差動増
幅器7の分増えるだけであり、全体の面積としては従来
の回路よりは小さくすることができる。
の段数nを4とした。従来の回路ではスタートアップ抵
抗が存在するため、第7図に示すように15V以上から
出力電圧が変化しているが、本発明の回路では20V以
上でも出力電圧は一定である。原理的には素子の破壊耐
圧まで出力電圧は一定となる。本発明の回路では広い面
積を必要とする高抵抗のスタートアップ抵抗を必要とし
ない。またトランジスタの数も従来の回路に比べ差動増
幅器7の分増えるだけであり、全体の面積としては従来
の回路よりは小さくすることができる。
第4図は本発明の他の実施例の回路図である。
この回路では差動増幅器7の負荷部分をアクティブロー
ドから抵抗に変更している。こうすることにより差動増
幅器7の利得は小さくなり回路全体の位相補償回路を簡
略化でき、発振等のトラブルを回避できる。
ドから抵抗に変更している。こうすることにより差動増
幅器7の利得は小さくなり回路全体の位相補償回路を簡
略化でき、発振等のトラブルを回避できる。
以上説明したように本発明のバンドギャップ基準電圧発
生回路は、増幅回路部に入力差動対がN10 ch)ランジスタの差動増幅器と、入力差動対がPch
)ランジスタの演算増幅器を使用することにより、スタ
ートアップ抵抗を省略することができ、チップ面積を低
減できる効果がある。またスタートアップ抵抗を省略し
たことにより出力電圧の電源電圧に依存性をなくすこと
ができる。
生回路は、増幅回路部に入力差動対がN10 ch)ランジスタの差動増幅器と、入力差動対がPch
)ランジスタの演算増幅器を使用することにより、スタ
ートアップ抵抗を省略することができ、チップ面積を低
減できる効果がある。またスタートアップ抵抗を省略し
たことにより出力電圧の電源電圧に依存性をなくすこと
ができる。
以上は特許請求の範囲第1項に記載した接地端子に対し
て基準電圧を発生する回路について説明したが、特許請
求の範囲第2項に記載した電源端子に対して基準電圧を
発生する回路についてもPchトランジスタとN c
h )ランジスタとを入れかえ電源端子と接地端子とを
入れ換えることにより第1項記載の回路と同様に説明す
ることができる。
て基準電圧を発生する回路について説明したが、特許請
求の範囲第2項に記載した電源端子に対して基準電圧を
発生する回路についてもPchトランジスタとN c
h )ランジスタとを入れかえ電源端子と接地端子とを
入れ換えることにより第1項記載の回路と同様に説明す
ることができる。
第1図は本発明の一実施例の回路図、第2図はトランジ
スタレベルで表わした本発明の一実施例の回路図、第3
図は本発明の一実施例の回路の出力電圧対電源電圧特性
図、第4図は本発明の他の実施例の回路図、第5図はバ
ンドギャップ基準電圧発生回路の原理図、第6図は従来
のバンドギャップ基準電圧発生回路の回路図、第7図は
従来回路の出力電圧対電源電圧特性図である。 1.2.3・・・・・・抵抗、4,5・・・・・・n段
直列接続されたダイオード、6・・・・・・入力差動対
がPch)ランジスタの演算増幅器、7・・・・・・入
力差動対がNch)ランジスタの差動増幅器、8・・・
・・・定電流源、9・・・・・・基準電圧出力端子、1
0,11,12,18゜19.21・・・・・・N c
h )ランジスタ、13゜14.15,16,17.
20・・・・・・Pch)ランジスタ、22.23・・
・・・・抵抗、24・・・・・・演算増幅器、30,3
1,32,36・・・・・・N c h )ランジスタ
、33,34,37.38・・・・・・Pch)ランジ
スタ、40・・・・・・抵抗、41・・・・・・Pch
)ランジスタバイアス端子、42・・・・・・N c
h )ランジスタバイアス端子、43・・・・・・カレ
ントリファレンス回路、44・・・・・・スタートアッ
プ抵抗、45・・・・・・電源端子、46・・・・・・
接地端子。
スタレベルで表わした本発明の一実施例の回路図、第3
図は本発明の一実施例の回路の出力電圧対電源電圧特性
図、第4図は本発明の他の実施例の回路図、第5図はバ
ンドギャップ基準電圧発生回路の原理図、第6図は従来
のバンドギャップ基準電圧発生回路の回路図、第7図は
従来回路の出力電圧対電源電圧特性図である。 1.2.3・・・・・・抵抗、4,5・・・・・・n段
直列接続されたダイオード、6・・・・・・入力差動対
がPch)ランジスタの演算増幅器、7・・・・・・入
力差動対がNch)ランジスタの差動増幅器、8・・・
・・・定電流源、9・・・・・・基準電圧出力端子、1
0,11,12,18゜19.21・・・・・・N c
h )ランジスタ、13゜14.15,16,17.
20・・・・・・Pch)ランジスタ、22.23・・
・・・・抵抗、24・・・・・・演算増幅器、30,3
1,32,36・・・・・・N c h )ランジスタ
、33,34,37.38・・・・・・Pch)ランジ
スタ、40・・・・・・抵抗、41・・・・・・Pch
)ランジスタバイアス端子、42・・・・・・N c
h )ランジスタバイアス端子、43・・・・・・カレ
ントリファレンス回路、44・・・・・・スタートアッ
プ抵抗、45・・・・・・電源端子、46・・・・・・
接地端子。
Claims (3)
- (1)第1、第2、第3の抵抗と、第1のn段直列接続
されたダイオードと第2のn段直列接続されたダイオー
ドと、一導電型のトランジスタを能動素子として構成さ
れた差動増幅器と、他の導電型のトランジスタを能動素
子として構成された演算増幅器とを有し、前記第1の抵
抗の一方の端子は前記演算増幅器の出力端子に接続され
、他方の端子は前記第1のn段直列接続されたダイオー
ドを介して接地端子に接続され、前記第2の抵抗の一方
の端子は前記演算増幅器の出力端子に接続され、他方の
端子は前記第3の抵抗に接続され、前記第3の抵抗の他
方の端子は前記第2のn段直列接続されたダイオードを
介して接地端子に接続され、前記差動増幅器の第1の入
力端子は前記第1の抵抗と前記第1のn段直列接続され
たダイオードとの接続点に接続され、第2の入力端子は
前記第2の抵抗と前記第3の抵抗との接続点に接続され
、前記差動増幅器の第1の出力端子は前記演算増幅器の
反転入力端子に接続され、第2の出力端子は前記演算増
幅器の非反転入力端子に接続され、前記演算増幅器の出
力端子と接地端子との間に基準電圧を発生する基準電圧
発生回路において、前記差動増幅器の入力差動対トラン
ジスタがNチャネルトランジスタで構成され、前記演算
増幅器の入力差動対トランジスタがPチャネルトランジ
スタで構成されることを特徴とする基準電圧発生回路 - (2)前記一導電型のトランジスタはNチャネルMOS
電界効果トランジスタであり、前記他の導電型のトラン
ジスタはPチャネルMOS電界効果トランジスタである
ことを特徴とする請求項(1)記載の基準電圧発生回路 - (3)前記一導電型のトランジスタはPチャネルMOS
電界効果トランジスタであり、前記他の導電型のトラン
ジスタはNチャネルMOS電界効果トランジスタである
請求項1記載の基準電圧発生回路
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1179260A JPH0782404B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 基準電圧発生回路 |
US07/550,659 US5061862A (en) | 1989-07-11 | 1990-07-10 | Reference voltage generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1179260A JPH0782404B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 基準電圧発生回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0342709A true JPH0342709A (ja) | 1991-02-22 |
JPH0782404B2 JPH0782404B2 (ja) | 1995-09-06 |
Family
ID=16062742
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1179260A Expired - Lifetime JPH0782404B2 (ja) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | 基準電圧発生回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5061862A (ja) |
JP (1) | JPH0782404B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007504391A (ja) * | 2003-09-11 | 2007-03-01 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | ピストンポンプ及び該ピストンポンプの使用法 |
JP2007193686A (ja) * | 2006-01-20 | 2007-08-02 | Seiko Instruments Inc | バンドギャップ回路 |
JP2008251055A (ja) * | 2008-07-14 | 2008-10-16 | Ricoh Co Ltd | 基準電圧発生回路及びその製造方法、並びにそれを用いた電源装置 |
JP2012083851A (ja) * | 2010-10-07 | 2012-04-26 | Denso Corp | 半導体装置、及び、その製造方法 |
Families Citing this family (49)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2628785B2 (ja) * | 1990-10-19 | 1997-07-09 | シャープ株式会社 | 出力回路 |
KR940001817B1 (ko) * | 1991-06-14 | 1994-03-09 | 삼성전자 주식회사 | 노이즈 감소회로에 사용되는 액티브 필터용 고역 가중치 회로 |
US5124632A (en) * | 1991-07-01 | 1992-06-23 | Motorola, Inc. | Low-voltage precision current generator |
US5200654A (en) * | 1991-11-20 | 1993-04-06 | National Semiconductor Corporation | Trim correction circuit with temperature coefficient compensation |
US5448200A (en) * | 1991-12-18 | 1995-09-05 | At&T Corp. | Differential comparator with differential threshold for local area networks or the like |
US5220273A (en) * | 1992-01-02 | 1993-06-15 | Etron Technology, Inc. | Reference voltage circuit with positive temperature compensation |
US5369319A (en) * | 1992-12-21 | 1994-11-29 | Delco Electronics Corporation | Comparator having temperature and process compensated hysteresis characteristic |
US5367249A (en) * | 1993-04-21 | 1994-11-22 | Delco Electronics Corporation | Circuit including bandgap reference |
US5451860A (en) * | 1993-05-21 | 1995-09-19 | Unitrode Corporation | Low current bandgap reference voltage circuit |
JP2606556B2 (ja) * | 1993-06-30 | 1997-05-07 | 日本電気株式会社 | クランプ回路 |
JP2540753B2 (ja) * | 1993-09-01 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | 過熱検出回路 |
US5563540A (en) * | 1993-09-17 | 1996-10-08 | International Business Machines Corporation | Electronic switch having programmable means to reduce noise coupling |
KR970010284B1 (en) * | 1993-12-18 | 1997-06-23 | Samsung Electronics Co Ltd | Internal voltage generator of semiconductor integrated circuit |
JP3276512B2 (ja) * | 1993-12-21 | 2002-04-22 | 三菱電機株式会社 | 差動増幅回路 |
US5545978A (en) * | 1994-06-27 | 1996-08-13 | International Business Machines Corporation | Bandgap reference generator having regulation and kick-start circuits |
EP0701190A3 (en) * | 1994-09-06 | 1998-06-17 | Motorola, Inc. | CMOS circuit for providing a bandgap reference voltage |
US5646518A (en) * | 1994-11-18 | 1997-07-08 | Lucent Technologies Inc. | PTAT current source |
US5475336A (en) * | 1994-12-19 | 1995-12-12 | Institute Of Microelectronics, National University Of Singapore | Programmable current source correction circuit |
US5530388A (en) * | 1995-03-24 | 1996-06-25 | Delco Electronics Corporation | Parabolic current generator for use with a low noise communication bus driver |
US5570060A (en) * | 1995-03-28 | 1996-10-29 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Circuit for limiting the current in a power transistor |
US5666046A (en) * | 1995-08-24 | 1997-09-09 | Motorola, Inc. | Reference voltage circuit having a substantially zero temperature coefficient |
EP0810723B1 (en) * | 1996-05-31 | 2001-08-01 | STMicroelectronics S.r.l. | BICMOS transconductor differential stage for high-frequency filters |
JPH10145194A (ja) * | 1996-11-13 | 1998-05-29 | Sharp Corp | 電圧比較器 |
JP3554123B2 (ja) * | 1996-12-11 | 2004-08-18 | ローム株式会社 | 定電圧回路 |
US6292050B1 (en) * | 1997-01-29 | 2001-09-18 | Cardiac Pacemakers, Inc. | Current and temperature compensated voltage reference having improved power supply rejection |
US5808501A (en) * | 1997-03-13 | 1998-09-15 | Burr-Brown Corporation | Voltage level shifter and method |
US6335893B1 (en) * | 1997-06-16 | 2002-01-01 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor integrated circuit device |
US5942934A (en) * | 1997-07-09 | 1999-08-24 | Vtc Inc. | On-chip regulator providing good high frequency rejection and noise filtering from the supply |
US6147908A (en) * | 1997-11-03 | 2000-11-14 | Cypress Semiconductor Corp. | Stable adjustable programming voltage scheme |
US6037833A (en) * | 1997-11-10 | 2000-03-14 | Philips Electronics North America Corporation | Generator for generating voltage proportional to absolute temperature |
US5867013A (en) * | 1997-11-20 | 1999-02-02 | Cypress Semiconductor Corporation | Startup circuit for band-gap reference circuit |
US6150872A (en) * | 1998-08-28 | 2000-11-21 | Lucent Technologies Inc. | CMOS bandgap voltage reference |
US6297671B1 (en) * | 1998-09-01 | 2001-10-02 | Texas Instruments Incorporated | Level detection by voltage addition/subtraction |
US6144195A (en) * | 1999-08-20 | 2000-11-07 | Intel Corporation | Compact voltage regulator with high supply noise rejection |
JP3338814B2 (ja) | 1999-11-22 | 2002-10-28 | エヌイーシーマイクロシステム株式会社 | バンドギャップレファレンス回路 |
FR2814253B1 (fr) | 2000-09-15 | 2002-11-15 | St Microelectronics Sa | Generateur de tension regulee pour circuit integre |
US6333623B1 (en) | 2000-10-30 | 2001-12-25 | Texas Instruments Incorporated | Complementary follower output stage circuitry and method for low dropout voltage regulator |
US6933769B2 (en) * | 2003-08-26 | 2005-08-23 | Micron Technology, Inc. | Bandgap reference circuit |
US7737734B1 (en) * | 2003-12-19 | 2010-06-15 | Cypress Semiconductor Corporation | Adaptive output driver |
KR100587087B1 (ko) * | 2004-11-15 | 2006-06-08 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 장치용 내부전압 발생기 |
US20060170487A1 (en) * | 2005-01-31 | 2006-08-03 | International Business Machines Corporation | A voltage reference circuit for ultra-thin oxide technology and low voltage applications |
ITVA20050018A1 (it) * | 2005-03-15 | 2006-09-16 | St Microelectronics Srl | Commutatore controllato |
US7129774B1 (en) * | 2005-05-11 | 2006-10-31 | Sun Microsystems, Inc. | Method and apparatus for generating a reference signal |
TW200819949A (en) * | 2006-10-19 | 2008-05-01 | Faraday Tech Corp | Supply-independent biasing circuit |
KR100870433B1 (ko) * | 2007-06-08 | 2008-11-26 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 소자 |
EP2498162B1 (en) | 2011-03-07 | 2014-04-30 | Dialog Semiconductor GmbH | Startup circuit for low voltage cascode beta multiplier current generator |
US9641129B2 (en) | 2015-09-16 | 2017-05-02 | Nxp Usa, Inc. | Low power circuit for amplifying a voltage without using resistors |
US20230076801A1 (en) * | 2021-09-07 | 2023-03-09 | Cobham Advanced Electronic Solutions, Inc. | Bias circuit |
US12045074B1 (en) * | 2022-12-29 | 2024-07-23 | Texas Instruments Incorporated | Bandgap voltage reference circuit topology including a feedback circuit with a scaling amplifier |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2093303B (en) * | 1981-01-20 | 1985-05-22 | Citizen Watch Co Ltd | Voltage sensing circuit |
EP0360887B1 (de) * | 1988-09-26 | 1993-08-25 | Siemens Aktiengesellschaft | CMOS-Spannungsreferenz |
-
1989
- 1989-07-11 JP JP1179260A patent/JPH0782404B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-10 US US07/550,659 patent/US5061862A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007504391A (ja) * | 2003-09-11 | 2007-03-01 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | ピストンポンプ及び該ピストンポンプの使用法 |
JP4691031B2 (ja) * | 2003-09-11 | 2011-06-01 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | ピストンポンプ及び該ピストンポンプの使用法 |
JP2007193686A (ja) * | 2006-01-20 | 2007-08-02 | Seiko Instruments Inc | バンドギャップ回路 |
JP2008251055A (ja) * | 2008-07-14 | 2008-10-16 | Ricoh Co Ltd | 基準電圧発生回路及びその製造方法、並びにそれを用いた電源装置 |
JP2012083851A (ja) * | 2010-10-07 | 2012-04-26 | Denso Corp | 半導体装置、及び、その製造方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0782404B2 (ja) | 1995-09-06 |
US5061862A (en) | 1991-10-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH0342709A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
US6087820A (en) | Current source | |
JP3586073B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
JP4616281B2 (ja) | 低オフセット・バンドギャップ電圧基準 | |
US5796244A (en) | Bandgap reference circuit | |
US20070080740A1 (en) | Reference circuit for providing a temperature independent reference voltage and current | |
US7164260B2 (en) | Bandgap reference circuit with a shared resistive network | |
US20040124825A1 (en) | Cmos voltage bandgap reference with improved headroom | |
US5568045A (en) | Reference voltage generator of a band-gap regulator type used in CMOS transistor circuit | |
KR100790476B1 (ko) | 저전압 밴드갭 기준전압 발생기 | |
US20070001748A1 (en) | Low voltage bandgap voltage reference circuit | |
US20060197581A1 (en) | Temperature detecting circuit | |
JP2008108009A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
JP2008516328A (ja) | 基準回路 | |
JPH05173659A (ja) | バンドギャップ参照回路装置 | |
CN108334144B (zh) | 一种高性能基准电压源及其实现方法 | |
US6242897B1 (en) | Current stacked bandgap reference voltage source | |
US6509783B2 (en) | Generation of a voltage proportional to temperature with a negative variation | |
EP0794478A2 (en) | Voltage and current reference circuit | |
CN115617115A (zh) | 基准电压产生电路、芯片及电子设备 | |
US4571536A (en) | Semiconductor voltage supply circuit having constant output voltage characteristic | |
CN114610108A (zh) | 偏置电流生成电路 | |
JP2003007837A (ja) | 基準電圧回路 | |
JP2754834B2 (ja) | バンドギャップ基準電圧発生回路 | |
JPH0643953A (ja) | 基準電圧発生回路 |