JPH0313830B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0313830B2 JPH0313830B2 JP59159167A JP15916784A JPH0313830B2 JP H0313830 B2 JPH0313830 B2 JP H0313830B2 JP 59159167 A JP59159167 A JP 59159167A JP 15916784 A JP15916784 A JP 15916784A JP H0313830 B2 JPH0313830 B2 JP H0313830B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- terminal
- absorption
- voltage
- absorption capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 64
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 60
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、スイツチング電源装置のスイツチン
グ・トランジスタをスパイク電圧から保護するた
めのスパイク電圧吸収回路（スナバ回路）に関す
るものである。
グ・トランジスタをスパイク電圧から保護するた
めのスパイク電圧吸収回路（スナバ回路）に関す
るものである。
（従来例の構成とその問題点）
従来、電力効率が高く、小型化し易い等の長所
を有するスイツチング方式の安定化直流電源、所
謂、スイツチング電源は、電源装置におけるその
使用比率が急速に高まつている。ところが、スイ
ツチング電源には、しばしば問題となるスイツチ
ングノイズの問題に加えて、スイツチング・トラ
ンジスタのコレクタ端子に現れる高圧のスパイク
電圧の問題がある。近年ではスイツチングに用い
られるトランジスタやFETに比較的高耐圧のも
のが開発されたり、変成器の１次側と２次側との
結合度を高めてスパイク電圧を小さくする工夫が
なされてはいるが、やはり何等かの保護回路がな
くては、トランジスタの破壊を防ぐことはできな
い。即ち、スイツチング・トランジスタの最大導
通時間比率を１／２とすると、そのコレクタ端子
に印加される直流電圧の最大値は、理想的には電
源電圧の２倍になる。しかし、実際にはスパイク
電圧が発生するため、保護回路が挿入されていな
い状態では、コレクタ電圧は電源電圧の３〜５倍
にもなつてしまう。
を有するスイツチング方式の安定化直流電源、所
謂、スイツチング電源は、電源装置におけるその
使用比率が急速に高まつている。ところが、スイ
ツチング電源には、しばしば問題となるスイツチ
ングノイズの問題に加えて、スイツチング・トラ
ンジスタのコレクタ端子に現れる高圧のスパイク
電圧の問題がある。近年ではスイツチングに用い
られるトランジスタやFETに比較的高耐圧のも
のが開発されたり、変成器の１次側と２次側との
結合度を高めてスパイク電圧を小さくする工夫が
なされてはいるが、やはり何等かの保護回路がな
くては、トランジスタの破壊を防ぐことはできな
い。即ち、スイツチング・トランジスタの最大導
通時間比率を１／２とすると、そのコレクタ端子
に印加される直流電圧の最大値は、理想的には電
源電圧の２倍になる。しかし、実際にはスパイク
電圧が発生するため、保護回路が挿入されていな
い状態では、コレクタ電圧は電源電圧の３〜５倍
にもなつてしまう。
第１図は、従来のスパイク電圧吸収回路の構成
を示すもので、１はスイツチング用の主トランジ
スタ、２は主トランジスタ１のベース駆動回路、
３は１次側を１次側直流電源〔以下直流電源とい
う（図示しない）〕に接続し、２次側を整流回路
（図示しない）に接続した変成器、４はダイオー
ド５と、吸収用コンデンサ６と、抵抗器７とから
なるスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧
吸収回路４に入力したスパイク電圧は、ダイオー
ド５を経て吸収用コンデンサ６に充電、吸収され
た上、抵抗器７によつて放電される。
を示すもので、１はスイツチング用の主トランジ
スタ、２は主トランジスタ１のベース駆動回路、
３は１次側を１次側直流電源〔以下直流電源とい
う（図示しない）〕に接続し、２次側を整流回路
（図示しない）に接続した変成器、４はダイオー
ド５と、吸収用コンデンサ６と、抵抗器７とから
なるスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧
吸収回路４に入力したスパイク電圧は、ダイオー
ド５を経て吸収用コンデンサ６に充電、吸収され
た上、抵抗器７によつて放電される。
このように構成された従来例では、１次側直流
電源電圧（以下電流電圧という）を140V（交流
100Vを両波整流したときの値）、主トランジスタ
１の導通時間比率を１／３とすれば、主トランジ
スタ１が遮断状態での安定後のコレクタ電圧は
210Vとなり、ダイオード５のカソード電圧は、
スパイク波形によりコレクタ電圧より少なくとも
30V程度上昇して（スパイク電圧は完全にはなく
ならない）、240V程度になり、抵抗器７には、ダ
イオード５のカソード電圧と電源電圧との差の
100V程度が常時印加されることになる。この関
係を図示すると、第２図のようになる。
電源電圧（以下電流電圧という）を140V（交流
100Vを両波整流したときの値）、主トランジスタ
１の導通時間比率を１／３とすれば、主トランジ
スタ１が遮断状態での安定後のコレクタ電圧は
210Vとなり、ダイオード５のカソード電圧は、
スパイク波形によりコレクタ電圧より少なくとも
30V程度上昇して（スパイク電圧は完全にはなく
ならない）、240V程度になり、抵抗器７には、ダ
イオード５のカソード電圧と電源電圧との差の
100V程度が常時印加されることになる。この関
係を図示すると、第２図のようになる。
今、抵抗７の抵抗値を5kΩとすると、電力損
失WLは、 WL＝1002／5000＝２（Ｗ） と極めて大きな値となり、スイツチング電源装置
の電力効率の向上を妨げたり、放熱設計を困難に
する上、抵抗器７の許容電力損失が大きくなると
共に、抵抗器７の形状が大きくなつて、装置の小
型化を阻害し、更には、抵抗器７の抵抗値を上げ
て許容電力損失を低下させると、スパイク電圧の
吸収効果も低下させてしまう欠点があつた。
失WLは、 WL＝1002／5000＝２（Ｗ） と極めて大きな値となり、スイツチング電源装置
の電力効率の向上を妨げたり、放熱設計を困難に
する上、抵抗器７の許容電力損失が大きくなると
共に、抵抗器７の形状が大きくなつて、装置の小
型化を阻害し、更には、抵抗器７の抵抗値を上げ
て許容電力損失を低下させると、スパイク電圧の
吸収効果も低下させてしまう欠点があつた。
（発明の目的）
本発明の目的は、抵抗器の許容電力損失を生じ
ることなくスパイク電圧を吸収すると共に、電力
効率が良く、発熱の少ないスパイク電圧吸収回路
を提供することにある。
ることなくスパイク電圧を吸収すると共に、電力
効率が良く、発熱の少ないスパイク電圧吸収回路
を提供することにある。
（発明の構成）
本発明は、スパイク電圧を充電するときには、
吸収用コンデンサが１次側直流電源の高電位側端
子と主トランジスタのコレクタ端子の間に接続さ
れ、吸収用コンデンサから放電するときには、吸
収用コンデンサが１次側直流電源の低電位側端子
と１次側直流電源の高電位側端子との間に接続さ
れるように、吸収用コンデンサの接続をスイツチ
ング素子によつて切り換えることにより、スパイ
ク電圧を吸収して得たエネルギーを無損失で直流
電源に帰還させるようにしたものである。
吸収用コンデンサが１次側直流電源の高電位側端
子と主トランジスタのコレクタ端子の間に接続さ
れ、吸収用コンデンサから放電するときには、吸
収用コンデンサが１次側直流電源の低電位側端子
と１次側直流電源の高電位側端子との間に接続さ
れるように、吸収用コンデンサの接続をスイツチ
ング素子によつて切り換えることにより、スパイ
ク電圧を吸収して得たエネルギーを無損失で直流
電源に帰還させるようにしたものである。
（実施例の説明）
第３図は、本発明の一実施例の回路構成を示す
もので、第１図の符号と同一符号のものは同一部
分を示しており、又、８は商用の交流電源、９は
整流用のダイオード１０，１１，１２及び１３か
らなる整流回路、１４は平滑コンデンサで、交流
電源８、整流回路９及び平滑用コンデンサ１４で
１次側直流電源（以下直流電源という）を構成し
ており、交流電源８から出力された交流電圧は、
整流回路９において整流された後、平滑用コンデ
ンサ１４によつて平滑されて、１次側直流電源電
圧（以下電源電圧という）となる。１５はダイオ
ード５と、吸収用コンデンサ６と、スイツチング
素子１６及び１７とからなるスパイク電圧吸収回
路で、このスパイク電圧吸収回路１５は主トラン
ジスタ１のコレクタ端子に接続されており、スイ
ツチング素子１６及び１７の可動接点が第３図に
示した位置にあるときには、直流電源のプラス側
が低電位に、主トランジスタ１のコレクタ端子側
が高電位になつて、吸収用コンデンサ６は充電状
態になり、スイツチング素子１６及び１７の可動
接点が第３図に示した位置と反対側にあるときに
は、直流電源のマイナス側が低電位に、そのプラ
ス側が高電位になつて、吸収用コンデンサ６は放
電状態になる。
もので、第１図の符号と同一符号のものは同一部
分を示しており、又、８は商用の交流電源、９は
整流用のダイオード１０，１１，１２及び１３か
らなる整流回路、１４は平滑コンデンサで、交流
電源８、整流回路９及び平滑用コンデンサ１４で
１次側直流電源（以下直流電源という）を構成し
ており、交流電源８から出力された交流電圧は、
整流回路９において整流された後、平滑用コンデ
ンサ１４によつて平滑されて、１次側直流電源電
圧（以下電源電圧という）となる。１５はダイオ
ード５と、吸収用コンデンサ６と、スイツチング
素子１６及び１７とからなるスパイク電圧吸収回
路で、このスパイク電圧吸収回路１５は主トラン
ジスタ１のコレクタ端子に接続されており、スイ
ツチング素子１６及び１７の可動接点が第３図に
示した位置にあるときには、直流電源のプラス側
が低電位に、主トランジスタ１のコレクタ端子側
が高電位になつて、吸収用コンデンサ６は充電状
態になり、スイツチング素子１６及び１７の可動
接点が第３図に示した位置と反対側にあるときに
は、直流電源のマイナス側が低電位に、そのプラ
ス側が高電位になつて、吸収用コンデンサ６は放
電状態になる。
このように構成された本実施例では、吸収用コ
ンデンサ６の充放電のタイミング、即ち、スイツ
チング素子１６及び１７の切り替わるタイミング
は、主トランジスタ１のスイツチングのタイミン
グと同期しており、主トランジスタ１がスパイク
電圧を発生する遮断時は吸収用コンデンサ６への
充電期間となり、又、主トランジスタ１のコレク
タ端子の電圧が下がる導通時は放電期間となる。
ンデンサ６の充放電のタイミング、即ち、スイツ
チング素子１６及び１７の切り替わるタイミング
は、主トランジスタ１のスイツチングのタイミン
グと同期しており、主トランジスタ１がスパイク
電圧を発生する遮断時は吸収用コンデンサ６への
充電期間となり、又、主トランジスタ１のコレク
タ端子の電圧が下がる導通時は放電期間となる。
即ち、主トランジスタ１が導通しているときに
は、吸収用コンデンサ６の一方の端子は直流電源
のプラス側に、吸収用コンデンサ６の他方の端子
は直流電源のマイナス側にそれぞれ接続されるの
で、吸収用コンデンサ６の端子間の電位差は、当
然、電源電圧と等しくなる。そして、主トランジ
スタ１が遮断された瞬間は、吸収用コンデンサ６
が充電状態に切り替わつて、吸収用コンデンサ６
の高電位側の端子が主トランジスタ１のコレクタ
に接続され、吸収用コンデンサ６の低電位側の端
子が直流電源のプラス側に接続されるため、吸収
用コンデンサ６の高電位側の端子の電圧は更に電
源電圧分だけ上積みされて、電源電圧の２倍とな
る。このとき、主トランジスタ１は大きなスパイ
ク電圧を発生しようとするが、主トランジスタ１
のコレクタ端子の電圧が電源電圧の２倍まで上が
ると、それ以降は吸収用コンデンサ６に充電電流
が流れて、スパイク電圧の上昇は小さく押えられ
る。従つて、吸収用コンデンサ６の両端子間の電
位差は、電源電圧よりやや高い値まで上昇した以
降、充電電流が停止すると、その値のまま保持さ
れる。次に、主トランジスタ１が再び導通する
と、吸収用コンデンサ６が放電状態に切り替わつ
て、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差が電
源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平滑
用コンデンサ１４に流れ込む。詰り、スパイク電
圧のエネルギーが直流電源に無損失で帰還された
ことになる。この場合、平滑用コンデンサ１４の
容量は、吸収用コンデンサ６に比べて十分大きい
ので（通常1000倍以上）、平滑用コンデンサ１４
の両端子間電位差に与える影響は無視できる。以
上の動作によつて、主トランジスタ１のコレクタ
端子の最大電圧は、電源電圧の２倍よりやや高い
程度の値で押えることができる。例えば、電源電
圧が140Vであれば、コレクタ端子での最大電圧
は、140V×２＋αとなり、αの値として、第１
図の従来例の説明で用いた30Vを代入すれば、最
大電圧は310Vとなる。そこで、この関係を図示
すると、第４図のようになる。但し、第４図から
分かるように、主トランジスタ１の遮断時におけ
るコレクタ電圧の定常値が、電源電圧の２倍以上
となるような場合には、本発明は利用できない。
換言すると、主トランジスタ１の最大導通時間比
率を１／２とする必要があることを意味する。何
故ならば、導通時間比率をｒで表せば、前述のコ
レクタ電圧の定常値は、電源電圧の１／（１−
ｒ）倍となるからである。ところで、通常のスイ
ツチング電源装置では、原理上スイツチング・ト
ランジスタの導通時間比率は最大１／２であり、
大半の製品においてはやや余裕をとつて、最大導
通時間比率を40％程度としている。従つて、上記
の１／２以下という条件は実用上、本発明の適用
範囲を狭めるものではないことがわかる。
は、吸収用コンデンサ６の一方の端子は直流電源
のプラス側に、吸収用コンデンサ６の他方の端子
は直流電源のマイナス側にそれぞれ接続されるの
で、吸収用コンデンサ６の端子間の電位差は、当
然、電源電圧と等しくなる。そして、主トランジ
スタ１が遮断された瞬間は、吸収用コンデンサ６
が充電状態に切り替わつて、吸収用コンデンサ６
の高電位側の端子が主トランジスタ１のコレクタ
に接続され、吸収用コンデンサ６の低電位側の端
子が直流電源のプラス側に接続されるため、吸収
用コンデンサ６の高電位側の端子の電圧は更に電
源電圧分だけ上積みされて、電源電圧の２倍とな
る。このとき、主トランジスタ１は大きなスパイ
ク電圧を発生しようとするが、主トランジスタ１
のコレクタ端子の電圧が電源電圧の２倍まで上が
ると、それ以降は吸収用コンデンサ６に充電電流
が流れて、スパイク電圧の上昇は小さく押えられ
る。従つて、吸収用コンデンサ６の両端子間の電
位差は、電源電圧よりやや高い値まで上昇した以
降、充電電流が停止すると、その値のまま保持さ
れる。次に、主トランジスタ１が再び導通する
と、吸収用コンデンサ６が放電状態に切り替わつ
て、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差が電
源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平滑
用コンデンサ１４に流れ込む。詰り、スパイク電
圧のエネルギーが直流電源に無損失で帰還された
ことになる。この場合、平滑用コンデンサ１４の
容量は、吸収用コンデンサ６に比べて十分大きい
ので（通常1000倍以上）、平滑用コンデンサ１４
の両端子間電位差に与える影響は無視できる。以
上の動作によつて、主トランジスタ１のコレクタ
端子の最大電圧は、電源電圧の２倍よりやや高い
程度の値で押えることができる。例えば、電源電
圧が140Vであれば、コレクタ端子での最大電圧
は、140V×２＋αとなり、αの値として、第１
図の従来例の説明で用いた30Vを代入すれば、最
大電圧は310Vとなる。そこで、この関係を図示
すると、第４図のようになる。但し、第４図から
分かるように、主トランジスタ１の遮断時におけ
るコレクタ電圧の定常値が、電源電圧の２倍以上
となるような場合には、本発明は利用できない。
換言すると、主トランジスタ１の最大導通時間比
率を１／２とする必要があることを意味する。何
故ならば、導通時間比率をｒで表せば、前述のコ
レクタ電圧の定常値は、電源電圧の１／（１−
ｒ）倍となるからである。ところで、通常のスイ
ツチング電源装置では、原理上スイツチング・ト
ランジスタの導通時間比率は最大１／２であり、
大半の製品においてはやや余裕をとつて、最大導
通時間比率を40％程度としている。従つて、上記
の１／２以下という条件は実用上、本発明の適用
範囲を狭めるものではないことがわかる。
第５図は、本発明の他の実施例の具体例を示す
もので、第３図の符号と同一符号のものは同一部
分を示しており、又、１８は、主トランジスタ１
の制御信号を偏移させたバイアス電圧を信号とし
て出力するバイアス変換回路１９と、コレクタを
ダイオード５と吸収用コンデンサ６との間に接続
し、エミツタを直流電源のプラス側に接続し、ベ
ースをバイアス変換回路１９に接続した、スイツ
チング素子として機能する放電用トランジスタ２
０と、吸収用コンデンサ６と直流電源のプラス側
との間に接続したダイオード２１と、吸収用コン
デンサ６と直流電源のマイナス側との間に接続し
たダイオード２２とからなるスパイク電圧吸収回
路で、主トランジスタ１と放電用トランジスタ２
０とは同時に導通或いは遮断するように動作す
る。
もので、第３図の符号と同一符号のものは同一部
分を示しており、又、１８は、主トランジスタ１
の制御信号を偏移させたバイアス電圧を信号とし
て出力するバイアス変換回路１９と、コレクタを
ダイオード５と吸収用コンデンサ６との間に接続
し、エミツタを直流電源のプラス側に接続し、ベ
ースをバイアス変換回路１９に接続した、スイツ
チング素子として機能する放電用トランジスタ２
０と、吸収用コンデンサ６と直流電源のプラス側
との間に接続したダイオード２１と、吸収用コン
デンサ６と直流電源のマイナス側との間に接続し
たダイオード２２とからなるスパイク電圧吸収回
路で、主トランジスタ１と放電用トランジスタ２
０とは同時に導通或いは遮断するように動作す
る。
このように構成された本具体例では、主トラン
ジスタ１が遮断されているときには、吸収用コン
デンサ６の高電位側の端子がダイオード５を介し
て主トランジスタ１のコレクタに接続されると共
に、吸収用コンデンサ６の低電位側の端子がダイ
オード２１を介して直流電源のプラス側に接続さ
れて、吸収用コンデンサ６が充電状態になり、ス
パイク電圧が吸収用コンデンサ６に充電される。
又、主トランジスタ１が導通しているときには、
吸収用コンデンサ６の一方の端子は放電用トラン
ジスタ２０を介して直流電源のプラス側に接続さ
れると共に、吸収用コンデンサ６の他方の端子は
ダイオード２２を介して直流電源のマイナス側に
接続されて、吸収用コンデンサ６が放電状態にな
り、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差が電
源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平滑
用コンデンサ１４に流れ込む。但し、このスパイ
ク電圧吸収回路１８では、ダイオード５，２１，
２２の順方向電圧降下及び放電用トランジスタ２
０のコレクタ、エミツタ間の飽和電圧によつて多
少の損失が発生するが、従来の方式による本質的
な損失と比較すれば、極めて小さい。又、放電用
トランジスタ２０は、比較的小容量（0.01〜
0.1μF）の吸収用コンデンサ６の放電を行うだけ
なので、許容コレクタ損失の小さいものでもよ
い。
ジスタ１が遮断されているときには、吸収用コン
デンサ６の高電位側の端子がダイオード５を介し
て主トランジスタ１のコレクタに接続されると共
に、吸収用コンデンサ６の低電位側の端子がダイ
オード２１を介して直流電源のプラス側に接続さ
れて、吸収用コンデンサ６が充電状態になり、ス
パイク電圧が吸収用コンデンサ６に充電される。
又、主トランジスタ１が導通しているときには、
吸収用コンデンサ６の一方の端子は放電用トラン
ジスタ２０を介して直流電源のプラス側に接続さ
れると共に、吸収用コンデンサ６の他方の端子は
ダイオード２２を介して直流電源のマイナス側に
接続されて、吸収用コンデンサ６が放電状態にな
り、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差が電
源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平滑
用コンデンサ１４に流れ込む。但し、このスパイ
ク電圧吸収回路１８では、ダイオード５，２１，
２２の順方向電圧降下及び放電用トランジスタ２
０のコレクタ、エミツタ間の飽和電圧によつて多
少の損失が発生するが、従来の方式による本質的
な損失と比較すれば、極めて小さい。又、放電用
トランジスタ２０は、比較的小容量（0.01〜
0.1μF）の吸収用コンデンサ６の放電を行うだけ
なので、許容コレクタ損失の小さいものでもよ
い。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、スパイ
ク電圧吸収回路を吸収用コンデンサとスイツチと
で構成し、且つ、充電時と放電時とで電流の経路
が切り換わるように吸収用コンデンサを接続する
ことによつて、損失を発生することなくスパイク
電圧によるエネルギーを電源に帰還することがで
きると共に、スパイク波形の制限電圧を電源電圧
の２倍付近に設定できる利点がある。又、損失が
低減されたことにより、スイツチング電源自体の
小型化や、放熱設計の簡素化ができる利点があ
る。
ク電圧吸収回路を吸収用コンデンサとスイツチと
で構成し、且つ、充電時と放電時とで電流の経路
が切り換わるように吸収用コンデンサを接続する
ことによつて、損失を発生することなくスパイク
電圧によるエネルギーを電源に帰還することがで
きると共に、スパイク波形の制限電圧を電源電圧
の２倍付近に設定できる利点がある。又、損失が
低減されたことにより、スイツチング電源自体の
小型化や、放熱設計の簡素化ができる利点があ
る。
第１図は従来のスパイク電圧吸収回路の構成
図、第２図は従来のスパイク電圧吸収回路の各部
の出力波形図、第３図は本発明の一実施例の回路
構成図、第４図は本発明の一実施例の各部の出力
波形図、第５図は本発明の他の具体例の構成図で
ある。 １……主トランジスタ、５，２１，２２……ダ
イオード、６……吸収用コンデンサ、１６，１７
……スイツチング素子（２０……放電用トランジ
スタ）。
図、第２図は従来のスパイク電圧吸収回路の各部
の出力波形図、第３図は本発明の一実施例の回路
構成図、第４図は本発明の一実施例の各部の出力
波形図、第５図は本発明の他の具体例の構成図で
ある。 １……主トランジスタ、５，２１，２２……ダ
イオード、６……吸収用コンデンサ、１６，１７
……スイツチング素子（２０……放電用トランジ
スタ）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング電源装置の１次側直流電源電圧
をスイツチングする主トランジスタのコレクタに
現れるスパイク電圧を吸収して、前記主トランジ
スタを保護するスパイク電圧吸収回路において、
前記主トランジスタのコレクタ端子に発生したス
パイク電圧を充電、吸収する吸収用コンデンサが
具備され、前記スパイク電圧を充電するときに
は、前記吸収用コンデンサが１次側直流電源の高
電位側端子と前記主トランジスタのコレクタ端子
の間に接続され、前記吸収用コンデンサから放電
するときには、前記吸収用コンデンサが前記１次
側直流電源の低電位側端子と前記１次側直流電源
の高電位側端子との間に接続されるように、前記
吸収用コンデンサの接続をスイツチング素子によ
つて切り換えることを特徴とするスパイク電圧吸
収回路。 ２ 前記主トランジスタは導通時間比率が１／２
以下に設定されることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のスパイク電圧吸収回路。 ３ 前記吸収用コンデンサは、アノード端子を前
記主トランジスタのコレクタ端子に接続し、カソ
ード端子を前記吸収用コンデンサの一方の端子と
接続した第１のダイオードと、アノード端子を前
記吸収用コンデンサの他方の端子と接続し、カソ
ード端子を前記１次側直流電源の高電位側の端子
と接続した第２のダイオードと、アノード端子を
前記１次側直流電源の低電位側の端子と接続し、
カソード端子を前記吸収用コンデンサと前記第２
のダイオードとの接続点に接続した第３のダイオ
ードと、前記第１のダイオードと前記吸収用コン
デンサとの接続点と前記１次側電源電圧の高電位
側の端子との間に設置された前記スイツチング素
子とで構成された回路によつて充放電が制御され
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
スパイク電圧吸収回路。 ４ 前記スイツチング素子は、前記主トランジス
タの制御信号によつて制御されることを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載のスパイク電圧吸収
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15916784A JPS6142274A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15916784A JPS6142274A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6142274A JPS6142274A (ja) | 1986-02-28 |
| JPH0313830B2 true JPH0313830B2 (ja) | 1991-02-25 |
Family
ID=15687735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15916784A Granted JPS6142274A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6142274A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9072444B2 (en) | 2006-12-05 | 2015-07-07 | Covidien Lp | ECG lead set and ECG adapter system |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH062472Y2 (ja) * | 1986-06-27 | 1994-01-19 | 日本電気株式会社 | 磁気増幅器制御型スイツチング電源 |
| JPH0537670Y2 (ja) * | 1986-08-20 | 1993-09-22 | ||
| JPS6439268A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-09 | Toko Inc | Switching power circuit |
| CN105144581A (zh) * | 2013-04-25 | 2015-12-09 | 日立汽车系统株式会社 | 电磁线圈的驱动控制装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5869463A (ja) * | 1981-10-21 | 1983-04-25 | Nec Corp | カレントスナバ−回路 |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP15916784A patent/JPS6142274A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5869463A (ja) * | 1981-10-21 | 1983-04-25 | Nec Corp | カレントスナバ−回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9072444B2 (en) | 2006-12-05 | 2015-07-07 | Covidien Lp | ECG lead set and ECG adapter system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6142274A (ja) | 1986-02-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6024664B2 (ja) | スイツチング形電源回路 | |
| JPH0313830B2 (ja) | ||
| JPH0260093B2 (ja) | ||
| JPH07261860A (ja) | 電源回路 | |
| JPS6142275A (ja) | スパイク電圧吸収回路 | |
| JP3187757B2 (ja) | スイッチング手段の駆動回路 | |
| JPH07143733A (ja) | スナバ回路 | |
| JP3413547B2 (ja) | 電磁機器の電源供給装置 | |
| JPH0622543A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002320382A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH04588Y2 (ja) | ||
| JPH0646600B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0521993Y2 (ja) | ||
| JPH0445436Y2 (ja) | ||
| JP3373194B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2001111398A (ja) | 半導体双方向スイッチ用スパイク電圧抑制回路 | |
| JPH0474929B2 (ja) | ||
| JPS6125354Y2 (ja) | ||
| JPS6112471B2 (ja) | ||
| JPH0214289Y2 (ja) | ||
| JPH03218258A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0732598B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS6223270Y2 (ja) | ||
| KR870001261Y1 (ko) | 녹음기용 타이머 스탠드 바이-스위치의 오동작 방지회로 | |
| JP2842916B2 (ja) | インバータ回路 |