JPH0317311B2

JPH0317311B2 -

Info

Publication number: JPH0317311B2
Application number: JP43186A
Authority: JP
Inventors: Takashi Nagao; Noryuki Akaha; Kazumi Hotate; Osami Yoshizawa
Original assignee: Tokyo Keiki Co Ltd
Current assignee: Tokyo Keiki Inc
Priority date: 1986-01-06
Filing date: 1986-01-06
Publication date: 1991-03-07
Also published as: JPS62159069A

Description

【発明の詳細な説明】ａ産業上の利用分野本発明は、４アームデユアルモードスパイラル
アンテナを用いた方位測定用モノパルス受信器に
関する。

ｂ従来の技術４アームデユアルモードスパイラルアンテナを
用いた電波方向探知装置自体は公知の技術であ
る。これに関する詳しい解説が文献
「MICROWAVE JOURNAL」P.85〜102、
Sep.1984、同P.91〜106、Feb 1984、同P.105〜
12 ２、MARCH 1984に掲載されている。

しかしながら、本発明の理解を容易にするため
に、先ず４アームデユアルモードスパイラルアン
テナを用いた電波方向探知装置自体について簡単
に説明する。

４アーム２モードスパイラルアンテナの２次元
モノパルス動作を実現するためには、モードフオ
ーミングネツトワーク（以下MFNと略す）と呼
ばれる給電回路が必要である。

このMFNは、アンテナにΣモードとΔモード
を同時に励振するための回路であり、ハイブリツ
ド回路を組合わせて構成される。この回路には、
種々の構成法が考えられるが、最も単純な回路例
として、第１０図に示した構成がある。この回路
でΣ、Δ各端子にＡ、Ｂの電圧を入力した場合を
考えると４アームスパイラルアンテナ側の４つの
端子１〜４には第１１図に示す様な出力が現われ
る。

これをアンテナのΣ、Δモードの個々の入力に
ついて注目するとΣに対してはアンテナアーム番
号順に１／２、ｊ／２、−１／２、−ｊ／２とな
り、Δに対しては１／２、−１／２、１／２、−
１／２となる。これを90゜毎に配置された４アー
ムアンテナに給電すると、Σ端子の給電に対して
は第１２図に示すように４アームの空間配置と同
相の給電を行ない、Δ端子に対しては第１０図に
示すように90゜の隣合つたアームに対して180゜毎
の２倍の位相で給電を行なうことになる。

４つのアームにモードフオーミング回路により
90゜づつ位相のずれた給電を行つた時に生じるパ
ターンの説明を行なう。

第１３図で、１〜４は給電点であり、点１′，
２′，３′，４′及び２″，４″は、円周がλの円上
にある点である。給電位相は、反時計まわりに
90゜ずつ遅れた位相関係となつている。この給電
法の時、Σモードとなる。

今、円周λの円（これを第１カレントバンドと
いう）上の点１′で、図示の如くCW方向に、電
流が流れたとする。３′はアーム３上の点で、１
〜１′と３〜３′の線路長は同じで、給電位相は
180゜ずれているから、３′上では、CCW方向の電
流が生じており、図中矢印で示した向きとなる。
従つて図からわかるように、１′と３′の電流の方
向は平行になる。アーム２では、給電点からの線
路長が１〜１′と同じ点は２′であるが、給電位相
が90゜遅れているため、１′と同じ位相となる点は
90゜分即λ／４だけ２′より給電点に近い２″であ
る。２′，２″は第１カレントバンド上の点である
から、空間的にも２′と２″は90゜の点である。こ
うして、１′に隣接した点２″で、平行な電流が流
れる。アーム４でも同様にして、４″で３′と平行
な電流となる。

このように、Ｘ軸上の点１′，２″，４″，３′で
の電流は全て平行となるため、各点では強い輻射
が発生する。第１カレントバンドより内側ではこ
のように隣合つた巻線上の電流が平行となる部分
はないため、電気力線は巻線間で閉じる形とな
り、強い輻射は発生しない。第１カレントバンド
の内側の巻線は、あたかも給電線の如く操作して
いると考えてよい。カレントバンドの外側では、
巻線が無限に広く巻かれていれば円周が波長の
4n＋１倍となる円周上で隣近巻線上の電流が平
行となり、輻射が発生する条件が成立する。しか
し、第１カレントバンドでの輻射により、カレン
トバンド外側へ向かう電流が十分に減衰している
場合には、高次カレントバンドからの影響は小さ
いと考えられる。

こうして、このモードでは第１カレントバンド
からの輻射がパターンに対して支配的であると近
似的にいうことができる。

このモードは第１３図に太い矢印で示されてい
るように、xy面上の円上に、２つの同相のＸ軸
方向の電流セグメントがｙ軸方向に離れて配置さ
れている電流分布と等価と考えることができる。
これに基づき４アームスパイラルアンテナの軸方
向（ｚ軸）に対して角度θの方向におけるΣモー
ドの電界のθ方向成分、Ｅ（θ）のパターンを調
べると、電流セグメントはｙ軸上にあるから、
xz平面内のパターンは、原点におかれた２倍の
大きさの電流セグメント１個のパターンと同じも
のである。このパターンはヘルツダイポールのパ
ターンと相似であり、その最大値は２で、この座
標系ではＥ（θ）＝2cosθ と表すことができる。

電流分布は周期Ｔ（＝１／周波数）で回転する
から、ｚ軸について回転対称な形となる。

４アームスパイラルで、隣あう給電点に180゜毎
の位相差で給電した時には、Σモードとは全く異
なる動作をする。このモードはΔモードと呼ばれ
ている。

Σモードでは円周λの円上で電流を考えたが、
このモードでは、円周2λの円（これを第２カレ
ントバンドという）上の電流を考える。第１４図
で、１′〜４′，１″〜４″は、第２カレントバンド
上の点である。

同図で、１′には図示の如く、CW方向に、電
流が流れたとする。アーム３上の点３′では、給
電位相が１，１′と同相となり且つ、CW方向に
電流が流れ空間的には１′に対して反平行な電流
が発生している。１′，３′から空間的に90゜離れ
た点１″，３″では１′，１″間及び３′，３″間の線
路長がλ／２となるから、給電点から流れ出す向
きCCWの電流が発生している。アーム２，４上
の電流も給電位相と、線路長を考えて２′，２″，
４′，４″の電流の方向を調べると、第１４図に示
したような電流分布となる。Δモードでも第２カ
レントバンド上で、離近巻線上の電流は平行とな
るのである。しかし、中心に対する対称点（２′
から見た４′etc.）では、反平行であるため、輻
射パターンは全く異なる。

Σモードの時と同様の論議から、カレントバン
ドより外側へ出てゆく電流は小さいと考えられて
いる。第２カレントバンド内側では、電流が第１
カレントバンドを通過してくるが、この領域で
は、隣近巻線間の位相差は給電位相差の関係から
90゜となるため、強い輻射は発生していない。

近似的にはΣモードと同様に、Δモードでは、
第２カレントバンドでの輻射がパターンに対して
支配的であろうといえよう。

Δモードの電流分布から輻射パターンは、距離
2λ／π離れた第１４図示の太い矢印で示された
逆相の２波源のパターンと考えられる。

E₀成分については、電流分布は第１１図の状
態から45゜回転している。ｘ−ｙ面のパターンの
場合ｘ＞０の領域の１対の電流セグメントは、ｘ
軸上の１つの電流セグメントにおきかえられる。
この等価的な電流セグメントの振巾は、もとの√
２倍となる。これはカレントバンド上の電流のｘ
方向の成分は１／√２となり、それが２個分加算
されるためのである。この電流がＥ（θ）成分を
発生する。

第２カレントバンドの円の直径をＤとすると、
両等価電流の原点からの距離ｒは次式で与えられ
る。

ｒ＝Ｄ／２(2)^1/2 すなわち両等価電流の距離はＤ／2^1/2である。

位相がπずれた振巾√２の２つの波源の干渉パ
ターンが、Δモードでのθ方向の電界のθ成分の
パターンＥ（０）を与える。

この干渉パターンを考える時には、等価電流の
素子パターンを考える必要がある。これはΣパタ
ーンと同じくcosθ依存性を仮定すればよいから、
素子パターンは√２cosθとなる。

こうしてＥ（θ）＝√２cosθ｛exp（jkoDsinθ／２(
2)^1/2） −exp（−jkoDsinθ／２(2)^1/2）｝＝２(2)^1
/2ｊ cosθsin（koDsinθ／２(2)^1/2）｜Ｅ（θ）｜＝２(2)^1/2cosθsin（2^1/2（λ
g／λo）sinθ ここで実際のスパイラルアンテナの構造より
λg＝1.4λoであるので次式が得られる。

｜Ｅ｜＝２(2)^1/2cosθsin（1.4・2^1/2sinθ） Σ信号とΔ信号からA_z、E_L角は次のようにし
て求めることができる。

４アームスパイラルアンテナによる、Σモード
とΔモードパターンの位相特性はモードの位相は
極座標の角γの１回転に対し、360゜回転し、Δモ
ードのそれは720゜回転する。従つてΣとΔの位相
差φはγの１回転に対して360゜回転することにな
るので、空間角γと１対１で対応していることに
なる。

この位相差φ＝0゜となる角を＋Az角の軸に一
致する様アンテナを調整しておけばφ＝90゜は−
E_L軸、φ＝180゜はA_z軸、φ＝−90゜は＋E_L軸と一
致することは明らかである。

この位相関係をもつたΣ、Δ信号を第１５図の
様なビームフオーミング回路を通して、ΣとΔ、
ΣとjΔのベクトル和、差（Σ＋Δ、Σ−Δ、Σ
＋jΔ、Σ−jΔ）を合成し、ΣとΔのパターンを
次式で表わされるものとして、 Σ＝2cosθ Δ＝２√２cosθsin（1.4√２sinθ）その合成パターンをみると、φ＝0゜では（Σ＋
Δ）は、A_z＝＋35゜方向ピークを持つビームを形
成し、（Σ＋Δ）はA_z＝−35゜方向でピークを持つ
ビームを形成している。

同様に（Σ＋jΔ）はφ＝90゜でE_L＝−35゜方向で
ピークをもち、（Σ−jΔ）はE_L＝＋35゜方向でピー
クをもつたビームを形成する。

これらを立体的に判りやすく表現すると第１６
図に示すようになる。互のビーム比（対数差）を
みると、20log｜Σ−Δ｜−20log｜Σ＋Δ｜はφ
＝0゜で最大でφ＝90゜では０となり、A_z成分を表
し、20log｜Σ−jΔ｜−20log｜Σ＋jΔ｜はφ＝0゜
で０であり、φ＝90゜で最大となつてE_L成分を表
わしていることは明らかである。

従来のこの種の受信器構成を例えば文献
MICROWAVE JOURNAL p.100〜101、
Sep.1983の第１０図、第１１図等を参考にして第
９図に示す。

文献MICROWAVE JOURNAL p.91〜106、
Feb.1984、同p.105〜122、MaRCH.1984等で公知
のように４アームスパイラル構造のアンテナ１ａ
は、モードフオーミング回路２ａとの組合せによ
り、ΣモードとΔモードの２つのビームを同時に
励振・受信することができる。

Σモードの放射パターンを第７図に示す。

放射パターンは、アンテナ中心軸（Ｚ軸）上に
ピークを有する広い単峰特性である。θ方向では
位相変化はないが中心軸回りの角φ方向で位相が
変化し、φの360゜の変化に対して位相もリニアに
360゜変化する。

Δモードの放射パターンを第８図に示す。

放射パターンは、中心軸上に０点を有する双峰
特性である。その位相はφ方向の360゜に対してそ
の２倍の720゜変化する。

これら２つのモードを用い、その反射波の振幅
比からθを、その位相差からφに関する情報を得
る。このようにして方位測定のモノパルス動作を
行せ得る。実際には前記文献等で公知のように
θ、φの球面座標でなく、直交座標系に変換し、
アジマス角A_z、エレベーシヨン角E_Lとして求め
ることが多い。このため、後述する位相補正回路
３ａで位相補正したのち、方位計算手段で方位が
計算される。すなわちΣチヤンネル、Δチヤンネ
ルの出力をビームフオーミング回路４ａでΣ＋
Δ、Σ−Δ、Σ＋jΔ、Σ−jΔに合成し、各々の
出力を対数アンプ５_1a，５_2a，５_3a，５_4aを通し
て検波回路６_1a，６_2a，６_3a，６_4aで検波し、そ
の各々の出力の差を減算器７_1a，７_2aで求める。

なお第９図において８_1a，８_2aはデバイダまた
は方向性結合器を示し、９_1a，９_2aは対数アンプ
を示し、１０_1a，１０_2aは検波器を示し、１１ａ
は比較回路を示す。

A_z、E_Lは、上記方位計算手段で例えば次式に
従つて計算される。

Ｄ（A_z）＝20log｜Σ−Δ／Σ＋Δ｜ ……1a Ｄ（E_L）＝20log｜Σ−jΔ／Σ＋jΔ｜ ……1b ここでＤ（A_z）、Ｄ（E_L）はA_z角、E_L角を変数と
する予め測定された既知関数であり、その逆関数
から実際のA_z角、E_L角が求められる。

ｃ発明が解決しようとする問題点この方式による方位測定においては、Σモード
とΔモードの位相が同一である面が方位の基準面
とされる。しかしスパイラルアンテナは、その給
電点とスパイラル輻射面上の電流最大点までの道
のりにその動作原理上ΣモードとΔモードとの間
で差があるので、Σモードの信号とΔモードの信
号の位相差は周波数に依存して変化する。したが
つてその同相面である方位基準面は、周波数によ
つてアンテナ中心軸の回りに回転し、これはモノ
パルス動作にとつて好ましくない。この位相回転
量はスパイラルの構造により異なる、平面ログス
パイラルのα＝76゜〜82゜（α：スパイラルの成長
率）の場合の位相回転量を第６図に示す。

周波数による基準面の回転を補正するために、
従来は第９図に示すようにΣチヤンネルに位相補
正用固定線路３ａを設けて、周波数に対して第５
図の直線C₀の様に直線補正をしていた。

しかしこの方法による補正では動作周波数をマ
ルチオクターブまで広げるような使用に対して不
十分であることは明らかであり、より良い補正方
法を必要としていた。本発明は従来の技術による
方位測定用モノパルス受信器の欠点を解決し、マ
ルチオクターブの広帯域にわたつて周波数による
基準位相面の回転を補正することができる方位測
定用モノパルス受信器を提供することを目的とす
る。

ｄ問題点を解決するための手段上記問題点は、動作可能帯域を複数の周波数帯
（バンド）に分割し、各バンド毎に、周波数の一
次関数として位相が変化する位相補正回路と移相
量のその帯域における変化がほぼ無視できる移相
器を直列に結合した基準位相面補正回路を設け、
各バンド毎に基準位相面補正回路をスイツチで切
り替えることにより解決された。

ｅ作用周波数に対する基準位相面の回転量曲線を折線
近似する。

動作周波数帯内の基準位相面の回転量が第５図
の曲線で表わされる時の位相補正を、周波数帯域
を３分割して行う場合について説明する。この時
各バンドは第１のバンドが周波数f₀〜f₁を、第２
のバンドがf₁〜f₂を、第３のバンドがf₂〜f₃をそ
れぞれ分担する。

例えば第１のバンドは周波数f₀、f₁において、
基準位相面の回転量がそれぞれφ₀、φ₁となり、
その中間で基準位相面の回転量φが周波数ｆの一
次関数となるように、補正される。

第５図における（f₀、φ₀）、（f₁、φ₁）を通る直
線φ(f)は、次式で与えられる。

φ(f)＝φ₀f₁−ｆ／f₁−f₀＋φ₁ｆ−f₀／f₁−f₀ ＝φ₀f₁−φ₁f₀／f₁−f₀＋φ₁−φ₀／f₁−f₀ｆ＝b₁＋a₁f b₁＝φ₀f₁−φ₁f₀／f₁−f₀ a₁＝φ₁−φ₀／f₁−f₀ b₁に対応する位相は、移相器を用いて補正され
る。

またa₁fに対応する位相は、周波数の一次関数
として位相が変化する位相補正回路を用いて補正
される。

例えば線路長（電気長）l₁の第１の位相補正用
線路と移相量b₁の第１の移相器をモードフオーミ
ング回路より後段に設け、基準位相面を補正す
る。

ここにおいて l₁＝ｃ／2π φ₁−φ₀／f₁−f₀ b₁＝φ₀f₁−φ₁f₀／f₁−f₀ ｃ：光速同様に第２のバンド、第３のバンドの基準位相
面補正回路を、それぞれ線路長l₂，l₃の位相補正
用線路と、移相量b₂，b₃の移相器で形成し、各バ
ンド毎にスイツチで切り替える。

l₂＝ｃ／2π （φ₂−φ₁）／（f₂−f₁） l₃＝ｃ／2π （φ₃−φ₂）／（f₃−f₂） b₂＝φ₁f₂−φ₂f₁／f₂−f₁ b₃＝φ₂f₃−φ₃f₂／f₃−f₂ この結果、各バンドにおける位相回転量曲線は
折線c₁，c₂，c₃で近似される。

ｆ実施例第１図は本発明に係る方位測定用モノパルス受
信器の好ましい実施例のブロツクダイヤグラムの
主要部である。

４アームスパイラルアンテナ１は、モードフオ
ーミング回路２との組合せにより、ΣモードとΔ
モードの２つのビームを同時に励振・受信する。
モードフオーミング回路２の出力のΣチヤンネル
に複数の基準位相面補正回路３が設けられ、スイ
ツチK₁，K₂，K₃，K₄で択一的に選択される。す
なわちスイツチK₁，K₂により位相補正回路とし
ての線路L₁，L₂，L₃の中の１線路を選択し、ス
イツチK₃，K₄により移相器PS₁，PS₂，PS₃の中
の１移相器を選択する。なお選択されるべきチヤ
ンネルに対応して、スイツチK₁，K₂，K₃，K₄は
連動して切替えられる。

各位相補正用線路L₁，L₂，L₃の線路長および
各移相器の移相量は、「作用」の項の説明に従つ
て各バンド毎に設定される。

基準位相面補正回路３を経由してモードフオー
ミング回路２の出力は、ビームフオーミング回路
４に送られ、ビームフオーミング回路４の出力
S₁，S₂，S₃，S₄は従来技術を用いて処理される。

なお複数の移相器は単一の可変移相器を用い、
その入出力端子を選択可能とすることによつても
実現することができる。あるいは外部信号により
移相量を制御することができる単一の可変移相器
を用いることも可能である。

第２図は本発明に係る方位測定用モノパルス受
信器の他の好ましい実施例のブロツクダイヤグラ
ムの主要部である。

第１図の構成で、RF帯で可変移相器を設置す
ると広帯域のものが必要となり高価となる。そこ
でRFアンプの後をスーパーヘテロダイン構成と
し、IF帯に移相器をバンド毎に１個設け、これ
を第１図と同様にバンド毎に移相量設定を行えば
より安価な構成が得られる。第２図はこの場合の
実施例である。

第１図と対応する部材には同一参照番号を付し
説明を省略する。ミキサ１２₁，１２₂においてモ
ードフオーミング回路２の出力は、分配器１３を
経て局部発振器１４から送られて来た局部発振信
号と混合され、その中間周波数信号が移相器
PS₁，PS₂，PS₃に送られる。

スーパーヘテロダイン構成を採用した場合に
は、IF帯で線路長の切替を行うことも可能であ
る。しかしRFでの場合に比べ線路長が長くなり、
かつIF帯での線路長切替機構が必要となり、構
造的に大きくなる。

第３図は本発明に係る方位測定用モノパルス受
信器の他の好ましい実施例のブロツクダイヤグラ
ムの主要部である。

第１図、第２図と対応する部材については、共
通の参照番号を付し、説明を省略する。

高周波受信器では雑音指数NF改善の為にRFア
ンプを設けることが多い。しかしマルチオクター
ブにわたる広帯域では単一のRFアンプでは難し
い。この場合、帯域を分割して複数のRFアンプ
１５₁，１５₂，１５₃，１５₄，１５₅，１５₆をス
イツチK₁，K₂，K₅，K₆を用いて切替える。位相
補正線路L₁，L₂，L₃はRFアンプ１５₁，１５₂，
１５₃と直列に接続されて設けられている。なお
スイツチK₁，K₂，K₃，K₄，K₅，K₆は連動して
切替えられる。

位相補正線路はモードフオーミング回路の後段
（又はRFアンプの前段）に設けることも可能であ
るが、線路長分の損失と線路切替機構による損失
分だけ受信器の雑音指数（NF）を低下させるの
で好ましくない。このため第３図の実施例では、
RFアンプの出力側にこれを設け、NFの低下を防
止している。

この例では、RFアンプの切替スイツチK₁，K₂
を線路切替スイツチとしても機能させることがで
きるので、小型化、軽量化、コスト低減に効果が
ある。

第４図は本発明に係る方位測定用モノパルス受
信器の他の好ましい実施例のブロツクダイグラム
の主要部である。

第１図ないし第３図の部材に対応する部材につ
いては、共通の参照番号を付して説明を省略す
る。

第４図は第３図の実施例をスーパーヘテロダイ
ン構成としたものである。

第３図と同様に、移相器をIF段に設け、バン
ド切替スイツチK₁，K₂，K₅，K₆に連動するスイ
ツチK₃，K₄で、移相量を制御する。

第１図ないし第４図のいずれの実施例において
も、移相器PS₁，PS₂，PS₃は外部信号を用いて
移相量を選択することができる単一の可変移相器
を用いて実現することができる。

なお、以上の実施例においては、位相補正機構
をΣチヤンネルにのみ設けたが、Σチヤンネルの
電気長をΔチヤンネルより長くし、Δチヤンネル
に位相補正機構を設けることにより基準位相面回
転の補正を行うことも可能である。また双方に設
けることも可能である。

ｆ発明の効果マルチオクターブの広帯域にわたつてスパイラ
ルアンテナのΣモードとΔモードの同位相面を
ほゞ一定に保持することが可能となり、従つてモ
ノパルス受信器の方位測定動作上誤差を小さくす
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第４図は本発明に係る方位測定用
モノパルス受信器の好ましい実施例のブロツクダ
イヤグラムの主要部、第５図は位相回転量の折線
近似を示すグラフ、第６図は成長率αをパラメー
タとし周波数を変数とする位相回転量の例を示す
グラフ、第７図はΣモードの放射パターンの概念
的斜視図、第８図はΔモードの放射パターンの概
念的斜視図、第９図は従来技術による方位測定用
モノパルス受信器の一例のブロツクダイヤグラ
ム、第１０図はモードフオーミング回路の概念
図、第１１図はΣモードの電流位相を示す４アー
ムスパイラルアンテナの概念図、第１２図はΔモ
ードの電流位相を示す４アームスパイラルアンテ
ナの概念図、第１３図はΣモードの電流分布を示
す４アームスパイラルアンテナの概念図、第１４
図はΔモードの電流分布を示す４アームスパイラ
ルアンテナの概念図、第１５図はビームフオーミ
ング回路の概念図、第１６図はビームフオーミン
グ回路で合成されたビームの方向特性を示す概念
図である。１……４アームスパイラルアンテナ、２……モ
ードフオーミング回路、３……基準位相面補正回
路、４……ビームフオーミング回路、１２₁，１
２₂……ミキサ、１３……分配器、１４……局部
発振器、１５₁〜１５₆……RFアンプ、K₁〜K₆…
…切替スイツチ、L₁〜L₃……位相補正用線路、
PS₁〜PS₃……移相器。

Claims

【特許請求の範囲】１４アームデユアルモードスパイラルアンテナ
と、上記スパイラルアンテナをΣモードとΔモー
ドで同時に励信受信するモードフオーミング回路
と、Σモードの信号ΣとΔモード信号ΔからΣ＋
Δ、Σ−Δ、Σ＋jΔ、Σ−jΔの演算を行ない４
つのビームを形成するビームフオーミング回路
と、ビームフオーミング回路の４つの出力から方
位を計算する方位計算手段を備える電波方位測定
用モノパルス受信器において、モードフオーミン
グ回路とビームフオーミング回路の中間に、周波
数の一次関係として位相が変化する移相補正回路
と、その帯域でほぼ位相量が一定である移相器の
組合わせからなる複数の基準位相面補正回路と、
上記基準位相面補正回路を所定の周波数帯域毎に
切替え切替スイツチを備えることを特徴とする４
アームデユアルモードスパイラルアンテナを用い
た方位測定用モノパルス受信器。２上記基準位相面補正回路が、上記モードフオ
ミング回路のΣチヤンネルに設けられていること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４アー
ムデユアルモードスパイラルアンテナを用いた方
位測定用モノパルス受信器。３上記基準位相面補正回路は、上記モードフオ
ーミング回路のΔチヤンネルに設けられているこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４ア
ームデユアルモードスパイラルアンテナを用いた
方位測定用モノパルス受信器。４上記位相補正回路が位相補正用線路からなる
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４
アームデユアルモードスパイラルアンテナを用い
た方位測定用モノパルス受信器。５上記位相補正用線路の電気長l_kが、その周波
数帯域がf_kからf_k+1までであり、必要な位相補正
量のf_kにおける値をφ_k、f_k+1における値をφ_k+1、
ｃを光速とするとき、次式で与えられることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の４アームデ
ユアルモードスパイラルアンテナを用いた方位測
定用モノパルス受信器。 l_k＝ｃ／2π φ_k+1−φ_k／f_k+1−f_k ６上記位相器の位相量b_kが、その周波数帯域が
f_kからf_k+1までであり、必要な位相量のf_kにおけ
る値をφ_k、f_k+1における値をφ_k+1とするとき、次
式で与えられることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の４アームデユアルモードスパイラル
アンテナを用いた方位測定用モノパルス受信器。 b_k＝φ_kf_k+1−φ_k+1f_k／f_k+1−f_k ７上記モードフオーミング回路の出力が、局部
発振器と分配器とミキサーから成る中間周波段
（IF）を経てビームフオーミング回路に送られる
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４
アームデユアルモードスパイラルアンテナを用い
た方位測定用モノパルス受信器。８上記位相器が、上記中間周波段の後段に設け
られていることを特徴とする特許請求の範囲第７
項記載の４アームデユアルモードスパイラルアン
テナを用いた方位測定用モノパルス受信器。９上記モードフオーミング回路の出力がRFア
ンプを経由して基準位相面補正回路に送られるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の４ア
ームデユアルモードスパイラルアンテナを用いた
方位測定用モノパルス受信器。１０上記RFアンプが上記所定の周波数帯域毎
に設けられていることを特徴とする特許請求の範
囲第９項記載の４アームデユアルモードスパイラ
ルアンテナを用いた方位測定用モノパルス受信
器。１１上記複数の移相器が、外部信号により移相
量を制御することができる単一の可変移相器から
なることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の４アームデユアルモードスパイラルアンテナを
用いた方位測定用モノパルス受信器。