JPH03123122A - 並列比較型a/d変換器 - Google Patents
並列比較型a/d変換器Info
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- JPH03123122A JPH03123122A JP26116489A JP26116489A JPH03123122A JP H03123122 A JPH03123122 A JP H03123122A JP 26116489 A JP26116489 A JP 26116489A JP 26116489 A JP26116489 A JP 26116489A JP H03123122 A JPH03123122 A JP H03123122A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 24
- 239000000872 buffer Substances 0.000 abstract description 3
- 210000004899 c-terminal region Anatomy 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 101100274507 Caenorhabditis elegans cki-1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101001077374 Oryza sativa subsp. japonica UMP-CMP kinase 3 Proteins 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
この発明は、例えばカラー映像信号をA/D変換するの
に使用して好適な並列比較型A/D変換器に間する。
に使用して好適な並列比較型A/D変換器に間する。
[従来の技術]
アナログ信号をディジタル信号に変換するA/D変換器
のひとつとして並列比較型A/D変換器がある。第2図
は、この並列比較型A/D変換器の構成例を示すもので
・ある。この例は、255個の電圧比較器を有してなる
8ビツトのA/D変換器である。
のひとつとして並列比較型A/D変換器がある。第2図
は、この並列比較型A/D変換器の構成例を示すもので
・ある。この例は、255個の電圧比較器を有してなる
8ビツトのA/D変換器である。
同図において、複数個の電圧比較器1〜255には、ア
ナログの入力信号Viが供給されると共に、基準電圧V
ref+、 V ref−が複数個の抵抗器の直列
回路300によって分圧されて形成された基準電圧Vr
が供給される。そして、これら複数個の電圧比較器1〜
255の出力信号がエンコーダ400に供給されてエン
コードされ、このエンコーダ400よりアナログの入力
信号Viに対応したディジタル信号が出力される。
ナログの入力信号Viが供給されると共に、基準電圧V
ref+、 V ref−が複数個の抵抗器の直列
回路300によって分圧されて形成された基準電圧Vr
が供給される。そして、これら複数個の電圧比較器1〜
255の出力信号がエンコーダ400に供給されてエン
コードされ、このエンコーダ400よりアナログの入力
信号Viに対応したディジタル信号が出力される。
なお、電圧比較器1〜255には、クロックCKlが供
給され、インバータ501よりクロックCKIと位相反
転関係にあるクロック「口が供給され、さらに、クロッ
クCK2.CK3が供給される。これらクロックCKI
〜CK3の周波数は、それぞれサンプリング周波数に設
定され、第3図A−Dに示すようなタイミング関係を有
するようにされている。
給され、インバータ501よりクロックCKIと位相反
転関係にあるクロック「口が供給され、さらに、クロッ
クCK2.CK3が供給される。これらクロックCKI
〜CK3の周波数は、それぞれサンプリング周波数に設
定され、第3図A−Dに示すようなタイミング関係を有
するようにされている。
そして、電圧比較器1〜255は、第4図に示すように
構成されている。
構成されている。
すなわち、アナログの入力信号Viは接続スイッチ60
1を介してコンデンサ602の一端側に供給される。接
続スイッチ601のオンオフはクロックCKIによって
制御される。つまり、クロックCKIがハイレベル「H
」となるときにはオンとされ、ローレベル「L」となる
ときにはオフとされる。
1を介してコンデンサ602の一端側に供給される。接
続スイッチ601のオンオフはクロックCKIによって
制御される。つまり、クロックCKIがハイレベル「H
」となるときにはオンとされ、ローレベル「L」となる
ときにはオフとされる。
基準電圧Vrは接続スイッチ603を介してコンデンサ
602の一端側に供給される。接続スイッチ603のオ
ンオフはクロックr■によって制御される。つまり、て
下]がハイレベルrHJとなるときにはオンとされ、ロ
ーレベル「L」となるときにはオフとされる。
602の一端側に供給される。接続スイッチ603のオ
ンオフはクロックr■によって制御される。つまり、て
下]がハイレベルrHJとなるときにはオンとされ、ロ
ーレベル「L」となるときにはオフとされる。
コンデンサ602の他端側に得られる信号は、インバー
タ604を介してエツジトリガ型のDフリップフロップ
605のD端子に供給される。このDフリップフロップ
605のクロック端子にはクロックCK3が供給され、
このクロックCK3の立ち上がりエツジでトリガされる
。
タ604を介してエツジトリガ型のDフリップフロップ
605のD端子に供給される。このDフリップフロップ
605のクロック端子にはクロックCK3が供給され、
このクロックCK3の立ち上がりエツジでトリガされる
。
インバータ604には並列に接続スイッチ606が接続
される。接続スイッチ606のオンオフはクロックCK
2によって制御される。つまり、クロックCK2がハイ
レベルr HJとなるときにはオンとされ、ローレベル
「L」となるときにはオフとされる。
される。接続スイッチ606のオンオフはクロックCK
2によって制御される。つまり、クロックCK2がハイ
レベルr HJとなるときにはオンとされ、ローレベル
「L」となるときにはオフとされる。
以上の構成において、クロックm 、 CK 2がハ
イレベル「H」となり、クロックCKIがローレベル「
L」となる各サンプリング周期の前半の期間では、接続
スイッチ603,606はオンとなり、接続スイッチ6
01はオフとなる。
イレベル「H」となり、クロックCKIがローレベル「
L」となる各サンプリング周期の前半の期間では、接続
スイッチ603,606はオンとなり、接続スイッチ6
01はオフとなる。
そのため、インバータ604の入力側および出力側の電
位はスレッショルド電位となると共に、コンデンサ60
2には基準電圧V「のレベルに応した電荷が充電される
。
位はスレッショルド電位となると共に、コンデンサ60
2には基準電圧V「のレベルに応した電荷が充電される
。
次に、クロックm 、 CK 2がローレベル「L」
となり、クロックCK lがハイレベルI’HJとなる
各サンプリング周期の後半の期間では、接続スイッチ6
03.606はオフとなり、接続スイッチ601はオン
となる。
となり、クロックCK lがハイレベルI’HJとなる
各サンプリング周期の後半の期間では、接続スイッチ6
03.606はオフとなり、接続スイッチ601はオン
となる。
そのため、入力信号v1のレベルが基準電圧Vrより大
きいときには、インバータ604の入力側の電位はその
差分だけ上昇し、このインバータ604の出力側にはロ
ーレベルrLJの信号が出力される。一方、入力信号V
1のレベルが基準電圧Vrより小さいときには、その逆
にインバータβ04の出力側にはハイレベル「Hノの信
号が得られる。
きいときには、インバータ604の入力側の電位はその
差分だけ上昇し、このインバータ604の出力側にはロ
ーレベルrLJの信号が出力される。一方、入力信号V
1のレベルが基準電圧Vrより小さいときには、その逆
にインバータβ04の出力側にはハイレベル「Hノの信
号が得られる。
そして、この後半の期間で、クロックCK 3が立ち上
がり、上述したインバータ604の出力側に得られる信
号がDフリップフロップ605の出力端子Qに比較出力
として得られる。
がり、上述したインバータ604の出力側に得られる信
号がDフリップフロップ605の出力端子Qに比較出力
として得られる。
このように、第4図例の電圧比較器では、各サンプリン
グ周期ごとに入力信号V1と基準電圧Vrとが比較され
、その比較出力が得られる。
グ周期ごとに入力信号V1と基準電圧Vrとが比較され
、その比較出力が得られる。
[発明が解決しようとする課題]
ところで、第2図例の並列比較型A/D変換器は、例え
ばL S I (Large 5cale Integ
ration )て形成されると共に、各電圧比較器1
〜255の接続スイッチ601は、1相のクロックCK
Iでオンオフ制御されるも(・)であり、人力信号V1
を各電圧比較器1〜255に同時に供給することは不可
能である。そのため、例えば入力信号V1のレベルによ
ってサンプリングタイミングに差が生じる。
ばL S I (Large 5cale Integ
ration )て形成されると共に、各電圧比較器1
〜255の接続スイッチ601は、1相のクロックCK
Iでオンオフ制御されるも(・)であり、人力信号V1
を各電圧比較器1〜255に同時に供給することは不可
能である。そのため、例えば入力信号V1のレベルによ
ってサンプリングタイミングに差が生じる。
一般にこの時間差は、LSIの設計段階におけるパター
ンレイアウトと製造プロセスのバラツキが相互に影響し
合って生しるものである。
ンレイアウトと製造プロセスのバラツキが相互に影響し
合って生しるものである。
ここで、第2図例の並列型A/D変換器によって、第5
図に示すようなカラー映像信号のA/D変換を行なう場
合を考える。第5図において、Yは輝度信号、Cは搬送
色信号、SCはカラーバースト、Hsyncは水平同期
信号である。
図に示すようなカラー映像信号のA/D変換を行なう場
合を考える。第5図において、Yは輝度信号、Cは搬送
色信号、SCはカラーバースト、Hsyncは水平同期
信号である。
この場合、クロックCKI〜CK3の周波数は、例えば
4 f sc (f scは色副搬送波周波数であり、
NTSC方式では3.58MHz)とされると共に、カ
ラーバーストSCに同期したものとされる。
4 f sc (f scは色副搬送波周波数であり、
NTSC方式では3.58MHz)とされると共に、カ
ラーバーストSCに同期したものとされる。
搬送色信号Cの部分に着目する。輝度信号Yの低レベル
部分においては、対応する電圧比較器に供給される搬送
色信号Cは、例えば第6図Aに示すようになり、サンプ
リングは、0690゜18062706のタイミングで
行なわれる。
部分においては、対応する電圧比較器に供給される搬送
色信号Cは、例えば第6図Aに示すようになり、サンプ
リングは、0690゜18062706のタイミングで
行なわれる。
同図Bはサンプリング後の波形を示している。これに対
して、輝度信号Yの高レベル部分においては、対応する
電圧比較器に供給される搬送色信号Cは、例えば第7図
Aに示すようにタイミングがずれ、サンプリングは0°
900180”270°のタイミングで行なわれなく
なる。同図Bはサンプリング後の波形を示している。
して、輝度信号Yの高レベル部分においては、対応する
電圧比較器に供給される搬送色信号Cは、例えば第7図
Aに示すようにタイミングがずれ、サンプリングは0°
900180”270°のタイミングで行なわれなく
なる。同図Bはサンプリング後の波形を示している。
このように、第2図例の並列比較型A/D変換器によっ
てA/D変換すると、輝度信号Yのレベルの高低に応じ
てサンプリングタイミングがずれ、いわゆる微分位相(
DP)が生じ、画質が劣化する。
てA/D変換すると、輝度信号Yのレベルの高低に応じ
てサンプリングタイミングがずれ、いわゆる微分位相(
DP)が生じ、画質が劣化する。
この発明の目的は、上述したような入力信号レベルの違
いによるサンプリングタイミングのずれを軽減すること
にある。
いによるサンプリングタイミングのずれを軽減すること
にある。
[課題を解決するための手段]
この発明は、複数個の電圧比較器を2以上のブロックに
分け、この複数個の電圧比較器に入力信号を供給するた
めのアナログスイッチの開閉を制御するクロックのタイ
ミングを、各ブロックごとに調整する手段を備えるもの
である。
分け、この複数個の電圧比較器に入力信号を供給するた
めのアナログスイッチの開閉を制御するクロックのタイ
ミングを、各ブロックごとに調整する手段を備えるもの
である。
[作 用]
上述構成においては、各ブロックごとにサンプリングタ
イミングを調整でき、入力信号レベルの違いによるサン
プリングタイミングのずれを軽減することが可能となる
。
イミングを調整でき、入力信号レベルの違いによるサン
プリングタイミングのずれを軽減することが可能となる
。
[実 施 例]
以下、第1図を参照しながら、この発明の一実施例につ
いて説明する。本例も、第2図例と同様に、255個の
電圧比較器を有する8ビツトのA/D変換器に適用した
例であり、255個の電圧比較器を4つのブロックに分
けたものである。
いて説明する。本例も、第2図例と同様に、255個の
電圧比較器を有する8ビツトのA/D変換器に適用した
例であり、255個の電圧比較器を4つのブロックに分
けたものである。
この第1図において、第2図と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。
号を付し、その詳細説明は省略する。
同図において、クロックCKIは切換スイッチSWIの
C端子に供給されると共に、このクロックCK Iはノ
ン−インバーテイングバッファ(以下「ノンインバータ
」という)711〜713の直列回路を介して切換スイ
ッチSWIのC端子に供給される。ノンインバータ71
1および712より出力されるクロックは、それぞれ切
換スイッチSWIのb端子およびC端子に供給される。
C端子に供給されると共に、このクロックCK Iはノ
ン−インバーテイングバッファ(以下「ノンインバータ
」という)711〜713の直列回路を介して切換スイ
ッチSWIのC端子に供給される。ノンインバータ71
1および712より出力されるクロックは、それぞれ切
換スイッチSWIのb端子およびC端子に供給される。
そして、切換スイッチSWIより出力されるクロックは
インバータ714および715の直列回路に供給される
。インバータ715より出力されるクロックCK 11
およびインバータ714より出力されるクロック[ロー
は、第1ブロツクの電圧比較器1〜64に供給される。
インバータ714および715の直列回路に供給される
。インバータ715より出力されるクロックCK 11
およびインバータ714より出力されるクロック[ロー
は、第1ブロツクの電圧比較器1〜64に供給される。
電圧比較器1〜64では、クロックCK 1−1および
すT下回が、それぞれ第4図例におけるクロックCKI
およびτ下ゴの代わりに使用される。
すT下回が、それぞれ第4図例におけるクロックCKI
およびτ下ゴの代わりに使用される。
また、クロックCKIは切換スイッチSW2のC端子に
供給されると共に、このクロックCKIはノンインバー
タ721〜723の直列回路を介して切換スイッチSW
2のC端子に供給される。
供給されると共に、このクロックCKIはノンインバー
タ721〜723の直列回路を介して切換スイッチSW
2のC端子に供給される。
ノンインバータ721および722より出力されるクロ
ックは、それぞれ切換スイッチSW2のb端子およびC
端子に供給される。
ックは、それぞれ切換スイッチSW2のb端子およびC
端子に供給される。
そして、切換スイッチSW2より出力されるクロックは
インバータ724および725の直列回路に供給される
。インバータ725より出力されるクロックCK 1−
2およびインバータ724より出力されるクロック[旧
]は、第2ブロツクの電圧比較器65〜128に供給さ
れる。電圧比較器65〜128では、クロックCK 1
2およびてL]が、それぞれ第4図例におけるクロック
CK1およびr下ゴの代わりに使用される。
インバータ724および725の直列回路に供給される
。インバータ725より出力されるクロックCK 1−
2およびインバータ724より出力されるクロック[旧
]は、第2ブロツクの電圧比較器65〜128に供給さ
れる。電圧比較器65〜128では、クロックCK 1
2およびてL]が、それぞれ第4図例におけるクロック
CK1およびr下ゴの代わりに使用される。
また、クロックCKIは切換スイッチSW3のC端子に
供給されると共に、このクロックCKIはノンインバー
タ731〜733の直列回路を介して切換スイッチSW
3のC端子に供給される。
供給されると共に、このクロックCKIはノンインバー
タ731〜733の直列回路を介して切換スイッチSW
3のC端子に供給される。
ノンインバータ731および732より出力されるクロ
ックは、それぞれ切換スイッチSW3のb端子およびC
端子に供給される。
ックは、それぞれ切換スイッチSW3のb端子およびC
端子に供給される。
そして、切換スイッチSW3より出力されるクロックは
インバータ734および735の直列回路に供給される
。インバータ735より出力され9− 1〇− るクロックCK1−3およびインバータ734より出力
されるクロックUロコは、第3ブロツクの電圧比較器1
29〜192に供給される。電圧比較器129〜192
では、クロックCI(1−3およUmコが、それぞれ第
4図例におけるクロックCKIおよびσ下ゴの代わりに
使用される。
インバータ734および735の直列回路に供給される
。インバータ735より出力され9− 1〇− るクロックCK1−3およびインバータ734より出力
されるクロックUロコは、第3ブロツクの電圧比較器1
29〜192に供給される。電圧比較器129〜192
では、クロックCI(1−3およUmコが、それぞれ第
4図例におけるクロックCKIおよびσ下ゴの代わりに
使用される。
さらに、クロックCKIは切換スイッチSW4のa端子
に供給されると共に、このクロックCKIはノンインバ
ータ741〜743の直列回路を介して切換スイッチS
W4のd端子に供給される。
に供給されると共に、このクロックCKIはノンインバ
ータ741〜743の直列回路を介して切換スイッチS
W4のd端子に供給される。
ノンインバータ741および742より出力されるクロ
ックは、それぞれ切換スイッチSW4のb端子およびC
端子に供給される。
ックは、それぞれ切換スイッチSW4のb端子およびC
端子に供給される。
そして、切換スイッチSW4より出力されるクロックは
インバータ744および745の直列回路に供給される
。インバータ745より出力されるクロックCK ]−
4およびインバータ744より出力されるクロックロ口
1は、第。↓ブロックの電圧比較器193〜255に供
給される。電圧比較器193〜255ては、クロックC
K 1−4およ=11− び(:Ki4か、それぞれ第4図例におけるクロックC
K Iおよびmの代わりに使用される。
インバータ744および745の直列回路に供給される
。インバータ745より出力されるクロックCK ]−
4およびインバータ744より出力されるクロックロ口
1は、第。↓ブロックの電圧比較器193〜255に供
給される。電圧比較器193〜255ては、クロックC
K 1−4およ=11− び(:Ki4か、それぞれ第4図例におけるクロックC
K Iおよびmの代わりに使用される。
以上の構成において、切換スイッチSW1の端子を切り
換えることにより、電圧比較器1〜64に供給されるク
ロックCKI−1のタイミンク、したがって接続スイッ
チ6010オンオフのタイミングを調整することができ
る。つまり、電圧比較器1〜64におけるサンブリンク
タイミンクを調整することができる。
換えることにより、電圧比較器1〜64に供給されるク
ロックCKI−1のタイミンク、したがって接続スイッ
チ6010オンオフのタイミングを調整することができ
る。つまり、電圧比較器1〜64におけるサンブリンク
タイミンクを調整することができる。
この場合、ノンインバータの1段あたりの遅延時間をN
TSC方式の搬送色信号Cて約1°に相当する0、
8 n5ecに設定すると、NTSC方式の搬送色信号
Cのサンプリングタイミングを約1゜2°あるいは3°
たけ調整することが可能となる。
TSC方式の搬送色信号Cて約1°に相当する0、
8 n5ecに設定すると、NTSC方式の搬送色信号
Cのサンプリングタイミングを約1゜2°あるいは3°
たけ調整することが可能となる。
同様に、切換スイッチSW2の端子を切り換えることに
より電圧比較器65〜128におけるサンプリングタイ
ミングを、切換スイッチSW3の端子を切り換えること
により電圧比較器129〜192のサンプリングタイミ
ングを、切換スイッチSW3の端子を切り換えることに
より電圧比較12− 器193〜255のサンプリングタイミングを調整する
ことができる。
より電圧比較器65〜128におけるサンプリングタイ
ミングを、切換スイッチSW3の端子を切り換えること
により電圧比較器129〜192のサンプリングタイミ
ングを、切換スイッチSW3の端子を切り換えることに
より電圧比較12− 器193〜255のサンプリングタイミングを調整する
ことができる。
このように本例によれば、切換スイッチSWI〜SW4
の端子を切り換えることにより、第1〜第4の各ブロッ
クごとに電圧比較器のサンプリングタイミングを調整す
ることができ、入力信号レベルの違いによるサンプリン
グタイミングのずれを軽減することができる。したがっ
て、本例でカラー映像信号のA/D変換を行なうことに
より発生する微分位相の値を小さくすることができる。
の端子を切り換えることにより、第1〜第4の各ブロッ
クごとに電圧比較器のサンプリングタイミングを調整す
ることができ、入力信号レベルの違いによるサンプリン
グタイミングのずれを軽減することができる。したがっ
て、本例でカラー映像信号のA/D変換を行なうことに
より発生する微分位相の値を小さくすることができる。
なお、上述せずも、ノンインバータ711〜743の遅
延時間を小さくすることにより、ステップ幅の細かな調
整を行なうことができる。また、直列接続されるノンイ
ンバータの段数を増やすことにより、調整範囲を広げる
ことができる。
延時間を小さくすることにより、ステップ幅の細かな調
整を行なうことができる。また、直列接続されるノンイ
ンバータの段数を増やすことにより、調整範囲を広げる
ことができる。
また、上述実施例においては、各ブロックごとにノンイ
ンバータの直列回路をそれぞれ設けたものであるが、こ
のノンインバータの直列回路を1つとし、これを各ブロ
ックで共通に使用するようにしてもよい。
ンバータの直列回路をそれぞれ設けたものであるが、こ
のノンインバータの直列回路を1つとし、これを各ブロ
ックで共通に使用するようにしてもよい。
また、上述実施例においては、255個の電圧比較器1
〜255を4ブロツクに分けたものであるが、これに限
定されるものではなく、2〜255のブロックに分ける
ことができる。一般に、nビットのA/D変換器で(2
’−1)個の電圧比較器を有するものによれは、2〜(
2’−1)のブロックに分けることができ、ブロック数
を多くすることで、より高精度な!11整を行なうこと
ができる。ただし、ブロック数が多くなるほど、調整用
の切換スイッチの個数は多くなる。
〜255を4ブロツクに分けたものであるが、これに限
定されるものではなく、2〜255のブロックに分ける
ことができる。一般に、nビットのA/D変換器で(2
’−1)個の電圧比較器を有するものによれは、2〜(
2’−1)のブロックに分けることができ、ブロック数
を多くすることで、より高精度な!11整を行なうこと
ができる。ただし、ブロック数が多くなるほど、調整用
の切換スイッチの個数は多くなる。
[発明の効果コ
以上説明したように、この発明によれは、各ブロックご
とに電圧比較器におけるサンプリングタイミングを調整
でき、入力信号レベルの違いによるサンプリングタイミ
ングのずれを軽減することができる。したがって、この
発明が適用された並列比較型A/D変換器ζこよってカ
ラー映像信号をA/D変換することにより、微分位相の
値を小さくすることができる。
とに電圧比較器におけるサンプリングタイミングを調整
でき、入力信号レベルの違いによるサンプリングタイミ
ングのずれを軽減することができる。したがって、この
発明が適用された並列比較型A/D変換器ζこよってカ
ラー映像信号をA/D変換することにより、微分位相の
値を小さくすることができる。
13−
14
第1図はこの発明の一実施例を示す構成図、第2図は従
来例の構成図、第3図はクロックタイミングを示す図、
第4図は電圧比較器の構成図、第5図〜第7図は第2図
例の説明のための図である。 1〜255 00 00 11 31 714゜ 734゜ WI ・・・電圧比較器 ・・・抵抗器の直列回路 争拳争エンコーダ 〜713,721〜723゜ 〜733,741〜743 ・・・ノンインバーテイングバッファ 715.724,725゜ 735.7.44.745 ・・・インバータ 〜SW3 ◆・◆切換スイッチ
来例の構成図、第3図はクロックタイミングを示す図、
第4図は電圧比較器の構成図、第5図〜第7図は第2図
例の説明のための図である。 1〜255 00 00 11 31 714゜ 734゜ WI ・・・電圧比較器 ・・・抵抗器の直列回路 争拳争エンコーダ 〜713,721〜723゜ 〜733,741〜743 ・・・ノンインバーテイングバッファ 715.724,725゜ 735.7.44.745 ・・・インバータ 〜SW3 ◆・◆切換スイッチ
Claims (1)
- (1)複数個の電圧比較器を2以上のブロックに分け、
上記複数個の電圧比較器に入力信号を供給するためのア
ナログスイッチの開閉を制御するクロックのタイミング
を、上記各ブロックごとに調整する手段を備える並列比
較型A/D変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26116489A JPH03123122A (ja) | 1989-10-05 | 1989-10-05 | 並列比較型a/d変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26116489A JPH03123122A (ja) | 1989-10-05 | 1989-10-05 | 並列比較型a/d変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03123122A true JPH03123122A (ja) | 1991-05-24 |
Family
ID=17358008
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26116489A Pending JPH03123122A (ja) | 1989-10-05 | 1989-10-05 | 並列比較型a/d変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03123122A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006333185A (ja) * | 2005-05-27 | 2006-12-07 | Nec Electronics Corp | A/d変換回路、a/d変換器およびサンプリングクロックのスキュー調整方法 |
-
1989
- 1989-10-05 JP JP26116489A patent/JPH03123122A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006333185A (ja) * | 2005-05-27 | 2006-12-07 | Nec Electronics Corp | A/d変換回路、a/d変換器およびサンプリングクロックのスキュー調整方法 |
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