JPH0342709A - 基準電圧発生回路 - Google Patents

基準電圧発生回路

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JPH0342709A
JPH0342709A JP1179260A JP17926089A JPH0342709A JP H0342709 A JPH0342709 A JP H0342709A JP 1179260 A JP1179260 A JP 1179260A JP 17926089 A JP17926089 A JP 17926089A JP H0342709 A JPH0342709 A JP H0342709A
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    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
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    • G—PHYSICS
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は基準電圧発生回路に関し、特に演算増幅器を用
いたバンドギャップ基準電圧発生回路に関する。
〔従来の技術〕
周知のとおり、バイポーラトランジスタで構成された三
端子レギュレータ等の基準電圧源としてはバンドギャッ
プ基準電圧発生回路が使用されている。（Ｒ，Ｊ、ｗｉ
ｄｌａｒ、”Ｎｅｗ　Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓ　ｉｎ
　ＩＣＶｏｌｔａｇｅＲｅｇｕｌａｔｏｒｓ”、ＩＥ３
Ｊｏｕｒｎａｌ　　ｏｆ　　５ｏｌｉｄ−８ｔａｔｅ　
　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓＶｏ１．５Ｃ−６，ｐｐ、２−７．
（１９７１）〕。）バンドギャップ基基準電圧発生路は
電源電圧、温度等の変動に対して安定な高精度の基準電
圧が要求される電子回路には不可欠である。最近のアナ
ログＭＯＳ技術の進歩にともない、アナログ−ディジタ
ル変換器等のＭＯＳ集積回路においてもバンドギャップ
基準電圧発生回路が使用されるようになった。通常のＣ
ＭＯＳ集積回路製造プロセスでは特性の良いバイポーラ
トランジスタが得られないため、第５図に示すような回
路が用いられる。（Ｋ、Ｅ、Ｋｕｉｊｋ　”ＡＰｒｅｃ
ｉｓｉｏｎ　Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　Ｖｏｌｔａｇｅ　５
ｏｕｒｃｅ、”　ＩＥ３Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｆＳｏｌｉ
ｄ−３ｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、Ｖｏｌ、５Ｌ−８
，ｐｐ、２２２−２２６．（１９７３））。この回路構
成ではバイポーラトランジスタが不要であり、ダイオー
ドと抵抗と演算増幅器だけで構成されているため、ＣＭ
ＯＳ集積回路の製造プロセスでも容易にバンドギャップ
基準電圧回路を構成することができる。
次に第５図を参照し・ながら、この回路の動作を説明す
る。演算増幅器の差動入力端子間の電位差はＯ■となる
ため、第１．第２のｎ段直列接続されたダイオードに流
れる電流の比は次式で表わされる。
Ｉ２　　　　Ｒ２ ＬＲ＋−”− 第１．第２のｎ段直列接続されたダイオードの順方向電
圧の差はダイオードの順方向電圧を■、とすると次式で
表わされる。
ここでＶ　Ｔ　”−であり、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、ｑは電気素量である。
この電位差ｎΔ■アは第３の抵抗Ｒ３の両端に現れるた
め次式が成り立つ。
２ 出力電圧ｖ８は第１のｎ段直列接続されたダイオードの
電圧降下と第１の抵抗Ｒ１の電圧降下との和であるから
次式が成り立つ。
Ｖ、＝　ｎ　ＶＦ＋　Ｉ　、　Ｒ。
２ ｎＶ、＋ｎΔ■ア Ｒ。
ここで■アの温度係数は ２ｍ■／℃、 ■７の温度 係数は０．０８５　ｍＶ／　℃であるからＲ，、Ｒ２゜
Ｒ３の値を適当に選べば出力電圧■□の温度係数を零に
することができ、その時の出力電圧はバンドギャップ電
圧ＶＢＧのｎ倍となる。
〔発明が解決しようとする課題〕
従来のバンドギャップ基準電圧回路の実際の回路例を第
６図に示す。
カレントリファレンス回路４３は演算増ＩＩ　器２４中
の定電流源を構成するＮｃｈ）ランジスタ３０．３６に
対してゲートバイアス電圧を供給する。
演算増幅器２４の入力差動対トランジスタ３１．３２は
Ｎ　ｃ　ｈ　）ランジスタを用いる。この理由は入力差
動対トランジスタのゲート電圧が電源電圧に依らずほぼ
ｎＶＦに固定されるため、演算増幅器２４の利得等の特
性の電源電圧に対する依存性を小さくおさえることがで
きるからである。
この従来のバンドギャップ基準電圧発生回路は動作点が
２つある。第１の動作点は前述した出力電圧が■８＝ｎ
ＶＢｏとなる動作点であり、第２の動作点は■Ｒ−０■
となる動作点である。
この動作点が生ずる理由は次のとおりである。
すなわち出力電圧■□がＯ■であると演算増幅器２４の
入力端子の電位は０■となる。すると人力差動対のトラ
ンジスタ３１．３２はオフし、出力段のトランジスタ３
５のゲート電圧は電源電圧レベルまで上昇し、出力段の
トランジスタ３５はオフする。その結果、演算増幅器の
出力はＯ■となり、出力電圧■８が０■のまま安定して
しまう。
この第２の動作点から第１の動作点へうつすため、通常
スタートアップ抵抗Ｒ８４４を電源端子４５と出力端子
９との間に接続する。このスタートアップ抵抗Ｒ８の値
は第１．第２．第３の抵抗に比べ充分大きくとる必要が
あり、チップ面積が増大するという欠点があった。また
電源電圧が上昇するとスタートアップ抵抗に流れる電流
が増大するため、第７図に示すように出力電圧■、が電
源電圧依存性を持つという欠点もあった。ダイオードの
段数ｎは４としである。
〔課題を解決するための手段〕
本発明によれば、第１．第２．第３の抵抗と、第１のｎ
段直列接続されたダイオードと第２のｎ段直列接続され
たダイオードと入力差動対トランジスタがＮチャネル（
Ｎｃｈ））ランジスタで構成された差動増幅器と、入力
差動対ｌ・ランジスタがＰチャネル（Ｐｃｈ）トランジ
スタで構成された演算増幅器とを含む基準電圧発生回路
を得る。
上述した従来のバンドギャップ基準電圧発生回路に対し
、本発明のバンドギャップ基準電圧発生回路はスタート
アップ抵抗を使用せずに自己スタートアップ動作を行う
という相違点を有する。
スタートアップ抵抗を使用しないため、チップ面積を低
減でき、また、電源電圧が高くなっても出力電圧が一定
となる。
〔実施例〕
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例の回路図である。従来のバン
ドギャップ基準電圧発生回路からスタートアップ抵抗を
削除し、演算増幅器の部分を入力差動対トランジスタが
Ｎ　ｃ　ｈ　）ランジスタで構成された差動増幅器７と
入力差動対トランジスタがＰｃｈ）ランジスタで構成さ
れた演算増幅器に置き換えている。第２図は第１図の回
路をトランジスタレベルで書き表わした回路図である。
この図を参照しながらこの回路のスタータアップ動作を
説明する。出力電圧■、が０■のとき、Ｎｃｈ）ランジ
スタ１１．１２のゲート電位はＯ■となり、Ｎｃｈ）ラ
ンジスタ１１．１２はオフする。するとＰｃｈ）ランジ
スタ１６．１７のゲート電位は電源電圧レベルまで上昇
し、Ｐ　ｃ　ｈ　）ランジスタはオフする。その結果演
算増幅器６の出力段のトランジスタ２１のゲート電位は
０■となり出力段のトランジスタ２１はオフし、出力電
圧ｖＲは上昇し、第１の動作点で安定する。この回路で
は第１、第２．第３の抵抗および第１．第２のｎ段直列
接続されたダイオードからなるフィードバック回路を駆
動するのは演算増幅器６の定電流源用トランジスタ２０
であるため、このトランジスタの寸法を充分大きくとっ
ておく必要がある。
第３図は本発明のバンドギャップ基準電圧発生９ 回路の出力電圧対電源電圧のグラフである。ダイオード
の段数ｎを４とした。従来の回路ではスタートアップ抵
抗が存在するため、第７図に示すように１５Ｖ以上から
出力電圧が変化しているが、本発明の回路では２０Ｖ以
上でも出力電圧は一定である。原理的には素子の破壊耐
圧まで出力電圧は一定となる。本発明の回路では広い面
積を必要とする高抵抗のスタートアップ抵抗を必要とし
ない。またトランジスタの数も従来の回路に比べ差動増
幅器７の分増えるだけであり、全体の面積としては従来
の回路よりは小さくすることができる。
第４図は本発明の他の実施例の回路図である。
この回路では差動増幅器７の負荷部分をアクティブロー
ドから抵抗に変更している。こうすることにより差動増
幅器７の利得は小さくなり回路全体の位相補償回路を簡
略化でき、発振等のトラブルを回避できる。
〔発明の効果〕
以上説明したように本発明のバンドギャップ基準電圧発
生回路は、増幅回路部に入力差動対がＮ１０ ｃｈ）ランジスタの差動増幅器と、入力差動対がＰｃｈ
）ランジスタの演算増幅器を使用することにより、スタ
ートアップ抵抗を省略することができ、チップ面積を低
減できる効果がある。またスタートアップ抵抗を省略し
たことにより出力電圧の電源電圧に依存性をなくすこと
ができる。
以上は特許請求の範囲第１項に記載した接地端子に対し
て基準電圧を発生する回路について説明したが、特許請
求の範囲第２項に記載した電源端子に対して基準電圧を
発生する回路についてもＰｃｈトランジスタとＮ　ｃ　
ｈ　）ランジスタとを入れかえ電源端子と接地端子とを
入れ換えることにより第１項記載の回路と同様に説明す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図はトランジ
スタレベルで表わした本発明の一実施例の回路図、第３
図は本発明の一実施例の回路の出力電圧対電源電圧特性
図、第４図は本発明の他の実施例の回路図、第５図はバ
ンドギャップ基準電圧発生回路の原理図、第６図は従来
のバンドギャップ基準電圧発生回路の回路図、第７図は
従来回路の出力電圧対電源電圧特性図である。 １．２．３・・・・・・抵抗、４，５・・・・・・ｎ段
直列接続されたダイオード、６・・・・・・入力差動対
がＰｃｈ）ランジスタの演算増幅器、７・・・・・・入
力差動対がＮｃｈ）ランジスタの差動増幅器、８・・・
・・・定電流源、９・・・・・・基準電圧出力端子、１
０，１１，１２，１８゜１９．２１・・・・・・Ｎ　ｃ
　ｈ　）ランジスタ、１３゜１４．１５，１６，１７．
２０・・・・・・Ｐｃｈ）ランジスタ、２２．２３・・
・・・・抵抗、２４・・・・・・演算増幅器、３０，３
１，３２，３６・・・・・・Ｎ　ｃ　ｈ　）ランジスタ
、３３，３４，３７．３８・・・・・・Ｐｃｈ）ランジ
スタ、４０・・・・・・抵抗、４１・・・・・・Ｐｃｈ
）ランジスタバイアス端子、４２・・・・・・Ｎ　ｃ　
ｈ　）ランジスタバイアス端子、４３・・・・・・カレ
ントリファレンス回路、４４・・・・・・スタートアッ
プ抵抗、４５・・・・・・電源端子、４６・・・・・・
接地端子。

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）第１、第２、第３の抵抗と、第１のｎ段直列接続
    されたダイオードと第２のｎ段直列接続されたダイオー
    ドと、一導電型のトランジスタを能動素子として構成さ
    れた差動増幅器と、他の導電型のトランジスタを能動素
    子として構成された演算増幅器とを有し、前記第１の抵
    抗の一方の端子は前記演算増幅器の出力端子に接続され
    、他方の端子は前記第１のｎ段直列接続されたダイオー
    ドを介して接地端子に接続され、前記第２の抵抗の一方
    の端子は前記演算増幅器の出力端子に接続され、他方の
    端子は前記第３の抵抗に接続され、前記第３の抵抗の他
    方の端子は前記第２のｎ段直列接続されたダイオードを
    介して接地端子に接続され、前記差動増幅器の第１の入
    力端子は前記第１の抵抗と前記第１のｎ段直列接続され
    たダイオードとの接続点に接続され、第２の入力端子は
    前記第２の抵抗と前記第３の抵抗との接続点に接続され
    、前記差動増幅器の第１の出力端子は前記演算増幅器の
    反転入力端子に接続され、第２の出力端子は前記演算増
    幅器の非反転入力端子に接続され、前記演算増幅器の出
    力端子と接地端子との間に基準電圧を発生する基準電圧
    発生回路において、前記差動増幅器の入力差動対トラン
    ジスタがＮチャネルトランジスタで構成され、前記演算
    増幅器の入力差動対トランジスタがＰチャネルトランジ
    スタで構成されることを特徴とする基準電圧発生回路
  2. （２）前記一導電型のトランジスタはＮチャネルＭＯＳ
    電界効果トランジスタであり、前記他の導電型のトラン
    ジスタはＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタである
    ことを特徴とする請求項（１）記載の基準電圧発生回路
  3. （３）前記一導電型のトランジスタはＰチャネルＭＯＳ
    電界効果トランジスタであり、前記他の導電型のトラン
    ジスタはＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタである
    請求項１記載の基準電圧発生回路
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