JPH03216046A - ディジタル回線終端制御装置 - Google Patents
ディジタル回線終端制御装置Info
- Publication number
- JPH03216046A JPH03216046A JP2013064A JP1306490A JPH03216046A JP H03216046 A JPH03216046 A JP H03216046A JP 2013064 A JP2013064 A JP 2013064A JP 1306490 A JP1306490 A JP 1306490A JP H03216046 A JPH03216046 A JP H03216046A
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- JP
- Japan
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- signal
- frequency
- terminal
- input
- circuit
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 17
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Communication Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はディジタル回線終端制御装置に関し、特に入力
周波数に対応して系を選択する系選択信号を検出して制
御を行うディジタル回線終端制御装置に関する。
周波数に対応して系を選択する系選択信号を検出して制
御を行うディジタル回線終端制御装置に関する。
従来、この種のディジタル回線終端制御装置は、単安定
マルチバイブレー夕に系を設定する周波数に応じた時定
数をもたせて順次検出出力とする構成を有していた。従
来例は第3図に示す様に、終端すべき系の系選択制御装
置が検出回路90のように構成され、モノマルチ回路9
1.92、抵抗93.94及びコンデンサ95.96で
形成されている。モノマルチ回路91は第1の系を示す
入力周波数f.及び第2の系を示す入力周波数f2のパ
ルス波形を端子INから入力し、抵抗93及びコンデン
サ95による時定数T1により端子OUTから後述する
第4図(a),(b)の波形Q3を出力する。モノマル
チ回路92はこの波形Q3を端子INから入力し、抵抗
94及びコンデンサ96による時定数T2により端子O
U Tから第4図(a),(b)の波形Q4を出力す
る。ここで、周波数f.,f2及び時定数”f’l,T
2の関係は次のように設定する。
マルチバイブレー夕に系を設定する周波数に応じた時定
数をもたせて順次検出出力とする構成を有していた。従
来例は第3図に示す様に、終端すべき系の系選択制御装
置が検出回路90のように構成され、モノマルチ回路9
1.92、抵抗93.94及びコンデンサ95.96で
形成されている。モノマルチ回路91は第1の系を示す
入力周波数f.及び第2の系を示す入力周波数f2のパ
ルス波形を端子INから入力し、抵抗93及びコンデン
サ95による時定数T1により端子OUTから後述する
第4図(a),(b)の波形Q3を出力する。モノマル
チ回路92はこの波形Q3を端子INから入力し、抵抗
94及びコンデンサ96による時定数T2により端子O
U Tから第4図(a),(b)の波形Q4を出力す
る。ここで、周波数f.,f2及び時定数”f’l,T
2の関係は次のように設定する。
f,)f2、
1 / f 1< T I < 1 / f 2 <
T 2時定数回路は電圧VCCからそれぞれ抵抗93,
94一接続点一コンデンサ95.96一地気の径路から
なる2つの直列回路における各接続点をモノマルチ回路
の端子R/Cに接続して形成する。
T 2時定数回路は電圧VCCからそれぞれ抵抗93,
94一接続点一コンデンサ95.96一地気の径路から
なる2つの直列回路における各接続点をモノマルチ回路
の端子R/Cに接続して形成する。
次に第4図及び第3図により波形Q3,Q4について説
明する。第4図は入力周波数f1 ・f2の各出力波形
Q3.Q4を示す波形図である。第4図(a)に示す様
に、入力周波数f,のときには1/f,<Tlの条件に
よりコンデンサ95が未放電状態であり、モノマルチ回
路91の出力波形Q3は゛H ”レベルを継続する。モ
ノマルチ回路92は入力が波形Q3の直流レベルとなる
ため、出力波形Q4は゛L″レベルになる。第4図(b
)に示す様に、入力周波数f2のときには、1/f2
>Tlの条件によりコンデンサ95が充放電を繰返し、
モノマルチ回路91の出力波形Q,はバルスを形成する
。モノマルチ回路92は波形Q3が入力周波数f2と一
致するので1/f2<T2の条件により出力波形Q4を
“H”レベルの直流レベルにする。従って、出力波形Q
4が“L ”レベルでは、入力周波数f1の第1の系を
、出力波形Q4が“H ”レベルでは、入力周波数f2
の第2の系を示すことになる。
明する。第4図は入力周波数f1 ・f2の各出力波形
Q3.Q4を示す波形図である。第4図(a)に示す様
に、入力周波数f,のときには1/f,<Tlの条件に
よりコンデンサ95が未放電状態であり、モノマルチ回
路91の出力波形Q3は゛H ”レベルを継続する。モ
ノマルチ回路92は入力が波形Q3の直流レベルとなる
ため、出力波形Q4は゛L″レベルになる。第4図(b
)に示す様に、入力周波数f2のときには、1/f2
>Tlの条件によりコンデンサ95が充放電を繰返し、
モノマルチ回路91の出力波形Q,はバルスを形成する
。モノマルチ回路92は波形Q3が入力周波数f2と一
致するので1/f2<T2の条件により出力波形Q4を
“H”レベルの直流レベルにする。従って、出力波形Q
4が“L ”レベルでは、入力周波数f1の第1の系を
、出力波形Q4が“H ”レベルでは、入力周波数f2
の第2の系を示すことになる。
上述した従来のディジタル回線終端制御装置は、囃安定
マルチバイブレー夕を用いており、外部にコンデンサと
抵抗を使用しているので、LSI化に適さない欠点があ
る。また、素子のバラツキ、経年変化等により系選択が
不安定になる欠点もある。さらに、単安定マルチバイブ
レー夕の一方が障害で出力断になったとき一方のみが選
択されるという問題点がある。
マルチバイブレー夕を用いており、外部にコンデンサと
抵抗を使用しているので、LSI化に適さない欠点があ
る。また、素子のバラツキ、経年変化等により系選択が
不安定になる欠点もある。さらに、単安定マルチバイブ
レー夕の一方が障害で出力断になったとき一方のみが選
択されるという問題点がある。
本発明のディジタル回線終端制御装置は第1及び第2の
周波数の信号を選択するディジタル回線終端制御装置に
おいて、前記第1及び第2の周波数の信号が入力され、
さらに前記第1及び第2の周波数の中間領域にある第3
の周波数の信号を比較のためのクロック信号として、計
数パルスを出力する第1の検出回路と、この第1の検出
回路の出力をリセット入力とし、前記第1及び第2の周
波数より低い第4の周波数の信号を比較のためのクロッ
ク信号として選択信号を出力する第2の検出回路とを有
する。
周波数の信号を選択するディジタル回線終端制御装置に
おいて、前記第1及び第2の周波数の信号が入力され、
さらに前記第1及び第2の周波数の中間領域にある第3
の周波数の信号を比較のためのクロック信号として、計
数パルスを出力する第1の検出回路と、この第1の検出
回路の出力をリセット入力とし、前記第1及び第2の周
波数より低い第4の周波数の信号を比較のためのクロッ
ク信号として選択信号を出力する第2の検出回路とを有
する。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路横成図である。第
1図の実施例は、検出回路10.20及び論理和回路3
0で構成される。検出回路10.20は同一回路であり
、その回路構成はカウンタ11.12及びインバータ1
3.14を有し、インバータ13.14はカウンタ11
.12の出力端子Q及びイネーブル端子Eにそれぞれの
入出力端子を接続ずる。カウンタ11のリセット端子R
S ’T’には入力周波数f1およびf2の信号が接
続され、クロック端子ckには、周波数f,の信号が接
続される。カウンタ12のリセット端子RSTには、イ
ンバータ13の出力が接続され、夕ロック端子ckには
周波数f4の信号が接続される,カウンタ11,12の
出力端子Qでは、波形Q+およびQ2が出力される。こ
こで周波数の関係は次の様に設定される。
1図の実施例は、検出回路10.20及び論理和回路3
0で構成される。検出回路10.20は同一回路であり
、その回路構成はカウンタ11.12及びインバータ1
3.14を有し、インバータ13.14はカウンタ11
.12の出力端子Q及びイネーブル端子Eにそれぞれの
入出力端子を接続ずる。カウンタ11のリセット端子R
S ’T’には入力周波数f1およびf2の信号が接
続され、クロック端子ckには、周波数f,の信号が接
続される。カウンタ12のリセット端子RSTには、イ
ンバータ13の出力が接続され、夕ロック端子ckには
周波数f4の信号が接続される,カウンタ11,12の
出力端子Qでは、波形Q+およびQ2が出力される。こ
こで周波数の関係は次の様に設定される。
f+ >f,>f2>f4
第2図は第1図の実施例の要部の波形図である。
第2図(a>に示す様に、カウンタ11はリセット端子
RSTに周波数f,の信号が入力したとき、クロック端
子ckに入力する周波数f3の信号と比較し、f+>f
sの条件により周波数f,の計数歩進前にリセット端子
RSTに入力があるので、出力波形Q1は“L”レベル
に固定される。カウンタ12は、インバータ13を介し
た波形Q、すなわち゛H″レベルをリセット端子RST
に連続受信する。したがって、カウンタにはクロック端
子ckへの周波数f4の信号の最初のパルスで計数歩進
し、出力波形Q2を゜“H″′レベルにしたままの状態
で停止する。一方、第2図(b)に示す様に、カウンタ
11がリセット端子RSTに周波数f2の信号を受信し
たとき、クロック端子ckに入力する周波数f3の信号
と比較し、f g > f 2の条件により入力周波数
f2の信号と同一の周期のパルスとして波形Q1を出力
する。カウンタ12はリセット端子RSTに周波数f2
の波形Q+を入力し、クロック端子ckに周波数f4の
信号を入力することになるので、f2〉f4の条件から
出力端子QにはレベルLの直流波形Q2を出力する。す
なわち、第1の系の周波数f1の入力では出力波形Q2
が“H゜′レベル、第2の系の周波数f2の入力では、
出力波形Q2が゜“L ”レベルとなるので、系選択が
可能である。検出回路10.20の出力を入力とする論
理和回路30はいずれか一方が障害切断になっても“H
”レベルになる1つの系を優先して選択する。
RSTに周波数f,の信号が入力したとき、クロック端
子ckに入力する周波数f3の信号と比較し、f+>f
sの条件により周波数f,の計数歩進前にリセット端子
RSTに入力があるので、出力波形Q1は“L”レベル
に固定される。カウンタ12は、インバータ13を介し
た波形Q、すなわち゛H″レベルをリセット端子RST
に連続受信する。したがって、カウンタにはクロック端
子ckへの周波数f4の信号の最初のパルスで計数歩進
し、出力波形Q2を゜“H″′レベルにしたままの状態
で停止する。一方、第2図(b)に示す様に、カウンタ
11がリセット端子RSTに周波数f2の信号を受信し
たとき、クロック端子ckに入力する周波数f3の信号
と比較し、f g > f 2の条件により入力周波数
f2の信号と同一の周期のパルスとして波形Q1を出力
する。カウンタ12はリセット端子RSTに周波数f2
の波形Q+を入力し、クロック端子ckに周波数f4の
信号を入力することになるので、f2〉f4の条件から
出力端子QにはレベルLの直流波形Q2を出力する。す
なわち、第1の系の周波数f1の入力では出力波形Q2
が“H゜′レベル、第2の系の周波数f2の入力では、
出力波形Q2が゜“L ”レベルとなるので、系選択が
可能である。検出回路10.20の出力を入力とする論
理和回路30はいずれか一方が障害切断になっても“H
”レベルになる1つの系を優先して選択する。
以上説明した様に本発明はすべてLSI化が可能なカウ
ンタ、インバータ、論理回路から構成されているので、
系選択信号をディジタル化して従来例の単安定マルチバ
イブレー夕の素子バラツキ、経年変化等により時定数の
設定を広範囲に設定しなければならなかった欠点を解決
できる。また、本発明は、2系統から入力する系選択信
号の検出結果を論理和回路を通して出力しているので、
検出回路の一方が障害でも選択信号を出力することがで
きる。
ンタ、インバータ、論理回路から構成されているので、
系選択信号をディジタル化して従来例の単安定マルチバ
イブレー夕の素子バラツキ、経年変化等により時定数の
設定を広範囲に設定しなければならなかった欠点を解決
できる。また、本発明は、2系統から入力する系選択信
号の検出結果を論理和回路を通して出力しているので、
検出回路の一方が障害でも選択信号を出力することがで
きる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
第1図の要部の波形図、第3図は従来例のブロック図、
第4図は第3図の従来例の波形図である。 10.20・・・検出回路、11.12・・・カウンタ
、13.14・・・インバータ、30・・・論埋和回路
。
第1図の要部の波形図、第3図は従来例のブロック図、
第4図は第3図の従来例の波形図である。 10.20・・・検出回路、11.12・・・カウンタ
、13.14・・・インバータ、30・・・論埋和回路
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、第1及び第2の周波数の信号を選択するディジタル
回線終端制御装置において、前記第1及び第2の周波数
の信号が入力され、さらに前記第1及び第2の周波数の
中間領域にある第3の周波数の信号を比較のためのクロ
ック信号として、計数パルスを出力する第1の検出回路
と、この第1の検出回路の出力をリセット入力とし、前
記第1及び第2の周波数より低い第4の周波数の信号を
比較のためのクロック信号として選択信号を出力する第
2の検出回路とを有することを特徴とするディジタル回
線終端制御装置。 2、前記第1および第2の検出回路と、この第1および
第2の検出回路の各出力信号を入力し論理和信号を出力
する回路を有すること特徴とする請求項1記載のディジ
タル回線終端制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013064A JP2811854B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | ディジタル回線終端制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013064A JP2811854B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | ディジタル回線終端制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03216046A true JPH03216046A (ja) | 1991-09-24 |
JP2811854B2 JP2811854B2 (ja) | 1998-10-15 |
Family
ID=11822710
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013064A Expired - Lifetime JP2811854B2 (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | ディジタル回線終端制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2811854B2 (ja) |
-
1990
- 1990-01-22 JP JP2013064A patent/JP2811854B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2811854B2 (ja) | 1998-10-15 |
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