JPH03165646A - 4位相復調回路 - Google Patents
4位相復調回路Info
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- JPH03165646A JPH03165646A JP30509989A JP30509989A JPH03165646A JP H03165646 A JPH03165646 A JP H03165646A JP 30509989 A JP30509989 A JP 30509989A JP 30509989 A JP30509989 A JP 30509989A JP H03165646 A JPH03165646 A JP H03165646A
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 5
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明は、衛星放送受信機において、音声信号を復調す
るための4位相復調回路に関し、特に乗算回路の改良に
関するものである。
るための4位相復調回路に関し、特に乗算回路の改良に
関するものである。
「従来の技術」
一般に、衛星放送受信機は第6VIに示すように、放送
衛星(1)からの電波をパラボラアンテナ(2)で受信
し、BSコンバータ(3)でIGIIz帯の中間周波数
帯に変換し、BSチューナ(4)に送られる。
衛星(1)からの電波をパラボラアンテナ(2)で受信
し、BSコンバータ(3)でIGIIz帯の中間周波数
帯に変換し、BSチューナ(4)に送られる。
このBSチューナ(4)では選局回路(5)により希望
するチャンネルを選択し、FM復調回路(6)でFM復
調をした後、映像−音声分離回路(7)で映像信号と音
声信号に分離する。このうち、映像信号はデエンファシ
ス回路(8)、エネルギー拡散信号除去回路(9)によ
ってもとの映像信号を再生し。
するチャンネルを選択し、FM復調回路(6)でFM復
調をした後、映像−音声分離回路(7)で映像信号と音
声信号に分離する。このうち、映像信号はデエンファシ
ス回路(8)、エネルギー拡散信号除去回路(9)によ
ってもとの映像信号を再生し。
テレビ受像機(io)の映像入力端子(11)に加える
。
。
他方、音声信号は4位相復調(以下QPSKという)回
路(12)、PCM復調回路(13)によって復調し、
デエンファシス回路(14)によってもとの音声信号に
再生する。そして前記テレビ受像fi(10)の音声入
力端子(15)に加える。このようにして衛星放送の受
信を可能とする。
路(12)、PCM復調回路(13)によって復調し、
デエンファシス回路(14)によってもとの音声信号に
再生する。そして前記テレビ受像fi(10)の音声入
力端子(15)に加える。このようにして衛星放送の受
信を可能とする。
以上のような衛星放送受信機において、QPSK回路(
12)は第5図のように構成され、音声信号の復調をア
ナログ処理していた。この従来のQPSK回路(12)
において、QPSK信号は乗算器(17) (18)、
L P F (19)(20)を通り、2値化器(21
)(22)と位相差検出器(23)に送られる。位相差
検出器(23)ではQPSK信号の発生側の搬送波の位
相とV CO(24)から発生する再生搬送波の位相差
を比較し、その差が0となるようにVCO(24)に制
御信号を加える。このV CO(24)から−の発振信
号は。
12)は第5図のように構成され、音声信号の復調をア
ナログ処理していた。この従来のQPSK回路(12)
において、QPSK信号は乗算器(17) (18)、
L P F (19)(20)を通り、2値化器(21
)(22)と位相差検出器(23)に送られる。位相差
検出器(23)ではQPSK信号の発生側の搬送波の位
相とV CO(24)から発生する再生搬送波の位相差
を比較し、その差が0となるようにVCO(24)に制
御信号を加える。このV CO(24)から−の発振信
号は。
一方の乗算器(17)に−90’移相器(25)を介し
て送られ、また他方の乗算器(18)にそのまま送られ
て入力したQPSK信号と乗算される。そして位相差が
次第にOになって、復調信号として2値化器(21)(
22)から出力する。なお、 (26)はピットクロッ
ク再生回路である。
て送られ、また他方の乗算器(18)にそのまま送られ
て入力したQPSK信号と乗算される。そして位相差が
次第にOになって、復調信号として2値化器(21)(
22)から出力する。なお、 (26)はピットクロッ
ク再生回路である。
以上のQPSK回路(12)には第3図に示すように、
QPSK信号の位相成分を検出するため1乗算器 (1
7) * タハ(18) トL P F (19)また
は(2o)が従属して接続されている。ここで、QPS
K信号をcos (ωct十φ)と表わし、再生搬送波
をcosωatと表わすと、乗算器(17)による乗算
結果は+(cos(2ωat+φ)+cosφ)となり
、後続のL P F (19)または(20)により、
eO;φ成分だけが取り出される。
QPSK信号の位相成分を検出するため1乗算器 (1
7) * タハ(18) トL P F (19)また
は(2o)が従属して接続されている。ここで、QPS
K信号をcos (ωct十φ)と表わし、再生搬送波
をcosωatと表わすと、乗算器(17)による乗算
結果は+(cos(2ωat+φ)+cosφ)となり
、後続のL P F (19)または(20)により、
eO;φ成分だけが取り出される。
「発明が解決しようとする課題」
しかるに、従来のQPSK回路(12)はすべてアナロ
グ信号で処理していたので、回路パラメータにばらつき
があること、動作がやや不安定であること、VCO(2
4)からの出力は正弦波であるため一90’移相器(2
5)での移相量に誤差が生じることなどの問題があった
。
グ信号で処理していたので、回路パラメータにばらつき
があること、動作がやや不安定であること、VCO(2
4)からの出力は正弦波であるため一90’移相器(2
5)での移相量に誤差が生じることなどの問題があった
。
本出願人は従来の問題点を解決するため第4図に示すよ
うに、QPSKの復調をディジタルで行う回路を提案し
たに の第4図の回路と第5図の従来回路と異なる点は、QP
SK入力端子(16)とディジタル形乗算器(27)
(28)の間に、A/D変換器(31)を挿入し、また
1乗算器(27) (28) トL P F (29)
(30)ハソレぞれディジタル形を用い、さらに、位
相差検出器(23)とV CO(24)の間にD/A変
換器(32)を介在したことである。
うに、QPSKの復調をディジタルで行う回路を提案し
たに の第4図の回路と第5図の従来回路と異なる点は、QP
SK入力端子(16)とディジタル形乗算器(27)
(28)の間に、A/D変換器(31)を挿入し、また
1乗算器(27) (28) トL P F (29)
(30)ハソレぞれディジタル形を用い、さらに、位
相差検出器(23)とV CO(24)の間にD/A変
換器(32)を介在したことである。
このようなディジタル信号処理のQPSK回路(12)
において、第218Iに示すように、ディジタル形の乗
算器(27)とL P F (29)を用い、かつA/
D変換器(31)を挿入すると、特に乗算器(27)は
ハードウェア規模が大きく、演算時間も長くなるなどの
問題がある。
において、第218Iに示すように、ディジタル形の乗
算器(27)とL P F (29)を用い、かつA/
D変換器(31)を挿入すると、特に乗算器(27)は
ハードウェア規模が大きく、演算時間も長くなるなどの
問題がある。
本発明はディジタル処理のQPSK回路において1乗算
器を簡単な回路に置換できるものを得ることを目的とす
る。
器を簡単な回路に置換できるものを得ることを目的とす
る。
「課題を解決するための手段」
本発明はQPSK入力端子に入力したQPSK信号を2
つに分岐し、それぞれ乗算器、LPF、2値化器を介し
て復調出力端子へ送るとともに、前記2つのLPFの出
力を位相検出器を介してVCOへ送り、このvCOの信
号を前記一方の乗算器には移相器を介して、また、他方
の乗算器にはそのまま送ることにより入力した搬送波と
再生搬送波の位相差がOとなるように制御するようにし
たものにおいて、前記QPSK入力端子と乗算器との間
にA/D変換器を介在し、前記乗算器およびLPFはデ
ィジタル形を用い、前記位相検出器とvCOとの間にD
/A変換器を介在し、さらに、前記乗算器は排他的オア
回路で構成してなるものである。
つに分岐し、それぞれ乗算器、LPF、2値化器を介し
て復調出力端子へ送るとともに、前記2つのLPFの出
力を位相検出器を介してVCOへ送り、このvCOの信
号を前記一方の乗算器には移相器を介して、また、他方
の乗算器にはそのまま送ることにより入力した搬送波と
再生搬送波の位相差がOとなるように制御するようにし
たものにおいて、前記QPSK入力端子と乗算器との間
にA/D変換器を介在し、前記乗算器およびLPFはデ
ィジタル形を用い、前記位相検出器とvCOとの間にD
/A変換器を介在し、さらに、前記乗算器は排他的オア
回路で構成してなるものである。
「作用」
QPSK入力端子に入力したQPSK信号をA/D変換
器でディジタル量に変換し、その信号はディジタル乗算
器とディジタルLPFを通過し、2値化器と位相差検出
器に送られる。ここで、再生搬送波はcosωctとQ
PSK信号cos(ωct+φ)とは乗算器でディジタ
ル的に乗算されて+(cos(ωcし+φ)+eosφ
)を得、LPFからcosφの成分だけがとり出される
。2つのLPFの出力が位相差検出器へ送られ、この位
相差検出器ではQPSK信号の発生側の搬送波の位相と
、VCOより発生する再生搬送波の位相差とを比較しそ
の差がOとなるようにD/A変換した信号をvCOに加
える。
器でディジタル量に変換し、その信号はディジタル乗算
器とディジタルLPFを通過し、2値化器と位相差検出
器に送られる。ここで、再生搬送波はcosωctとQ
PSK信号cos(ωct+φ)とは乗算器でディジタ
ル的に乗算されて+(cos(ωcし+φ)+eosφ
)を得、LPFからcosφの成分だけがとり出される
。2つのLPFの出力が位相差検出器へ送られ、この位
相差検出器ではQPSK信号の発生側の搬送波の位相と
、VCOより発生する再生搬送波の位相差とを比較しそ
の差がOとなるようにD/A変換した信号をvCOに加
える。
すなわち、VCOはディジタル動作が困難であるため、
アナログ信号に変換して加える。VCOからは矩形波が
出力するが、これは実質的なディジタル信号であり、こ
れが−90″の移相器を介し。
アナログ信号に変換して加える。VCOからは矩形波が
出力するが、これは実質的なディジタル信号であり、こ
れが−90″の移相器を介し。
また直接乗算器へ加えられてディジタル処理される。
「実施例」
以下、本発明の一実施例を第1図に基き説明する。
第1図において、 (16)はQPSK信号入力端子で
、このQPSK信号入力端子(16)からA/D変換器
(31)を介して排他的オア回路(27a)〜(27n
)からなる乗算器(27)に結合され、さらにL P
F (29)に結合されている。その他は第4図と同一
構成である。
、このQPSK信号入力端子(16)からA/D変換器
(31)を介して排他的オア回路(27a)〜(27n
)からなる乗算器(27)に結合され、さらにL P
F (29)に結合されている。その他は第4図と同一
構成である。
以上のような構成において、QPSK信号入力端子(1
6)に入力したQPSK信号はA/D変換器(31)で
ディジタル値に変換して乗算器(27)へ送られる。
6)に入力したQPSK信号はA/D変換器(31)で
ディジタル値に変換して乗算器(27)へ送られる。
ここで、再生搬送波cosωctとQPSK信号cos
(ωat◆φ)とをディジタル的に乗算するためには
、乗算を一定時間間隔で区切って行う必要があり、また
、その間隔はサンプリング定理を満足する程度に短くな
ければならない。そこで、この間隔を再生搬送波cos
ωctと同期した4倍の周波数fで行うものとする。
(ωat◆φ)とをディジタル的に乗算するためには
、乗算を一定時間間隔で区切って行う必要があり、また
、その間隔はサンプリング定理を満足する程度に短くな
ければならない。そこで、この間隔を再生搬送波cos
ωctと同期した4倍の周波数fで行うものとする。
例えば第7図において、再生搬送波(a)に対し45°
ずれた位置でサンプリングすると、再生搬送波入力は上
、−走、−矛、〃、土、−走、−麦、・・・となるので
、乗算器(27)への再生搬送波入力端子の前にV2倍
回路(24a)を挿入してやると、再生搬送波入力はl
、−1,−1,1,1,−1,−1,・・・となり、+
1か−1となる。
ずれた位置でサンプリングすると、再生搬送波入力は上
、−走、−矛、〃、土、−走、−麦、・・・となるので
、乗算器(27)への再生搬送波入力端子の前にV2倍
回路(24a)を挿入してやると、再生搬送波入力はl
、−1,−1,1,1,−1,−1,・・・となり、+
1か−1となる。
したがって、乗算器(27)はQPSK信号をそのまま
通過させるか、その補数をとるかだけの選択となる。1
の補数の場合は1乗算器(27)は排他的オア回路(2
7a)・・・で構成される。なお、2の補数の場合はさ
らに1段の加算器を加えるだけとなる。
通過させるか、その補数をとるかだけの選択となる。1
の補数の場合は1乗算器(27)は排他的オア回路(2
7a)・・・で構成される。なお、2の補数の場合はさ
らに1段の加算器を加えるだけとなる。
なお、QPSK回路(12)ではcos ωctの乗算
の他に、それと90°位相のずれたsin ωctの乗
算もあり、この場合は、1,1.−1.−1.1,1.
−1.−1.・・・どなって+1と−lの乗算だけで行
なえる。
の他に、それと90°位相のずれたsin ωctの乗
算もあり、この場合は、1,1.−1.−1.1,1.
−1.−1.・・・どなって+1と−lの乗算だけで行
なえる。
「発明の効果」
本発明は上述のように、QPSK回路の乗算器を回路が
簡単で動作の早く、安定した排他的オア回路で構成でき
るものである。
簡単で動作の早く、安定した排他的オア回路で構成でき
るものである。
第1図は本発明による4位相復調回路の乗算器の一実施
例を示すブロック図、第2図はディジタル処理用乗算器
のブロック図、第3図はアナログ処理用乗算器のブロッ
ク図、第4図はディジタル処理用4偉相復調回路のブロ
ック図、第5図はアナログ処理用4偵相復調回路のブロ
ック図、第6図は一般的な衛星放送受信機のブロック図
、第7図は波形図である。 (1)・・・放送衛星、(2)・・・パラボラアンテナ
、(3)・・BSコンバータ、(4)・・・BSチュー
ナ、(5)・・・選局回路、(6)・・・FM復調回路
、(7)・・・映像−音声分離回路、(8)・・・デエ
ンファシス回路、(9)・・・エネルギー拡散信号除去
回路、(10)・・・テレビ受像機、 (11)・・・
映像入力端子、(12)・・・4位相復調回路、(13
)、 (14)・・・デエンファシス回路、(15)・
・・音声六方端子、(16)・・・QPSK入力端子、
(17) (18)・・・乗算器、 (19)(20)
・・・LPF、(21) (22)・・・2値化器、(
23)・・・位相差検出器、 (24) ・−V C0
1(25) −、、−9Q。 移相器、 (26)・・・ピットクロック再生回路、
(27)(28)・・・乗算器、(29) (30)・
・LPF、(31)・・A/D変換器、(32)・・・
D/A変換器。
例を示すブロック図、第2図はディジタル処理用乗算器
のブロック図、第3図はアナログ処理用乗算器のブロッ
ク図、第4図はディジタル処理用4偉相復調回路のブロ
ック図、第5図はアナログ処理用4偵相復調回路のブロ
ック図、第6図は一般的な衛星放送受信機のブロック図
、第7図は波形図である。 (1)・・・放送衛星、(2)・・・パラボラアンテナ
、(3)・・BSコンバータ、(4)・・・BSチュー
ナ、(5)・・・選局回路、(6)・・・FM復調回路
、(7)・・・映像−音声分離回路、(8)・・・デエ
ンファシス回路、(9)・・・エネルギー拡散信号除去
回路、(10)・・・テレビ受像機、 (11)・・・
映像入力端子、(12)・・・4位相復調回路、(13
)、 (14)・・・デエンファシス回路、(15)・
・・音声六方端子、(16)・・・QPSK入力端子、
(17) (18)・・・乗算器、 (19)(20)
・・・LPF、(21) (22)・・・2値化器、(
23)・・・位相差検出器、 (24) ・−V C0
1(25) −、、−9Q。 移相器、 (26)・・・ピットクロック再生回路、
(27)(28)・・・乗算器、(29) (30)・
・LPF、(31)・・A/D変換器、(32)・・・
D/A変換器。
Claims (1)
- (1)QPSK入力端子に入力したQPSK信号を2つ
に分岐し、それぞれ乗算器、LPF、2値化器を介して
復調出力端子へ送るとともに、前記2つのLPFの出力
を位相検出器を介してVCOへ送り、このVCOの信号
を前記一方の乗算器には移相器を介して、また、他方の
乗算器にはそのまま送ることにより入力した搬送波と再
生搬送波の位相差が0となるように制御するようにした
ものにおいて、前記QPSK入力端子と乗算器との間に
A/D変換器を介在し、前記乗算器およびLPFはディ
ジタル形を用い、前記位相検出器とVCOとの間にD/
A変換器を介在し、さらに、前記乗算器は排他的オア回
路で構成してなることを特徴とする4位相復調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1305099A JP2932291B2 (ja) | 1989-11-24 | 1989-11-24 | 4位相復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1305099A JP2932291B2 (ja) | 1989-11-24 | 1989-11-24 | 4位相復調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03165646A true JPH03165646A (ja) | 1991-07-17 |
JP2932291B2 JP2932291B2 (ja) | 1999-08-09 |
Family
ID=17941091
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1305099A Expired - Lifetime JP2932291B2 (ja) | 1989-11-24 | 1989-11-24 | 4位相復調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2932291B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000017532A1 (en) * | 1998-09-22 | 2000-03-30 | Thomson Industries, Inc. | Pillow block bearing |
-
1989
- 1989-11-24 JP JP1305099A patent/JP2932291B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000017532A1 (en) * | 1998-09-22 | 2000-03-30 | Thomson Industries, Inc. | Pillow block bearing |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2932291B2 (ja) | 1999-08-09 |
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