JPH03274912A - 演算増幅器 - Google Patents
演算増幅器Info
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- JPH03274912A JPH03274912A JP2077674A JP7767490A JPH03274912A JP H03274912 A JPH03274912 A JP H03274912A JP 2077674 A JP2077674 A JP 2077674A JP 7767490 A JP7767490 A JP 7767490A JP H03274912 A JPH03274912 A JP H03274912A
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- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 3
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
本発明は高い利得が実現できる差動入出力を有する演算
増幅器に間し、特にその初段増幅部に関する。
増幅器に間し、特にその初段増幅部に関する。
[従来の技術]
従来の初段および駆動段より成る差動入出力を有する演
算増幅器において、その初段は、例えば第2図に示すよ
うに定電流源121と、定電流源■21にソースが各々
接続され入力段ペアトランジスタを構成するPチャネル
型MOSトランジスタM21、 M22と、Pチャネル
型MO5)ランジスタM21、 M22のドレインにド
レインとゲートの共通接続端子が各々接続されたNチャ
ネル型MO5)ランジスタM23. M24とによっ
て構成される。第2図に示す従来の差動入出力を有する
演算増幅器の初段の直流利得を解析すると近似的に次式
によって表すことができる。
算増幅器において、その初段は、例えば第2図に示すよ
うに定電流源121と、定電流源■21にソースが各々
接続され入力段ペアトランジスタを構成するPチャネル
型MOSトランジスタM21、 M22と、Pチャネル
型MO5)ランジスタM21、 M22のドレインにド
レインとゲートの共通接続端子が各々接続されたNチャ
ネル型MO5)ランジスタM23. M24とによっ
て構成される。第2図に示す従来の差動入出力を有する
演算増幅器の初段の直流利得を解析すると近似的に次式
によって表すことができる。
G = g m21/ g m23
ここで、gm21はM21の相互コンダクタンス、gm
23はM23の相互コンダクタンスを示し、通常gm2
f=1.0X10−3 gm23=1.0XIO−’で
あるので初段の直流利得Gは約20dBとなる。
23はM23の相互コンダクタンスを示し、通常gm2
f=1.0X10−3 gm23=1.0XIO−’で
あるので初段の直流利得Gは約20dBとなる。
また、従来より、初段の直流利得を改善するために、例
えば第3図に示すように、定電流源I31と、定電流源
131にソースが各々接続され入力段ベアトランジスタ
を構成するPチャネル型MOSトランジスタM31.
M32と、Pチャネル型MOSトランジスタM31.
M32のドレインに各々ドしインが接続され基準電圧
端子VBにゲートが接続されたNチャネル型MO5)ラ
ンジスタM33. M32とによって構成されるものが
ある。第3図に示す従来の差動入出力を有する演算増幅
器の初段の直流利得を同様に解析すると近似的に次式に
よって表すことができる。
えば第3図に示すように、定電流源I31と、定電流源
131にソースが各々接続され入力段ベアトランジスタ
を構成するPチャネル型MOSトランジスタM31.
M32と、Pチャネル型MOSトランジスタM31.
M32のドレインに各々ドしインが接続され基準電圧
端子VBにゲートが接続されたNチャネル型MO5)ラ
ンジスタM33. M32とによって構成されるものが
ある。第3図に示す従来の差動入出力を有する演算増幅
器の初段の直流利得を同様に解析すると近似的に次式に
よって表すことができる。
G:gIT131・rd33
ここて、gm31はM31の相互コンダクタンス、rd
33はM33のドレイン抵抗を示し、通常、gm31=
1.0X10−3 rd=1.0X105であるので初
段の直流利得Gは約40dBとなる。
33はM33のドレイン抵抗を示し、通常、gm31=
1.0X10−3 rd=1.0X105であるので初
段の直流利得Gは約40dBとなる。
[発明が解決しようとするff!]
上述した従来の演算増幅器においては、初段の負荷トラ
ンジスタの構成で制約を受け、直流利得を大きくするこ
とが困難であるという欠点があった。
ンジスタの構成で制約を受け、直流利得を大きくするこ
とが困難であるという欠点があった。
本発明は負荷トランジスタによる制約を受けずに高利得
を得ることができる演算増幅器を提供することを目的と
する。
を得ることができる演算増幅器を提供することを目的と
する。
[課題を解決するための手段]
本発明の演算増幅器は、少なくとも初段および駆動段の
2段により構成された演算増幅器において、初段部が、
第1の電源端子と、該第1の電源端子に一端が各々接続
された第1および第2の定電流源と、該第1の定電流源
の他端に各々ソースが接続された第1および第2の第1
導電型電界効果トランジスタと、前記第2の定電流源の
他端に各々ソースが接続された第3および第4の第1導
電型電界効果トランジスタと、前記第1の第1導電型電
界効果トランジスタのドレインにドレインおよびゲート
が接続され第2の電源端子にソースが接続された第2の
第2導電型電界効果トランジスタと、前記第2の第1導
電型電界効果トランジスタのドレインにドレインおよび
ゲートが接続され前記第2の電源端子にソースが接続さ
れた第2の第2導電型電界効果トランジスタと、前記第
3の第1導電型電界効果トランジスタのドレインにドレ
インが接続され前記第1の第2導電型電界効果トランジ
スタのドレインとゲートの共通接続端子にゲートが接続
され前記第2の電源端子にソースが接続された第3の第
2導電型電界効果トランジスタと、前記第4の第1導電
型電界効果トランジスタのドレインにドレインが接続さ
れ前記第2の第2導電型電界効果トランジスタのドレイ
ンとゲートの共通接続端子にゲートが接続され前記第2
の電源端子にソースが接続された第4の第2導電型電界
効果トランジスタと、前記第1および第4の第1導電型
電界効果トランジスタのゲートに各々接続された非反転
入力端子と、前記第2および第3の第1導電型電界効果
トランジスタのゲートに各々接続された反転入力端子と
を具備したことを特徴とする。
2段により構成された演算増幅器において、初段部が、
第1の電源端子と、該第1の電源端子に一端が各々接続
された第1および第2の定電流源と、該第1の定電流源
の他端に各々ソースが接続された第1および第2の第1
導電型電界効果トランジスタと、前記第2の定電流源の
他端に各々ソースが接続された第3および第4の第1導
電型電界効果トランジスタと、前記第1の第1導電型電
界効果トランジスタのドレインにドレインおよびゲート
が接続され第2の電源端子にソースが接続された第2の
第2導電型電界効果トランジスタと、前記第2の第1導
電型電界効果トランジスタのドレインにドレインおよび
ゲートが接続され前記第2の電源端子にソースが接続さ
れた第2の第2導電型電界効果トランジスタと、前記第
3の第1導電型電界効果トランジスタのドレインにドレ
インが接続され前記第1の第2導電型電界効果トランジ
スタのドレインとゲートの共通接続端子にゲートが接続
され前記第2の電源端子にソースが接続された第3の第
2導電型電界効果トランジスタと、前記第4の第1導電
型電界効果トランジスタのドレインにドレインが接続さ
れ前記第2の第2導電型電界効果トランジスタのドレイ
ンとゲートの共通接続端子にゲートが接続され前記第2
の電源端子にソースが接続された第4の第2導電型電界
効果トランジスタと、前記第1および第4の第1導電型
電界効果トランジスタのゲートに各々接続された非反転
入力端子と、前記第2および第3の第1導電型電界効果
トランジスタのゲートに各々接続された反転入力端子と
を具備したことを特徴とする。
[実施例コ
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す図である。第1図にお
いて、II、 I2は定電流源、Ml、 M2゜M3
.M4は入力段ベアトランジスタ、M5. M6゜M?
、M8は負荷トランジスタである。Pチャネル型MO5
)ランジスタMl、M4のゲートには非反転入力端子I
N+が、Pチャネル型MO5)ランジスタM2.M3の
ゲートには反転入力端子IN−が接続されている。
いて、II、 I2は定電流源、Ml、 M2゜M3
.M4は入力段ベアトランジスタ、M5. M6゜M?
、M8は負荷トランジスタである。Pチャネル型MO5
)ランジスタMl、M4のゲートには非反転入力端子I
N+が、Pチャネル型MO5)ランジスタM2.M3の
ゲートには反転入力端子IN−が接続されている。
次に、第1図を参照して動作を説明する。まず、非反転
入力端子IN“の電位が反転入力端子IN−の電位に比
較して高くなった場合、Pチャネル型MO5)ランジス
タMl、M4に流れる電流は、Pチャネル型MO5)ラ
ンジスタM2.M3に流れる電流に比較して少なくなる
。従って、Nチャネル型MOS)ランジスタM6.M8
の共通ゲート端子の電位は上がるが、一方前述のように
Nチャネル型MOS)ランジスタM8に流れる電流は減
少している(Pチャネル型MO5)ランジスタM4に流
れる電流と同し)ためそのドレイン電位は低くなる。
入力端子IN“の電位が反転入力端子IN−の電位に比
較して高くなった場合、Pチャネル型MO5)ランジス
タMl、M4に流れる電流は、Pチャネル型MO5)ラ
ンジスタM2.M3に流れる電流に比較して少なくなる
。従って、Nチャネル型MOS)ランジスタM6.M8
の共通ゲート端子の電位は上がるが、一方前述のように
Nチャネル型MOS)ランジスタM8に流れる電流は減
少している(Pチャネル型MO5)ランジスタM4に流
れる電流と同し)ためそのドレイン電位は低くなる。
従って、この点を初段出力として駆動段の入力端子にす
ることによって駆動段出力端子の電位は高くなる。
ることによって駆動段出力端子の電位は高くなる。
逆に非反転入力端子IN+の電位が反転入力端子IN−
の電位に比較して低くなった場合、Pチャネル型MOS
)ランジスタMl、M4に流れる電流は、Pチャネル型
MO5)ランジスタM2.M3に流れる電流に比較して
多くなる。従って、Nチャネル型MOS)ランジスタM
6.M8の共通ゲート端子の電位は下がるが、一方前述
のようにNチャネル型MOS)ランジスタM8に流れる
電流は増加している(Pチャネル型MO5)ランジスタ
M4に流れる電流と同じ)ためそのドレイン電位は高く
なる。
の電位に比較して低くなった場合、Pチャネル型MOS
)ランジスタMl、M4に流れる電流は、Pチャネル型
MO5)ランジスタM2.M3に流れる電流に比較して
多くなる。従って、Nチャネル型MOS)ランジスタM
6.M8の共通ゲート端子の電位は下がるが、一方前述
のようにNチャネル型MOS)ランジスタM8に流れる
電流は増加している(Pチャネル型MO5)ランジスタ
M4に流れる電流と同じ)ためそのドレイン電位は高く
なる。
従って、この点を初段出力として駆動段の入力端子にす
ることによって駆動段出力端子の電位は低くなる。
ることによって駆動段出力端子の電位は低くなる。
尚、トランジスタMl、M3.M5.M?側については
、これと並の動作となる。
、これと並の動作となる。
次に、本発明の差動入出力を有する演算増幅器の初段の
直流利得を同様に解析すると近似的に次式によって表す
ことができる。
直流利得を同様に解析すると近似的に次式によって表す
ことができる。
G1=2 ・gml・rd3
ここで、gmlはMlの相互コンダクタンス、rd3は
M3のドレイン抵抗を示し、通常gml= 1 、OX
10−3 rd3=1.0X105であるのて初段の
直流利得G1は約46dBとなる。
M3のドレイン抵抗を示し、通常gml= 1 、OX
10−3 rd3=1.0X105であるのて初段の
直流利得G1は約46dBとなる。
以上はPチャネル型MO5)ランジスタを入力段として
用いた場合を示したが、第1図において、Pチャネル型
MO5)ランジスタとNチャネル型MOS)ランジスタ
を交換してNチャネル型M○Sトランジスタを入力段と
して用いた演算増幅器を構成するようにしてもよい。
用いた場合を示したが、第1図において、Pチャネル型
MO5)ランジスタとNチャネル型MOS)ランジスタ
を交換してNチャネル型M○Sトランジスタを入力段と
して用いた演算増幅器を構成するようにしてもよい。
の直流利得を高めることができるという効果かある。
第1図は本発明の第1の実施例の回路図、第2図は従来
例の回路図、第3図は他の従来例の回路図である。 11・・・・・・・第1の定電流源、 I2・・・・・・・第2の定電流源、 M1〜M4 ・・・・第1〜第4の第1導電型MOSト
ランジスタ、 M5〜M8・・・・第1〜第4の第2導電型MOSトラ
ンジスタ、 IN+・・・・・・非反転入力端子、 IN−・・・・・・反転入力端子。 [発明の効果コ
例の回路図、第3図は他の従来例の回路図である。 11・・・・・・・第1の定電流源、 I2・・・・・・・第2の定電流源、 M1〜M4 ・・・・第1〜第4の第1導電型MOSト
ランジスタ、 M5〜M8・・・・第1〜第4の第2導電型MOSトラ
ンジスタ、 IN+・・・・・・非反転入力端子、 IN−・・・・・・反転入力端子。 [発明の効果コ
Claims (1)
- 少なくとも初段および駆動段の2段により構成された演
算増幅器において、初段部が、第1の電源端子と、該第
1の電源端子に一端が各々接続された第1および第2の
定電流源と、該第1の定電流源の他端に各々ソースが接
続された第1および第2の第1導電型電界効果トランジ
スタと、前記第2の定電流源の他端に各々ソースが接続
された第3および第4の第1導電型電界効果トランジス
タと、前記第1の第1導電型電界効果トランジスタのド
レインにドレインおよびゲートが接続され第2の電源端
子にソースが接続された第2の第2導電型電界効果トラ
ンジスタと、前記第2の第1導電型電界効果トランジス
タのドレインにドレインおよびゲートが接続され前記第
2の電源端子にソースが接続された第2の第2導電型電
界効果トランジスタと、前記第3の第1導電型電界効果
トランジスタのドレインにドレインが接続され前記第1
の第2導電型電界効果トランジスタのドレインとゲート
の共通接続端子にゲートが接続され前記第2の電源端子
にソースが接続された第3の第2導電型電界効果トラン
ジスタと、前記第4の第1導電型電界効果トランジスタ
のドレインにドレインが接続され前記第2の第2導電型
電界効果トランジスタのドレインとゲートの共通接続端
子にゲートが接続され前記第2の電源端子にソースが接
続された第4の第2導電型電界効果トランジスタと、前
記第1および第4の第1導電型電界効果トランジスタの
ゲートに各々接続された非反転入力端子と、前記第2お
よび第3の第1導電型電界効果トランジスタのゲートに
各々接続された反転入力端子とを具備したことを特徴と
する演算増幅器。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2077674A JP2586171B2 (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | 演算増幅器 |
US07/672,346 US5070306A (en) | 1990-03-26 | 1991-03-20 | High-gain differencial amplifier circuit fabricated from field effect transistors |
EP91302483A EP0449513A1 (en) | 1990-03-26 | 1991-03-21 | High-gain differential amplifier circuit fabricated from field effect transistors |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2077674A JP2586171B2 (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | 演算増幅器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03274912A true JPH03274912A (ja) | 1991-12-05 |
JP2586171B2 JP2586171B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=13640431
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2077674A Expired - Fee Related JP2586171B2 (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | 演算増幅器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5070306A (ja) |
EP (1) | EP0449513A1 (ja) |
JP (1) | JP2586171B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6107858A (en) * | 1997-09-26 | 2000-08-22 | Nec Corporation | OTA squarer and hyperbolic sine/cosine circuits using floating transistors |
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AU2003250452A1 (en) * | 2002-08-08 | 2004-02-25 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit and method for controlling the threshold voltage of transistors |
DE102009044953B4 (de) * | 2009-09-24 | 2019-12-05 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Ansteuern eines elektromagnetischen Verbrauchers sowie entsprechende Schaltung |
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-
1990
- 1990-03-26 JP JP2077674A patent/JP2586171B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-03-20 US US07/672,346 patent/US5070306A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-03-21 EP EP91302483A patent/EP0449513A1/en not_active Withdrawn
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JPS6352506A (ja) * | 1986-08-08 | 1988-03-05 | エッセヂエッセ―トムソン マイクロエレクトロニクス・エッセ・エッレ・エッレ | 全差動cmos演算電力増幅器 |
JPH0210904A (ja) * | 1988-06-28 | 1990-01-16 | Nec Corp | Mos差動増幅回路 |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5070306A (en) | 1991-12-03 |
JP2586171B2 (ja) | 1997-02-26 |
EP0449513A1 (en) | 1991-10-02 |
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