JPH0317312B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ａ 産業上の利用分野 本発明は、４アームデユアルモードスパイラル
アンテナを用いた方位測定用モノパルス受信器の
改良に関する。

ｂ 従来の技術 ４アームデユアルモードスパイラルアンテナを
用いた電波方向探知装置自体は公知の技術であ
る。これに関する詳しい解説が文献
「MICROWAVE JOURNAL」P.85〜102、
Sep.1984、同P.91〜106、Feb 1984、同P.105〜
122、MARCH 1984に掲載されている。

しかしながら、本発明の理解を容易にするため
に、先ず４アームデユアルモードスパイラルアン
テナを用いた電波方向探知装置自体について簡単
に説明する。

４アーム２モードスパイラルアンテナの２次元
モノパルス動作を実現するためには、モードフオ
ーミングネツトワーク（以下MFNと略す）と呼
ばれる給電回路が必要である。

このMFNは、アンテナにΣモードとΔモード
を同時に励振するための回路であり、ハイブリツ
ド回路を組合わせて構成される。この回路には、
種々の構成法が考えられるが、最も単純な回路例
として、第８図に示した構成がある。この回路で
Σ、Δ各端子にＡ、Ｂの電圧を入力した場合を考
えると４アームスパイラルアンテナ側の４つの端
子１〜４には第９図に示す様な出力が現われる。

これをアンテナのΣ、Δモードの個々の入力に
ついて注目するとΣに対してはアンテナアーム番
号順に１／２、ｊ／２、−１／２、−ｊ／２とな
り、Δに対しては１／２、−１／２、１／２、−
１／２となる。これを90゜毎に配置された４アー
ムアンテナに給電すると、Σ端子の給電に対して
は第９図に示すように４アームの空間配置と同相
の給電を行ない、Δ端子に対しては第１０図に示
すように90゜の隣合つたアームに対して180゜毎の
２倍の位相で給電を行なうことになる。

４つのアームにモードフオーミング回路により
90゜づつ位相のずれた給電を行つた時に生じるパ
ターンの説明を行なう。

第１１図で、１〜４は給電点であり、点１′，
２′，３′，４′及び２″，４″は、円周がλの円上
にある点である。給電位相は、反時計まわりに
90゜ずつ遅れた位相関係となつている。この給電
法の時、Σモードとなる。

今、円周λの円（これを第１カレントバンドと
いう）上の点１′で、図示の如くCW方向に、電
流が流れたとする。３′はアーム３上の点で、１
〜１′と３〜３′の線路長は同じで、給電位相は
180゜ずれているから、３′上では、CCW方向の電
流が生じており、図中矢印で示した向きとなる。
従つて図からわかるように、１′と３′の電流の方
向は平行になる。アーム２では、給電点からの線
路長が１〜１′と同じ点は２′であるが、給電位相
が90゜遅れているため、１′と同じ位相となる点は
90゜分即λ／４だけ２′より給電点に近い２″であ
る。２′，２″は第１カレントバンド上の点である
から、空間的にも２′と２″は90゜の点である。こ
うして、１′に隣接した点２″で、平行な電流が流
れる。アーム４でも同様にして、４″で３′と平行
な電流となる。

このように、Ｘ軸上の点１′，２″，４″，３′で
の電流は全て平行となるため、各点では強い輻射
が発生する。第１カレントバンドより内側ではこ
のように隣合つた巻線上の電流が平行となる部分
はないため、電気力線は巻線間で閉じる形とな
り、強い輻射は発生しない。第１カレントバンド
の内側の巻線は、あたかも給電線の如く操作して
いると考えてよい。カレントバンドの外側では、
巻線が無限に広く巻かれていれば円周が波長の
4n＋１倍となる円周上で隣近巻線上の電流が平
行となり、輻射が発生する条件が成立する。しか
し、第１カレントバンドでの輻射により、カレン
トバンド外側へ向かう電流が十分に減衰している
場合には、高次カレントバンドからの影響は小さ
いと考えられる。

こうして、このモードでは第１カレントバンド
からの輻射がパターンに対して支配的であると近
似的にいうことができる。

このモードは第１１図に太い線で示されている
ように、xy面上の円上に、２つの同相のＸ軸方
向の電流セグメントがｙ軸方向に離れて配置され
ている電流分布と等価と考えることができる。こ
れに基づき４アームスパイラルアンテナの軸方向
（ｚ軸）に対して角度θの方向におけるΣモード
の電界のθ方向成分Ｅ（θ）のパターンを調べる
と、電流セグメントはｙ軸上にあるから、xz平
面内のパターンは、原点におかれた２倍の大きさ
の電流セグメント１個のパターンと同じものであ
る。このパターンはヘルツダイポールのパターン
と相似であり、その最大値は２で、この座標系で
は Ｅ（θ）＝2cosθ と表すことができる。

電流分布は周期Ｔ（＝１／周波数）で回転する
から、ｚ軸について回転対称な形となる。

４アームスパイラルで、隣あう給電点に180゜毎
の位相差で給電した時には、Σモードとは全く異
なる動作をする。このモードはΔモードと呼ばれ
ている。

Σモードでは円周λの円上で電流を考えたが、
このモードでは、円周2λの円（これを第２カレ
ントバンドという）上の電流を考える。第１２図
で、１′〜４′，１″〜４″は、第２カレントバンド
上の点である。

同図で、１′には図示の如く、CW方向に、電
流が流れたとする。アーム３上の点３′では、給
電位相が１，１′と同相となり且つ、CW方向に
電流が流れ空間的には１′に対して反平行な電流
が発生している。１′，３′から空間的に90゜離れ
た点１″，３″では１′，１″間及び３′，３″間の線
路長がλ／２となるから、給電点から流れ出す向
きCCWの電流が発生している。アーム２，４上
の電流も給電位相と、線路長を考えて２′，２″，
４′，４″の電流の方向を調べると、第１２図に示
したような電流分布となる。Δモードでも第２カ
レントバンド上で、離近巻線上の電流は平行とな
るのである。しかし、中心に対する対称点（２′
から見た４′etc.）では、反平行であるため、輻
射パターンは全く異なる。

Σモードの時と同様の論議から、カレントバン
ドより外側へ出てゆく電流は小さいと考えられて
いる。第２カレントバンド内側では、電流が第１
カレントバンドを通過してくるが、この領域で
は、隣近巻線間の位相差は給電位相差の関係から
90゜となるため、強い輻射は発生していない。

近似的にはΣモードと同様に、Δモードでは、
第２カレントバンドでの輻射がパターンに対して
支配的であろうといえよう。

Δモードの電流分布から輻射パターンは、距離
2λ／π離れた第１２図示の太い矢印で示された
逆相の２波源のパターンと考えられる。

E₀成分については、電流分布は第１１図の状
態から45゜回転している。ｘ−ｙ面のパターンの
場合ｘ＞０の領域の１対の電流セグメントは、ｘ
軸上の１つの電流セグメントにおきかえられる。
この等価的な電流セグメントの振巾は、もとの√
２倍となる。これはカレントバンド上の電流のｘ
方向の成分は１／√２となり、それが２個分加算
されるためのである。この電流がＥ（θ）成分を
発生する。

第２カレントバンドの円の直径をＤとすると、
両等価電流の原点からの距離ｒは次式で与えられ
る。

ｒ＝Ｄ／２(2)^1/2 すなわち両等価電流の距離はＤ／2^1/2である。

位相がπずれた振巾√２の２つの波源の干渉パ
ターンが、Δモードでのθ方向の電界のθ成分の
パターンＥ（０）を与える。

この干渉パターンを考える時には、等価電流の
素子パターンを考える必要がある。これはΣパタ
ーンと同じくcosθ依存性を仮定すればよいから、
素子パターンは√２cosθとなる。

こうして Ｅ（θ）＝√２cosθ｛exp（jkoDsinθ／２(2)
^1/2）−exp（−jkoDsinθ／２(2)^1/2）｝ ＝２(2)^1/2ｊ cosθsin（koDsinθ／２(2)^1
/2） ｜Ｅ（θ）｜＝２(2)^1/2cosθsin（2^1/2（λg／λo）si
nθ ここで実際のスパイラルアンテナの構造より
λg＝1.4λoであるので次式が得られる。

｜Ｅ｜＝２(2)^1/2cosθsin（1.4・2^1/2sinθ） Σ信号とΔ信号からA_z、E_L角は次のようにし
て求めることができる。

４アームスパイラルアンテナによる、Σモード
とΔモードパターンの位相特性はモードの位相は
極座標の角γの１回転に対し、360゜回転し、Δモ
ードのそれは720゜回転する。従つてΣとΔの位相
差φはγの１回転に対して360゜回転することにな
るので、空間角γと１対１で対応していることに
なる。

この位相差φ＝0゜となる角を＋Az角の軸に一
致する様アンテナを調整しておけばφ＝90゜は−
E_L軸、φ＝180゜はA_z軸、φ＝−90゜は＋E_L軸と一
致することは明らかである。

この位相関係をもつたΣ、Δ信号を第１３図の
様なビームフオーミング回路を通して、ΣとΔ、
ΣとjΔのベクトル和、差（Σ＋Δ、Σ−Δ、Σ
＋jΔ、Σ−jΔ）を合成し、ΣとΔのパターンを
次式で表わされるものとして、 Σ＝2cosθ Δ＝２√２cosθsin（1.4√２sinθ） その合成パターンをみると、φ＝0゜では（Σ＋
Δ）は、A_z＝＋35゜方向ピークを持つビームを形
成し、（Σ＋Δ）はA_z＝−35゜方向でピークを持つ
ビームを形成している。

同様に（Σ＋jΔ）はφ＝90゜でE_L＝−35゜方向で
ピークをもち、（Σ−jΔ）はE_L＝＋35゜方向でピー
クをもつたビームを形成する。

これらを立体的に判りやすく表現すると第１４
図に示すようになる。互のビーム比（対数差）を
みると、20log｜Σ−Δ｜−20log｜Σ＋Δ｜はφ
＝0゜で最大でφ＝90゜では０となり、A_z成分を表
し、20log｜Σ−jΔ｜−20log｜Σ＋jΔ｜はφ＝0゜
で０であり、φ＝90゜で最大となつてE_L成分を表
わしていることは明らかである。

従来の４アームデユアルモードスパイラルアン
テナを用いた方位測定用モノパルス受信器の方位
誤差関数は、アンテナの構成による放射パターン
の形状で一義的に決定されてしまい、その瞬時覆
域は固定されている。更に、その瞬時覆域内の方
位のアンビギユイテイを除くため、Σチヤンネル
とΔチヤンネルの振幅比較回路を必要としてい
た。

従来のこの種の受信器構成を例えば文献
MICROWAVE JOURNAL p.100〜101、
Sep.1983の第１０図、第１１図等を参考にして第
７図に示す。

文献MICROWAVE JOURNAL p.91〜106、
Feb.1984、同p.105〜122、MaRCH.1984等で公知
のように４アームスパイラル構造のアンテナ１ａ
は、モードフオーミング回路２ａとの組合せによ
り、ΣモードとΔモードの２つのビームを同時に
励振・受信することができる。

Σモードの放射パターンを第５図に示す。

放射パターンは、アンテナ中心軸（Ｚ軸）上に
ピークを有する広い単峰特性である。θ方向では
位相変化はないが、中心軸回りの角φ方向で位相
が変化し、φの360゜の変化に対して位相もリニア
に360゜変化する。

Δモードの放射パターンを第６図に示す。

放射パターンは、中心軸上に０点を有する双峰
特性である。その位相はφ方向の360゜に対してそ
の２倍の720゜変化する。

これら２つのモードを用い、その反射波の振幅
比からθを、その位相差からφに関する情報を得
る。このようにして方位測定のモノパルス動作を
行せ得る。実際には、前記文献等で公知のように
θ、φの球面座標でなく、直交座標系に変換し、
アジマス角A_z、エレベーシヨン角E_Lとして求め
ることが多い。このため位相補正回路３ａで位相
補正したのち、Σチヤンネル、Δチヤンネルの出
力Σ、Δをビームフオーミング回路４ａでΣ＋
Δ、Σ−Δ、Σ＋jΔ、Σ−jΔに合成し、各々の
出力を対数アンプ５_1a，５_2a，５_3a，５_4aを通し
て検波回路６_1a，６_2a，６_3a，６_4aで検波し、そ
の各々の出力の差を減算器７_1a，７_2aで求める。

なお第７図において８_1a，８_2aはデバイダまた
は方向性結合器を示し、９_1a，９_2aは対数アンプ
を示し、１０_1a，１０_2aは検波器を示し、１１ａ
は比較回路を示す。

A_z、E_Lは次式で与えられる。

Ｄ（A_z）＝20log｜Σ−Δ／Σ＋Δ｜ ……1a Ｄ（E_L）＝20log｜Σ−jΔ／Σ＋jΔ｜ ……1b ここでＤ（A_z）、Ｄ（E_L）は、A_z角、E_L角を変数
とする予め測定等により得られる既知関数であ
る。

両式は直交軸上では同じ値となり、方位誤差関
数ＤはA_z、E_Lに対して共通に次式で表わすこと
ができる。

Ｄ＝20log｜Σ−Δ／Σ＋Δ｜ ＝20log｜１−Δ／Σ／１＋Δ／Σ｜ ……２ 例えば４アームスパイラルアンテナのパターン
は実験の結果では次の近似式で表われるので、誤
差関数Ｄは４式で表わされる。

Σ＝2cosθ ……３ Δ＝２√２cosθsin（1.4√２sinθ） このように誤差関数Ｄ（θ）は既知関数である
ので、これを逆変換することにより測定したＤ
（A_z）、Ｄ（E_L）を実際のA_z角、E_L角に変換するこ
とができる。

ｃ 発明が解決しようとする問題点 第４図のＫ＝１のグラフは、Ｄ（θ）を0゜≦θ
≦90゜の範囲でプロツトしたもである。Ｋ＝１の
グラフによれば、θ＞15゜では誤差関数Ｄからθ
は一意には定まらない。すなわちアンビギユイテ
イが存在する。しかしθ＜23゜ではΣ＞Δであり、
23゜＜θ＜36゜ではΣ＜Δである。したがつて23゜≦
θ≦36゜の範囲のアンビギユイテイは、ΣとΔの
振幅比較をすることで消え、その方位を求めるこ
とができる。しかしながら、この場合、高価なロ
グアンプ９_1a，９_2a、比較回路１１ａ等で構成さ
れる振幅比較器を必要とする。アンテナパターン
が３式のとき、アンビギユイテイなしの瞬時覆域
は片側で36゜となる。又、θが10゜以内では誤差関
数はθにほぼ比例し、その誤差電圧感度は約
0.9dB／度である。

以上説明した様に誤差関数はアンテナパターン
が決まると一義的に固定される。従つて瞬時覆域
も固定され、かつその瞬時覆域内（上の例では片
側36゜）のアンビギユイテイを除去するのに振幅
比較器を必要としていた。

ｄ 問題点を解決するための手段 本発明に係る方位測定用モノパルス受信器は、
従来の固定されていた誤差関数を可変とし、必要
に応じてその瞬時覆域を可変とすることにより、
振幅比較器を必要としないでその瞬時覆域内のア
ンビギユイテイを除去しまた方位測定分解能を向
上させる。

誤差関数を可変とするために、Σ、Δ両チヤン
ネル又はどちらかのチヤンネルの増幅器に可変利
得増幅器を用いるか又は一定利得増幅器の前段又
は後段に可変減衰器を置き、どちらかのチヤンネ
ルの利得を変化させΔ／Σの比に係数Ｋを乗じる
構成とする。

本発明に係る方位測定用モノパルス受信器の好
ましい実施例においては、必要な覆域又は検出角
度に応じて方位を設定できる基準方位設定手段
と、測定された方位結果とを比較する比較器と、
比較器の結果により利得制御信号を発生する手段
と、Σチヤンネル又はΔチヤンネル中のどちらか
一方もしくはその両方の利得を上記利得制御信号
により可変できる手段を備える。

ｅ 作用 Δ／Σの比に係数Ｋを乗じると、第２式は次の
ようになる。

Ｄ＝20log｜１−KΔ／Σ／１＋KΔ／Σ｜ ……５ Ｋ＝１のときは、従来の技術に相当する（第４
図：Ｋ＝１）。Ｋ＞１のときは誤差関数は傾斜が
急となり、Ｋ＜１のとき誤差関数の傾斜はゆるや
かになる。

例えば４アームスパイラルアンテナのパターン
が３式で表わされるとき、誤差関数Ｄ（θ）は次
式で表わされる。

Ｋ＝0.707、Ｋ＝１（従来技術）、Ｋ＝２の場合
の結果を第４図に示す。

これらから分る通りＫ≦0.707の時には、Ｋ＝
１の場合に生じた36゜以内のアンビギユイテイは
なくなり、ΣとΔの振幅比較の必要はなくなる。
またＫ＝２とすると、その傾斜は急角度となりそ
の誤差電圧感度を約1.8dB／度に増加させること
ができる。

上記の可変利得増幅器又は可変減衰器は、RF
段にまたは、スーパーヘテロダイン構成として
IF段に、あるいはその両方に設けることが可能
である。

上記の可変利得制御は、測定して得られた方位
とあらかじめ設定された基準方位とを比較した結
果によつて、例えば中央制御装置CPUにより行
うことができる。

上記Δ／Σの比Ｋは種々の値に予め設定しそれ
を選択する構成とすることもできる。

ｆ 実施例 第１図は本発明の好ましい実施例のブロツクダ
イヤグラムである。

４アームスパイラル構造のアンテナ１は、モー
ドフオーミング回路２との組合せにより、Σモー
ドとΔモードの２つのビームを同時に励振・受信
する。

受信波は位相調整回路３で位相調整し、利得可
変増幅回路８₁，８₂で増幅される。利得可変増幅
回路８₁，８₂の利得の比率Ｋは利得制御信号発生
手段１２の出力によつて制御される。さらに利得
可変増幅回路に代えて、固定利得増幅回路と減衰
率可変減衰回路の組合せとすることも可能であ
る。この結果、利得可変増幅回路８₁，８₂の出力
Σ、KΔからΣ＋KΔ、Σ−KΔ、Σ＋jKΔ、Σ−
jKΔ；（ｊ；虚数単位）をビームフオーミング回
路４で合成し、各出力を対数アンプ５₁，５₂，５
_３，５₄で対数変換し、検波回路６₁，６₂，６₃，６
_４で検波する（なお対数変換と検波は逆の順序と
することもできる）。検波回路６₁，６₂と６₃，６
_４のそれぞれの出力の差を減算回路７₁，７₂で求
める。減算回路７₁，７₂の出力はそれぞれA_z角、
E_L角に対応する関数となる。

Ｄ（A_z）＝20log｜Σ−KΔ／Σ＋KΔ｜ Ｄ（E_L）＝20log｜Σ−jKΔ／Σ＋jKΔ｜ 上記A_z角、E_L角は、方位比較回路１３におい
て、基準方位設定手段１４に予め設定されている
方位と比較される。方位比較回路１３の出力によ
つて上記利得制御信号発生手段１２が制御され
る。

第２図は本発明の他の好ましい実施例のブロツ
クダイヤグラムである。

この実施例においては、方位比較、基準方位設
定、利得制御信号発生等を中央制御装置CPUを
用いて行う。第１図の実施例と第２の実施例の共
通の部分については同一の参照番号を付し、説明
を省略する。A_z角、E_L角に対応する信号は、そ
れぞれＡ／Ｄ変換回路１５₁，１５₂でデジタル信
号に変換されＩ／Ｏインターフエース１６を経由
して中央制御装置CPU１７に送られる。中央制
御装置CPUにおいて、メモリMEMORY１８に
設定されている基準方位と上記A_z角、E_L角を比
較し、利得制御信号が作られる。上記利得制御信
号は、Ｉ／Ｏインターフエース１６を経由して
Ｄ／Ａ変換回路１９₁，１９₂に送られアナログ信
号に変換されたのち、利得可変増幅回路８₁，８₂
の利得を制御する。

第３図は、本発明に係る方位測定用モノパルス
受信器を用いて方位測定をする実施例のフローチ
ヤートである。

この例は、アンテナ系駆動装置を用いて、自動
的にアンテナ正面を受信波の到来方向に一致させ
る場合を示す。この実施例では、Σチヤンネルと
Δチヤンネルの増幅器の利得の比率Ｋの値として
Ｋ＝0.707、Ｋ＝1.0、Ｋ＝2.0の３値を選択でき、
次の順序でＫの値が選択される。

(1) 方向探知の初期の測定ではＫ＝0.707となる
様ΔまたはΣチヤンネルの利得を制御して、電
圧感度を落して、最大覆域で方位を測定する。

(2) A_z又はE_Lのどちらかが15゜以上であれば別の
手段でアンテナを目標方位に向け再び測定を行
う（DRIVE1）。

(3) 3゜＜A_z＜15゜かつ3゜＜E_L＜15゜であるときＫ＝
１にし、アンテナ方位を測定し、アンテナの向
きを変える（DRIVE2）。

(4) A_z＜3゜かつE_L＜3゜であるときＫ＝２にし、誤
差電圧感度を上げて高分解能測定を行い、アン
テナの向きを変え（DRIVE3）、最終的に測定
値があらかじめ指定された許容範囲Ａ、Ｖ内と
なつたところで動作が終了する。

(5) 何らかの原因で測定結果が覆域外となれば、
Ｋ＝0.707の初期値に戻して正しい方位を求め
る（DRIVE0）。

このように、測定された方位とあらかじめ設定
された方位とを比較し、測定された方位に応じて
Ｋの値を変化させることにより、単一の装置で広
角度領域をアンビギユイテイなく方位を検出し、
最終的に高い精度でその方位を知ることが出来
る。

ｇ 発明の効果 (i) 例えば方位探知の初期測定時は電圧感度を落
して瞬時覆域を広げておき、初期測定終了後ア
ンテナを大よその目標方位に向け、かつ電圧感
度を上げて高い方位分解能で精測定を行うこと
が可能となる。

(ii) 高価な振幅比較器を使用することなく瞬時覆
域内のアンビギユイテイなしで方位を求められ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の好ましい実施例のブロツクダ
イヤグラム、第２図は本発明の他の好ましい実施
例のブロツクダイヤグラム、第３図は本発明に係
る方位測定用モノパルス受信器を用いて方位測定
をする実施例のフローチヤート、第４図はＫをパ
ラメータとする誤差関数Ｄのグラフ、第５図はΣ
モードの放射パターンの概念図、第６図はΔモー
ドの放射パターンの概念図、第７図は従来技術に
よる方位測定用モノパルス受信器のブロツクダイ
ヤグラム、第８図はモードフオーミング回路の概
念図、第９図はΣモードの電流位相を示す４アー
ムスパイラルアンテナの概念図、第１０図はΔモ
ードの電流位相を示す４アームスパイラルアンテ
ナの概念図、第１１図はΣモードの電流分布を示
す４アームスパイラルアンテナの概念図、第１２
図はΔモードの電流分布を示す４アームスパイラ
ルアンテナの概念図、第１３図はビームフオーミ
ング回路の概念図、第１４図はビームフオーミン
グ回路で合成されたビームの方向特性を示す概念
図である。 １……４アームスパイラルアンテナ、２……モ
ードフオーミング回路、３……位相調整回路、４
……ビームフオーミング回路、５₁，５₂，５₃，
５₄……対数アンプ、６₁，６₂，６₃，６₄……検波
回路、７₁，７₂……減算回路、８₁，８₂……利得
可変増幅回路、１２……利得制御信号発生器、１
３……方位比較回路、１４……基準方位設定手
段、１５₁，１５₂……Ａ／Ｄ変換回路、１９₁，
１９₂……Ｄ／Ａ変換回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ４アームデユアルモードスパイラルアンテナ
   とアンテナ給電線と、ΣモードとΔモードの２つ
   のモードを励振・受信するモードフオーミング回
   路と、Σモード信号とΔモード信号をそれぞれ増
   幅する２つの増幅手段と、上記両増加手段の出力
   の比率から方位を計算する方位計算手段を備える
   ４アームデユアルモードスパイラルアンテナを用
   いたモノパルス受信器において、両増幅手段の増
   幅率の比率Ｋが可変であり、A_z角、E_L角を変数
   とする予め測定された既知関数Ｄ（A_z）、Ｄ（E_L）
   の値を次の式に基づいて求め、その逆関数から
   A_z角とE_Lを求め、その角度A_z角、E_L角に応じて
   上記増幅率Ｋを選択・可変する手段を備えること
   を特徴とする４アームデユアルモードスパイラル
   アンテナを用いたモノパルス受信器。 Ｄ（A_z）＝20log｜Σ−KΔ／Σ＋KΔ｜ Ｄ（E_L）＝20log｜Σ−jKΔ／Σ＋jKΔ｜ ２ 上記増幅手段が、上記増幅率の比率Ｋとして
   予め設定された複数個の値から一つの値を選択す
   る選択手段を含むことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の４アームデユアルモードスパイラ
   ルアンテナを用いたモノパルス受信器。 ３ 上記選択手段が、上記A_z角、E_L角の前回測
   定値に基づいて上記比率Ｋを選択することを特徴
   とする特許請求の範囲第２項記載の４アームデユ
   アルモードスパイラルアンテナを用いたモノパル
   ス受信器。 ４ 上記選択手段が、予め設定されたA_z角、E_L
   角と、測定されたA_z角、E_L角を比較する回路を
   含むことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
   の４アームデユアルモードスパイラルアンテナを
   用いたモノパルス受信器。 ５ 上記選択手段が、予め設定されたA_z角、E_L
   角が記憶されるべき記憶回路と、前回に測定され
   たA_z角、E_L角に基づいて上記比率Ｋを選択する
   中央制御装置CPUを備えることを特徴とする特
   許請求の範囲第２項記載の４アームデユアルモー
   ドスパイラルアンテナを用いたモノパルス受信
   器。 ６ 上記アンテナ給電線が、位相補正回路を含む
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４
   アームデユアルモードスパイラルアンテナを用い
   たモノパルス受信器。 ７ 上記増幅手段が、利得可変増幅回路を含むこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４ア
   ームデユアルモードスパイラルアンテナを用いた
   モノパルス受信器。 ８ 上記増幅手段が、固定利得増幅回路と減衰率
   可変回路の組合わせを含むことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の４アームデユアルモード
   スパイラルアンテナを用いたモノパルス受信器。