JPH0325052B2 - - Google Patents
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- JPH0325052B2 JPH0325052B2 JP59045437A JP4543784A JPH0325052B2 JP H0325052 B2 JPH0325052 B2 JP H0325052B2 JP 59045437 A JP59045437 A JP 59045437A JP 4543784 A JP4543784 A JP 4543784A JP H0325052 B2 JPH0325052 B2 JP H0325052B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- time constant
- bpf
- signal
- capacitance
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 17
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 239000012535 impurity Substances 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、IC上の集積化回路に係り、特に帯
域通過フイルタ（以下BPFと略す）に好適な集
積化フイルタに関する。
域通過フイルタ（以下BPFと略す）に好適な集
積化フイルタに関する。
電気回路の集積化（モノリシツクIC化、以下
単にIC化と略す）が進むにつれ、外付のブロツ
クフイルタのIC化が回路基板の小形化，低コス
ト化を実現する上で重要な課題となりつつある。
従来のフイルタは大部分がインダクタンスＬ，容
量Ｃ，抵抗Ｒで構成されているが、インダクタン
スＬはIC化が難しいため従来形式のフイルタの
集積化は困難である。このため容量Ｃ，抵抗Ｒと
増幅器で構成可能なアクテイブフイルタがIC化
には適している。第１図に帰還形アクテイブ
BPFのブロツク図の一例を示し以下説明する。
１は信号入力端，４は信号出力端，２は利得K1
の帰還増幅器，３は利得K2の帰還増幅器，抵抗
R1〜R4と容量C1〜C4は時定数用である。抵抗R1
とR2，容量C1とC2と帰還増幅器２とで２次形の
高域通過フイルタ（以下HPFと略す）を、抵抗
R3とR4，容量C3とC4と帰還増幅器３とで２次形
の低域通過フイルタ（以下LPFと略す）をそれ
ぞれ構成し、前記HPFとLPFを組み合せること
によりBPFを構成する。
単にIC化と略す）が進むにつれ、外付のブロツ
クフイルタのIC化が回路基板の小形化，低コス
ト化を実現する上で重要な課題となりつつある。
従来のフイルタは大部分がインダクタンスＬ，容
量Ｃ，抵抗Ｒで構成されているが、インダクタン
スＬはIC化が難しいため従来形式のフイルタの
集積化は困難である。このため容量Ｃ，抵抗Ｒと
増幅器で構成可能なアクテイブフイルタがIC化
には適している。第１図に帰還形アクテイブ
BPFのブロツク図の一例を示し以下説明する。
１は信号入力端，４は信号出力端，２は利得K1
の帰還増幅器，３は利得K2の帰還増幅器，抵抗
R1〜R4と容量C1〜C4は時定数用である。抵抗R1
とR2，容量C1とC2と帰還増幅器２とで２次形の
高域通過フイルタ（以下HPFと略す）を、抵抗
R3とR4，容量C3とC4と帰還増幅器３とで２次形
の低域通過フイルタ（以下LPFと略す）をそれ
ぞれ構成し、前記HPFとLPFを組み合せること
によりBPFを構成する。
しかし上記構成のBPFをIC化する場合、バラ
つきの問題が生じる。すなわちIC内の容量値，
抵抗値は半導体内の不純物度，マスクずれなどに
よるバラつきの影響を受け、一例として Ｃの絶対値 ±20％ Ｒの絶対値 ±15％ などの大きな変動を有する。したがつて第１図の
BPFのピーク周波数fpも第２図のようにａから
ｂの範囲で変動し、上記例では最悪時fpは±35％
変動することになり実用化は極めて困難である。
この素子値バラつきの対策としては、ICチツプ
上でレーザトリミングなどにより抵抗値を変化さ
せ、バラつきを吸収することも実施されている
が、精度、歩留り、コストの面などでまた多くの
問題点があり、一般民生用ICにはほとんど実用
化されていない。
つきの問題が生じる。すなわちIC内の容量値，
抵抗値は半導体内の不純物度，マスクずれなどに
よるバラつきの影響を受け、一例として Ｃの絶対値 ±20％ Ｒの絶対値 ±15％ などの大きな変動を有する。したがつて第１図の
BPFのピーク周波数fpも第２図のようにａから
ｂの範囲で変動し、上記例では最悪時fpは±35％
変動することになり実用化は極めて困難である。
この素子値バラつきの対策としては、ICチツプ
上でレーザトリミングなどにより抵抗値を変化さ
せ、バラつきを吸収することも実施されている
が、精度、歩留り、コストの面などでまた多くの
問題点があり、一般民生用ICにはほとんど実用
化されていない。
またアクテイブフイルタを構成する容量に接合
容量を用い、接合容量のもつ容量絶対値のバイア
ス依存性を利用し容量値を可変して、抵抗値及び
容量値の絶対値バラつきを吸収する方法もある。
その一例であるアクテイブ４次BPFの回路例を
第３図に示し、以下説明する。５は入力信号源，
６は可変電圧源，７は利得K3の差動増幅器，８
は利得K4（K4１）の増幅器，９は利得K5の差
動増幅器，１０は出力信号端，１１は定電圧源，
抵抗R1〜R4と容量C1〜C4は第１図と同じくフイ
ルタの時定数回路を構成するものである。R5〜
R7は抵抗で、抵抗R5〜R7は増幅器７〜９の入力
端に直流電位を与えるものである。容量C5は結
合容量である。なお容量C1〜C4は接合容量で構
成されている。上記の構成において、増幅器の入
力インピーダンスを無限大，出力インピーダンス
を零とする理想増幅器とすると差動増幅器７の２
入力端の端子電圧は常に等しくなり、差動増幅器
７の出力端電圧は一定となる。したがつて可変電
圧源６の電位変動により容量C1とC2の両極にか
かるバイアス電位が等しく変化し、容量C1とC2
の容量絶対値がバイアス電位に応じて変化して、
時定数回路のバラつきが吸収できる。さらに増幅
器８を入力端電圧と出力端電位が等しくなるバツ
フアー回路とすると、、差動増幅器９の２つの入
力端直流電位も等しくなり、差動増幅器９の出力
端電位は一定となる。また定電圧源１１の出力電
位を差動増幅器９の出力端電位と等しくなるよう
に構成すると、可変電圧源６の出力電位の変化に
応じて容量C3とC4の印加電圧が等しく変化し、
それに伴い容量の絶対値も変化する。したがつて
LPF部を構成する時定数回路のバラつきも可変
電圧源６の調整により吸収できる。
容量を用い、接合容量のもつ容量絶対値のバイア
ス依存性を利用し容量値を可変して、抵抗値及び
容量値の絶対値バラつきを吸収する方法もある。
その一例であるアクテイブ４次BPFの回路例を
第３図に示し、以下説明する。５は入力信号源，
６は可変電圧源，７は利得K3の差動増幅器，８
は利得K4（K4１）の増幅器，９は利得K5の差
動増幅器，１０は出力信号端，１１は定電圧源，
抵抗R1〜R4と容量C1〜C4は第１図と同じくフイ
ルタの時定数回路を構成するものである。R5〜
R7は抵抗で、抵抗R5〜R7は増幅器７〜９の入力
端に直流電位を与えるものである。容量C5は結
合容量である。なお容量C1〜C4は接合容量で構
成されている。上記の構成において、増幅器の入
力インピーダンスを無限大，出力インピーダンス
を零とする理想増幅器とすると差動増幅器７の２
入力端の端子電圧は常に等しくなり、差動増幅器
７の出力端電圧は一定となる。したがつて可変電
圧源６の電位変動により容量C1とC2の両極にか
かるバイアス電位が等しく変化し、容量C1とC2
の容量絶対値がバイアス電位に応じて変化して、
時定数回路のバラつきが吸収できる。さらに増幅
器８を入力端電圧と出力端電位が等しくなるバツ
フアー回路とすると、、差動増幅器９の２つの入
力端直流電位も等しくなり、差動増幅器９の出力
端電位は一定となる。また定電圧源１１の出力電
位を差動増幅器９の出力端電位と等しくなるよう
に構成すると、可変電圧源６の出力電位の変化に
応じて容量C3とC4の印加電圧が等しく変化し、
それに伴い容量の絶対値も変化する。したがつて
LPF部を構成する時定数回路のバラつきも可変
電圧源６の調整により吸収できる。
ところが接合容量のバイアス電圧による容量値
依存性は第４図に示す一例のような特性である。
この図からわかるように、バイアス電圧変化によ
る結合容量絶対値変化の感度は低く、第４図では
容量値を±35％変化させるにはバイアス電圧を約
4V程度変化させなくてはいけない。このため、
たとえば電源電圧が5Vの場合、回路動作マージ
ンの制約から可変電圧源６の電位を4Vも可変す
る事は不可能となり、時定数回路のバラつき±35
％を吸収することは不可能となる。
依存性は第４図に示す一例のような特性である。
この図からわかるように、バイアス電圧変化によ
る結合容量絶対値変化の感度は低く、第４図では
容量値を±35％変化させるにはバイアス電圧を約
4V程度変化させなくてはいけない。このため、
たとえば電源電圧が5Vの場合、回路動作マージ
ンの制約から可変電圧源６の電位を4Vも可変す
る事は不可能となり、時定数回路のバラつき±35
％を吸収することは不可能となる。
そこで第５図に示す時定数切替回路の一例を第
３図のHPF部とLPF部の時定数回路に設けて、
時定数回路のバラつきを吸収している。第５図を
説明する。第５図のａ）がHPF部，ｂ）がLPF
部の時定数回路である。１２，１３は時定数切替
スイツチ，１４は切替信号入力端，容量Ca，Cb
は第３図で容量C1に相当するものである。抵抗
Ra，Rbは第３図で抵抗R3に相当するものであ
る。第３図におけるHPF部とLPF部の共振周波
数fOH，fOLと回路の良さQH，QLは と表わされるので、共振周波数fOH，fOLの容量C1
と抵抗R3に相当する容量CaとCb，抵抗RaとRb
の絶対値を各々約＋40％と約−25％のところに設
定することにより共振周波数fOH，fOLはともにセ
ンター値に比べ約±15％ほどズレる。この後、接
合容量の調整により共振周波数fOH，fOLを±20％
移動することにより、時定数回路のバラつき±35
％を吸収することができる。
３図のHPF部とLPF部の時定数回路に設けて、
時定数回路のバラつきを吸収している。第５図を
説明する。第５図のａ）がHPF部，ｂ）がLPF
部の時定数回路である。１２，１３は時定数切替
スイツチ，１４は切替信号入力端，容量Ca，Cb
は第３図で容量C1に相当するものである。抵抗
Ra，Rbは第３図で抵抗R3に相当するものであ
る。第３図におけるHPF部とLPF部の共振周波
数fOH，fOLと回路の良さQH，QLは と表わされるので、共振周波数fOH，fOLの容量C1
と抵抗R3に相当する容量CaとCb，抵抗RaとRb
の絶対値を各々約＋40％と約−25％のところに設
定することにより共振周波数fOH，fOLはともにセ
ンター値に比べ約±15％ほどズレる。この後、接
合容量の調整により共振周波数fOH，fOLを±20％
移動することにより、時定数回路のバラつき±35
％を吸収することができる。
ただし第５図に示すような時定数切替回路を設
けると前式(2)，（2′）からわかるように容量C1と
C2の比と、抵抗R3とR4の比が変わり、容量Caと
抵抗Ra側と、容量Cbと抵抗Rb側で回路の良さを
示すＱの値が異なることになる。このため、第５
図のような時定数切替回路を設けた第３図のよう
なアクテイブBPF回路では、Ｑの値の変動によ
り出力信号振幅がバラつくという問題を生じる。
けると前式(2)，（2′）からわかるように容量C1と
C2の比と、抵抗R3とR4の比が変わり、容量Caと
抵抗Ra側と、容量Cbと抵抗Rb側で回路の良さを
示すＱの値が異なることになる。このため、第５
図のような時定数切替回路を設けた第３図のよう
なアクテイブBPF回路では、Ｑの値の変動によ
り出力信号振幅がバラつくという問題を生じる。
上記回路をたとえば家庭用VTRにおけるVHS
（Video Home System）方式の色信号処理系に
おける通過中心周波数が4.21MHzのBPF（以下
4.21MHzBPFと略す）に適用する。この時この
BPF出力を入力とする掛算器では4.21MHzの信号
で色信号をスイツチングするので、4.21MHzの信
号振幅がバラつくと、振幅レベルが小さい時には
変換効率の低下を招き、振幅レベルが大きい時は
4.21MHz信号のもれとなつて色信号の妨害となる
という問題を生じる。これらの障害は、再生画面
上での色信号のＳ／Ｎの低下とか、ビート妨害と
なり著しくVTRの再生画面を見苦しいものとし
ていた。
（Video Home System）方式の色信号処理系に
おける通過中心周波数が4.21MHzのBPF（以下
4.21MHzBPFと略す）に適用する。この時この
BPF出力を入力とする掛算器では4.21MHzの信号
で色信号をスイツチングするので、4.21MHzの信
号振幅がバラつくと、振幅レベルが小さい時には
変換効率の低下を招き、振幅レベルが大きい時は
4.21MHz信号のもれとなつて色信号の妨害となる
という問題を生じる。これらの障害は、再生画面
上での色信号のＳ／Ｎの低下とか、ビート妨害と
なり著しくVTRの再生画面を見苦しいものとし
ていた。
なお、この種の回路に関連する公知技術として
特開昭56−46386号公報がある。
特開昭56−46386号公報がある。
本発明の目的は、上記した欠点をなくすアクテ
イブフイルタ集積回路を提供することにある。
イブフイルタ集積回路を提供することにある。
本発明は時定数切替回路を内蔵したアクテイブ
BPF回路における出力信号の振幅レベルの変動
をなくす回路構成とする。
BPF回路における出力信号の振幅レベルの変動
をなくす回路構成とする。
以下、本発明の一実施例であるブロツク図を第
６図により説明する。第６図において第３図と第
５図と同符号、同番号は同じ構成部品を示す。16
はリミツタ回路、１５は出力端である。
６図により説明する。第６図において第３図と第
５図と同符号、同番号は同じ構成部品を示す。16
はリミツタ回路、１５は出力端である。
本実施例のように時定数切替回路付アクテイブ
BPFの出力端にリミツタ回路１６を結合するこ
とにより、切替え動作に伴うBPF回路の出力振
幅のバラつきが抑えることができる。
BPFの出力端にリミツタ回路１６を結合するこ
とにより、切替え動作に伴うBPF回路の出力振
幅のバラつきが抑えることができる。
VTRの色信号処理回路の4.21MHzBPFに本実
施例のアクテイブBPF回路を用いることにより、
再生画像でのＳ／Ｎの低下やビート妨害を受けな
い良好な画面が得られる。
施例のアクテイブBPF回路を用いることにより、
再生画像でのＳ／Ｎの低下やビート妨害を受けな
い良好な画面が得られる。
第７図に本実施例に用いられるリミツタ回路の
一実施例を示す。１５は出力端、１６はリミツタ
回路、１７と１８は定電流源、１９は平滑用コン
デンサ、２０は定電圧源、２１は信号入力端、Ｒ
８〜１０は抵抗、Ｑ１〜Ｑ３はトランジスタであ
る。第７図の回路の動作を説明する。信号入力端
２１からの入力信号は、差動増幅器を構成するト
ランジスタＱ１とＱ２のベースに抵抗Ｒ８とＲ９
を介して入力される。ただしトランジスタＱ２の
ベース端には容量には容量１９が接続されている
ので、入力信号は平滑され直流成分のまが伝搬す
る。差動増幅器では入力信号差が利得倍される
が、本回路は高利得なため出力信号が上下限で制
限された波形となり、トランジスタＱ３のエミツ
タホロワアーから出力される。したがつて入力端
２１からの入力信号振幅がバラついても、差動増
幅器の利得を充分大きくしておくことにより、出
力端１５からの出力信号はリミツタのかかつた一
定振幅の信号となる。
一実施例を示す。１５は出力端、１６はリミツタ
回路、１７と１８は定電流源、１９は平滑用コン
デンサ、２０は定電圧源、２１は信号入力端、Ｒ
８〜１０は抵抗、Ｑ１〜Ｑ３はトランジスタであ
る。第７図の回路の動作を説明する。信号入力端
２１からの入力信号は、差動増幅器を構成するト
ランジスタＱ１とＱ２のベースに抵抗Ｒ８とＲ９
を介して入力される。ただしトランジスタＱ２の
ベース端には容量には容量１９が接続されている
ので、入力信号は平滑され直流成分のまが伝搬す
る。差動増幅器では入力信号差が利得倍される
が、本回路は高利得なため出力信号が上下限で制
限された波形となり、トランジスタＱ３のエミツ
タホロワアーから出力される。したがつて入力端
２１からの入力信号振幅がバラついても、差動増
幅器の利得を充分大きくしておくことにより、出
力端１５からの出力信号はリミツタのかかつた一
定振幅の信号となる。
また第６図では、時定数切替回路を内蔵したア
クテイブBPF回路を示し増幅器を入力インピー
ダンス無限大、出力インピーダンス零の理想増幅
器と仮定し話を進めたが、実際の回路では入力イ
ンピーダンスは無限大とはならず、また出力イン
ピーダンスは零ではない。さらに集積化回路に特
有な寄生素子によるIC内素子の特性劣化やバラ
つきが生じる。このため時定数切替回路のない第
８図に示すようなアクテイブBPF回路において
もBPF部での出力信号振幅がバラつき、リミツ
タ回路１６を加えることで出力信号振幅のバラつ
きを生じなくすることができる。
クテイブBPF回路を示し増幅器を入力インピー
ダンス無限大、出力インピーダンス零の理想増幅
器と仮定し話を進めたが、実際の回路では入力イ
ンピーダンスは無限大とはならず、また出力イン
ピーダンスは零ではない。さらに集積化回路に特
有な寄生素子によるIC内素子の特性劣化やバラ
つきが生じる。このため時定数切替回路のない第
８図に示すようなアクテイブBPF回路において
もBPF部での出力信号振幅がバラつき、リミツ
タ回路１６を加えることで出力信号振幅のバラつ
きを生じなくすることができる。
なおBPF部の出力にリミツタ回路を付加する
ことにより、リミツタ回路出力信号の周波数成分
として新らたに基本波の奇数次の高調波成分が出
るがVTRでは帯域外となり問題とならない。
ことにより、リミツタ回路出力信号の周波数成分
として新らたに基本波の奇数次の高調波成分が出
るがVTRでは帯域外となり問題とならない。
以上説明したように、本発明によれば、抵抗と
容量と増幅器からなるアクテイブBPFの時定数
回路のバラつきによる出力信号振幅のバラつき
を、BPF出力部にリミツタ回路を設けることで
吸収でき、所望のBPF特性を持つ集積化アクテ
イブBPF回路が得られ、従来外付部品であつた
ブロツクフイルタを集積化することができる。
容量と増幅器からなるアクテイブBPFの時定数
回路のバラつきによる出力信号振幅のバラつき
を、BPF出力部にリミツタ回路を設けることで
吸収でき、所望のBPF特性を持つ集積化アクテ
イブBPF回路が得られ、従来外付部品であつた
ブロツクフイルタを集積化することができる。
なお、前記公知技術特開昭56−46386号公報に
示されたリミツタ回路は、単に振幅変調成分の除
去に過ぎない。これに対して本発明のリミツタ回
路は、IC上に構成された抵抗と容量からなるフ
イルタ時定数を希望する最適値に調整できるアク
テイブ帯域通過フイルタにおいて、時定数の最適
化によりフイルタのＱの値が変化し振幅がばらつ
くことになるが、アクテイブ帯域通過フイルタの
出力端にリミツタ回路を設けることにより、次段
の掛算器への周波数変換用信号レベルを一定化
し、周波数変換効率を上げるとともに、不要信号
の発生を抑え、また周波数変換用信号レベルを大
きくすることによるキヤリアリークによるビート
の発生を抑えることができる。この集積回路によ
り、VTRの再生色信号において、Ｓ／Ｎの低下
やビート妨害を受けない良好な画面が得られる効
果が有る。
示されたリミツタ回路は、単に振幅変調成分の除
去に過ぎない。これに対して本発明のリミツタ回
路は、IC上に構成された抵抗と容量からなるフ
イルタ時定数を希望する最適値に調整できるアク
テイブ帯域通過フイルタにおいて、時定数の最適
化によりフイルタのＱの値が変化し振幅がばらつ
くことになるが、アクテイブ帯域通過フイルタの
出力端にリミツタ回路を設けることにより、次段
の掛算器への周波数変換用信号レベルを一定化
し、周波数変換効率を上げるとともに、不要信号
の発生を抑え、また周波数変換用信号レベルを大
きくすることによるキヤリアリークによるビート
の発生を抑えることができる。この集積回路によ
り、VTRの再生色信号において、Ｓ／Ｎの低下
やビート妨害を受けない良好な画面が得られる効
果が有る。
第１図はアクテイブBPFの一例を示す回路図、
第２図は第１図のフイルタの特性図、第３図は接
合容量を用いたアクテイブBPF回路の一例を示
す回路図、第４図は接合容量の特性図、第５図は
時定数切替回路の一例を示す回路図、第６図は本
発明を採用したアクテイブBPF回路の一実施例
を示す回路図、第７図はリミツタ回路の一例を示
す回路図、第８図は本発明を利用したアクテイブ
BPF回路の他の実施例を示す回路図である。 R1，R2.R3，R4，Ra，Rb…時定数を構成する
抵抗、C1，C2，C3，C4，Ca，Cb…時定数を構成
する容量、６…可変電圧源、１２，１３…時定数
切替回路、１６…リミツタ回路。
第２図は第１図のフイルタの特性図、第３図は接
合容量を用いたアクテイブBPF回路の一例を示
す回路図、第４図は接合容量の特性図、第５図は
時定数切替回路の一例を示す回路図、第６図は本
発明を採用したアクテイブBPF回路の一実施例
を示す回路図、第７図はリミツタ回路の一例を示
す回路図、第８図は本発明を利用したアクテイブ
BPF回路の他の実施例を示す回路図である。 R1，R2.R3，R4，Ra，Rb…時定数を構成する
抵抗、C1，C2，C3，C4，Ca，Cb…時定数を構成
する容量、６…可変電圧源、１２，１３…時定数
切替回路、１６…リミツタ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 色信号を低域周波数に周波数変換して記録再
生する磁気記録再生装置で、周波数搬送波を発生
する掛算器の出力信号を入力信号とし、半導体ウ
エハ上に構成された抵抗と容量と増幅器からなる
アクテイブ帯域通過フイルタにおいて、 前記帯域通過フイルタの時定数を調整する時定
数調整手段と、 前記帯域通過フイルタの出力段に設けられたリ
ミツタ回路とを備え、 時定数を最適化し、前記容量の変化に伴うフイ
ルタのＱ変化と出力信号振幅変化を上記リミツタ
回路にて補償するように構成したことを特徴とす
る集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59045437A JPS60190015A (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59045437A JPS60190015A (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190015A JPS60190015A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0325052B2 true JPH0325052B2 (ja) | 1991-04-04 |
Family
ID=12719290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59045437A Granted JPS60190015A (ja) | 1984-03-12 | 1984-03-12 | 集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60190015A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5646386A (en) * | 1979-09-25 | 1981-04-27 | Toshiba Corp | Dropout compensating circuit |
-
1984
- 1984-03-12 JP JP59045437A patent/JPS60190015A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5646386A (en) * | 1979-09-25 | 1981-04-27 | Toshiba Corp | Dropout compensating circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60190015A (ja) | 1985-09-27 |
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