JPS63102578A - ビデオ信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はビデオ信号再生装置に係り、特に、ヘッド回路
出力を増幅する前置増幅器回路に好適なビデオ信号再生
装置に関する。

〔従来の技術〕

ビデオテープレコーダにおいては、ビデオへ・ラドから
再生される信号電圧は、非常に低いために、所定の処理
を行なう前に、この処理に適したレベルに増幅される。

このようにヘッド回路の出力信号を増幅する増幅回路が
再生前置増幅回路であるが、この再生前置増幅回路は、
従来、たとえば、テレビジョン学会箱「ホームＶＴＲ入
門」コロナ社発行ｐｐ、１５Ｂ−１５９に開始されるよ
うに、高入力インピーダンスの増幅回路で構成されてい
た。

以下、かかる再生前置増幅回路を用いた従来のビデオ信
号再生装置を第４図〜第６図によって説明する。

第４図は従来の再生前置増幅回路の一例を示す構成図で
あって、４は結合コンデンサ、１４は入力端子、２４は
出力端子、２５は増幅回路、２２は可変抵抗、２１は可
変容量である。

同図において、増幅器＃！ｒ２５は高入力インピーダン
スの増幅回路であり、入力側は結合コンデンサ４および
入力端子１４を介して図示しないヘッド回路に接続され
ている。また、入力端子１４と接地端子との間には、可
変抵抗２２と可変容ｔ２１とが互に並列に接続されてい
る。可変容１１２１はビデオ信号再生装置の共振周波数
を調整するためのものであり、可変抵抗２２は同じ（共
振のＱを調整するためのものである。

一方、入力端子１４に接続されるヘッド回路はビデオヘ
ッドやロータリトランスなどからなり、これを等価回路
で表わすと第５図のようになる。

なお、同図において、２５は等価インダクタンス、２６
４等価抵抗、２７は等価容童、１５はビデオヘッドの誘
起１圧を表わす等価電圧源である。また・１４．１４°
は再生前置増幅回路の入力端子であるが、ヘッド回路の
出力端子でもある。３４゜３５はヘッド回路の負荷イン
ピーダンスであるが、ここでは、第４図に示した増幅回
路２３０入力インピーダンスとしており、３４はその等
価容量、３５はその等価抵抗である。ただし、第４図に
おける可変抵抗２２．可変容量２１は省略している。

いま、等価インダクタンス２５をＬＯ（Ｈ〕　。

等価抵抗２６をＲｅ　（Ω〕９等価容量２７を００〔Ｆ
〕１等価シ圧源１５の誘起電圧’ｖｅｏ（ｖ）−等価容
量３４をＣ１（Ｆ）、等価抵抗３５をＲ，ｉ〔Ω〕とす
ると、端子１４−１４°間に生じる電圧Ｖｉ（Ｖ〕は、
次式で表さｎる。

ｅ。

〔ただし、ωは１百号角周波数〕 ここで、第４図に示した増幅器回路２３０入力インピー
ダンスは非常に大きいから、（１）式において、Ｒｊ　
は十分大きな値をとる。よって（１）式において、ｆｉ
、　ｉ　−＋　ｃｏとすればｚｉｍＶｉｘ□ Ｒ１−′。　　　　　（１”　　Ｌｏ　　（ｃｏ　　＋
ＣＩ　）　）　＋Ｊ　ω（Ｃｏ＋Ｃｔ　）Ｒ。

・・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・＋２７となる。（２）式は共振角周波数ω　　
共振のＱが夫ｐ′ 々、 となる特性を表わしている。

ここで、第４図に示すように、再生前置増幅回路に可変
抵抗２２．可変容量２１を設けると、この可変抵抗２２
をＲ１（Ω〕、可変容量２２をＣ１ＣＦ）としたときに
、ビデオ信号再生装置の共憑角周波数ω２．共振のＱは
、夫々、次のように表わされる。

したがって、可変容量２１．可変抵抗２２により、ビデ
オ信号再生装置の共振周波数、共振のＱを調整すること
ができる。

第６図は可変抵抗２２．可変容量２１に応じたヘッド回
路の出力特性を示したものであって、ｄは所望特性を、
ｅは共振のＱが大きすぎる場合を、ｆは共振周波数が高
すぎる場合を夫々示している。

一般には、共振周波数はＦＭ輝度信号の白レベルに相当
する周波数の前後に、また、共振のＱは３〜５の値に設
定される。

ところで、再生前置増幅回路の入力インピーダンスの容
ｆ戊分（第５因における等価容童３４）は、それを構成
するトランジスタ回路のＰＮ接合部に生ずる空乏層容量
や、再生前置増幅回路をＩＣ化した場合のパッケージの
ビンに付加される寄生容量などに起因し、このために、
容量値に大きなばらつきが生ずる。また、第５図に示し
たヘッド回路の等価インダクタンス２５１等価抵抗２６
゜等価容ｉ２７のいずれにも大きな値のばらつきが生ず
る。

このために、式＋５１．　＋６１から明らかなように、
ビデオ信号再生装置の共成周波数および共邊のＱに大き
なばらつきが生じ、生産されるビデオテープレコーダ毎
にこれらを調整する必要があった。

かかる従来技術の問題点を解消し、特性のばらつきを低
減してその調整を不要とするために次のことが考えられ
る。

即ち、再生前置増幅回路の入力インピーダンスを充分小
さくすることにより、ヘッド回路による共憑のＱが充分
小さくなってダンピングし、再生前置増幅回路の出力時
性が一次遅れの周波数応答待１となり、再生前置増幅回
路の入力側に生ずる容量に影響されな（なる。この周波
数応答特性の高域側は補正回路で補償され、補正回路の
出力特性としては、必要とする所望の周波数応答特性と
なる。

この原理の具体的実施的の一例を第７図に示す。

第７図は、トランジスタ５を増幅段として用いたベース
接地型増幅器回路を構成している。入力インピーダンス
を十分低（設定することにより、端子＋４−１４’間に
−化シル＝４Ｅ　圧Ｖ　ｉ　（Ｖ　：）　ハ、式（１１
［％式％ と表わされる。このとき、ＮＰＮ　）う／ラスタ５のエ
ミッタに注入される信号電流ｉは であるから、ＮＰＮトランジスタ５のコレクタに接続さ
れた負荷抵抗１９をＲＬとすると、ＮＰＮトランジスタ
５の出力′電圧Ｖｊは次式で表わされる。

コノ（１０）式は、低域ゲイｙＧ、ＣｗｔｉｍＶｊ／ｅ
ｏ）＃カットオフ周波数ｆｃ、が、　　　ω−ＯＧ、ｗ
Ｒｔ、／Ｒ０・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・＋９）ｆ　ｃ、　−Ｒ，／　２　ｘ　Ｌ、　　　、、
、、、−、、、、、、、−、、、、−、、、−、−、＝
、　（１ｏ）である−次遅れの周波数応答特性を表わし
ている。

第８図は、第７図の回路で実施される信号ゲイン周波数
特性の一例である。ベース接地型アンプ部のゲインｖ　
、　／　ｅ　０が一点鎖線で、補正回路５３のゲインＡ
が破線で、総合利得ｖ、／ｅ０が実線で示しである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第７図に示すような実施例では、負荷抵抗１９の熱雑音
が比較的大きく、信号対雑音比（以下Ｓ／Ｎと略す）を
劣化させる要因の１つとなっていた。

第７図の回路の８／Ｎに関して、第３図を用いて詳細に
説明する。第３図において２０は負荷抵抗１９の熱雑音
源（雑音電流源として表示）、１５および１６はそれぞ
れ、ヘッド回路を等画表示したときのヘッド誘起電圧お
よびヘッド回路出力インピーダンスを表わす。誘起電圧
１５を６６＋インピーダンス１６をＺｇ　としたとき、
第３図のベース接地型アンプの信号ゲインＧｙは、と表
わされる。一方、負荷抵抗１９に起因する出力雑音電圧
　”ＲＬは、次式で表わされる。

−＄〒　　　　（１２） ただし、４；ボルツマン定数 （−１３８Ｘ１０１ａＪ番に−１） Ｔ；絶対温度〔Ｋ０〕 Δｆｉ帯域幅〔Ｈ２〕 よって、−１の入力換算値は、次式で表わされる。

式（１３）よりわかるように、負荷抵抗１９０入力換算
雑音を小さくするためには、抵抗値几りを大きくすれば
良い。しかし実際には増幅段トランジスタ５のコレクタ
部に付く寄生容量Ｃｓと負荷抵抗ＲＬにより、カットオ
フ周波数ｆＣ＝−１／２πＣｓＲｈなるＩ、ＰＦが形成
されるため、Ｒ１，の値をあまり太き（すると、信号ゲ
インの周波数特性が劣化し問題となる。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、ベース接地型アンプ増幅段トランジスタの
コレクタ負荷抵抗において、コレクタに接続された端子
より取り出される出力を増幅して負荷抵抗の他の一端に
負帰還を施すことにより達成される。

〔作用〕

ベース接地型アンプ増幅段トランジスタのコレクタ負荷
抵抗に対し負帰還を施す。このときの負荷抵抗値を几ｆ
、負帰還ゲインを−Ａとすれば、負帰還された状態での
負荷インピーダンス几°Ｌは１＋Ａ となる。よって、負帰還を施さないときの負荷インピー
ダンスＲＬと同様の負荷インピーダンスを実現するには
、几”ｘ、　＝−ＲＩＬ　　とすれば良い、すなわち、 Ｒ，ｆ　　讃（１＋Ａ）Ｒ，！。

と選べば良い。このときトランジスタ５のコレクタ部で
形成されるＬＰＦのカットオフ周波数ｆｃ’はｆｃ’ｓ
１／２　πＣｓ几′Ｌ　コ１／２πＣ３ＲＬであり全く
劣化が無い。一方、負荷抵抗値は１＋Ａ倍となっている
ため入力換算雑音は式（１３）に示すように１／ツｒ「
〒■−倍に抑圧される。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面によって説明する。

第１図は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を
示す構成図であり、１は磁気テープ、２はビデオヘッド
、３はα−タリートランス、４は結合コンデンサ、５．
６，７．８はＮＰＮトランジスタ、９．１０は抵抗、１
１．１２は定電圧源。

１３は定電流源、１４．１４’は端子である。

同図において、ＮＰＮトランジスタ５．６．７．８．抵
抗９．１０．定電圧源１１．定電流源１３が再生前置増
幅器回路を構成しており、この再生前置増幅器回路はＮ
ＰＮトランジスタ５を増幅段とするベース接地形増幅回
路である。すなわち、ＮＰＮトランジスタ５０ベースは
定電圧源１１により【一定のバイアス電圧が印加され、
エミッタは定電流源１５’ｆｆ介して接地されている。

また、コレクタはＮＰＮ）ランジスタロ０ベースに接続
されるとともに、抵抗９を介してＮＰＮ　トランジスタ
８のエミッタに接続されている。ＮＰＮトランジスタ６
．７．８および負荷抵抗１０は、上記ベース接地形増幅
回路の負荷抵抗９に負帰還を施すための反転増幅回路を
構成している。

第１図の回路のＳ　／　Ｎ　ｖｃ関して嬉２図を用いて
詳細に説明する。第２図において１８は負荷抵抗９の熱
雑音源（雑音電流源として表示）、１７は第１図におい
てＮＰＮトランジスタ６．７．８および抵抗１０で構成
されていた反転増幅回路を記号表示したもので、利得を
−Ａ（Ａ）Ｏ）で表わす。このとき、抵抗９と反転増幅
回路１７によりトランジスタ５のコレクタ部に構成され
る負荷インピーダンスＲＬ°は、次式で表わされる。

このトキ、トランジスタ５のコレクタ部出力までの信号
ゲインＱｖ’は 几Ｌ’　　　Ｒｆ ＧＶ’ツ□−□　　・・−・・・・・・・・・・・（１
５）Ｚｇ　　　（１＋Ａ）Ｚｇ と表わされる。一方、負荷抵抗９に起因する出力雑音電
圧”ｎｆは、次式で表わされる。

よって、”Ｒｆの入力換算値は次式で表わされる。

ところで、第３図に示される従来例と同様の信号ゲイン
周波数特性を第２図の回路で実現するには式（１４）よ
り １＋Ａ すなわち、 ｆＪ、（−（１＋Ａ　）　ＲＬ　　　・・・・・・・・
・・・・・・・（１８）となるようなＲｆ値を選べば良
い。このとき、式（１８）を式（１７）に代入すれば、 となる。式（１９）を式（１５）と比較すれば、すなわ
ち、第３図の従来例に対し、第２図の本発明実施例では
、負荷抵抗の熱雑音が１／１＋Ａ倍に抑圧される。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ベース接池型増１福器回路において、
増幅段トランジスタのコレクタに接続される負荷抵抗の
入力換算雑音を大幅に抑圧できるので、８７Ｎ改善効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるビデオ信号再生装置の一実施例を
示す構成図、甑２図は第１図回路を補足説明するための
構成図、第３図は第７図回路を補足説明するための構成
図、第４図は従来回路の一例を示す構成図、第５図は第
４図に示した再生前置増幅回路を含むビデオ信号再生装
置の等何回路を示す回路図、第６図はその周波数応答特
性図、第７図は再生前置増幅回路の構成図、第８図はそ
の周波数応答特性図である。 ２・・・ビデオヘッド、３・・・ロータリートランス、
５〜８・・・トランジスタ、９〜１０・・・抵抗、１１
・・・定′１圧源、１３・−・定電流源。 代記入弁理士　小　川　勝　男 第　１　口 筋２０ 第　３Ｔ￥１ 第　４図 躬　５　圀 躬７０ １斗 第３０ 湖方］又

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、記録媒体から情報信号を再生するためのヘッド回路
   と、該ヘッド回路の出力信号を増幅する再生前置増幅回
   路と、該再生前置増幅回路の出力信号が供給される補正
   回路とからなり、該再生前置増幅器回路をベース接地形
   増幅器回路で構成し、該ベース接地形増幅器回路の増幅
   段トランジスタのコレクタ出力を反転増幅するための反
   転増幅器回路を設け、該反転増幅器回路の出力を、該増
   幅段トランジスタのコレクタに一端を接続された負荷抵
   抗の他端に接続し帰還を施したことを特徴とするビデオ
   信号再生装置。