JPH028555Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH028555Y2 JPH028555Y2 JP8621481U JP8621481U JPH028555Y2 JP H028555 Y2 JPH028555 Y2 JP H028555Y2 JP 8621481 U JP8621481 U JP 8621481U JP 8621481 U JP8621481 U JP 8621481U JP H028555 Y2 JPH028555 Y2 JP H028555Y2
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- JP
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- circuit
- output voltage
- inverter
- transient
- capacitor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 20
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 claims description 19
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 5
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- Power Conversion In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はインバータの入力電圧急変及び負荷急
変等にて発生する、インバータの過渡出力電圧変
動時の出力過電圧を、より効果的に抑制するイン
バータの過渡出力電圧変動抑制回路の改良に関す
るものである。
変等にて発生する、インバータの過渡出力電圧変
動時の出力過電圧を、より効果的に抑制するイン
バータの過渡出力電圧変動抑制回路の改良に関す
るものである。
一般にインバータの過渡出力電圧変動率を改善
する場合、インバータの制御回路面では、出力電
圧制御系の過渡応答速度の改善、主回路面ではイ
ンバータの負荷側からみたインバータ内部インピ
ーダンスの低減を図ること等が考えられるが、こ
れらの手段では価格が高くなつたり、回路が複雑
になる等の欠点があつた。この補助的手段として
従来用いられた回路について第１図の回路図及び
第６図の動作特性図により説明する。第６図は過
渡出力電圧変動時の各部の波形を示し、ａは出力
電圧Ｅ、ｂは全波整流回路出力電流ID、ｃはコン
デンサ１１の電圧ECであり、期間，は定常
状態、，は過渡状態である。その動作につい
て説明すれば、定常状態ではダイオード７，８，
９，１０の順電圧降下分を無視すると過電圧吸収
用電解コンデンサ１１はほゞインバータの定常出
力電圧のピーク波高値に充電されている。今、回
路２がない場合の過渡時の出力電圧上昇値をE1
とすると、回路２がある場合は出力電圧上昇分が
コンデンサ１１に吸収されることにより、期間
での出力電圧上昇値はE2に、期間ではE3に
各々抑制される。しかしながら、上記回路では、
前段の半サイクル変動により充電されたコンデン
サ電圧値が後段の半サイクル変動を吸収する時の
コンデンサ電圧の初期値となるため、後段の半サ
イクル変動に対するコンデンサの吸収力は前段の
半サイクル変動時の吸収力より悪くなり、E2＜
E3＜E1となる欠点を有していた。
する場合、インバータの制御回路面では、出力電
圧制御系の過渡応答速度の改善、主回路面ではイ
ンバータの負荷側からみたインバータ内部インピ
ーダンスの低減を図ること等が考えられるが、こ
れらの手段では価格が高くなつたり、回路が複雑
になる等の欠点があつた。この補助的手段として
従来用いられた回路について第１図の回路図及び
第６図の動作特性図により説明する。第６図は過
渡出力電圧変動時の各部の波形を示し、ａは出力
電圧Ｅ、ｂは全波整流回路出力電流ID、ｃはコン
デンサ１１の電圧ECであり、期間，は定常
状態、，は過渡状態である。その動作につい
て説明すれば、定常状態ではダイオード７，８，
９，１０の順電圧降下分を無視すると過電圧吸収
用電解コンデンサ１１はほゞインバータの定常出
力電圧のピーク波高値に充電されている。今、回
路２がない場合の過渡時の出力電圧上昇値をE1
とすると、回路２がある場合は出力電圧上昇分が
コンデンサ１１に吸収されることにより、期間
での出力電圧上昇値はE2に、期間ではE3に
各々抑制される。しかしながら、上記回路では、
前段の半サイクル変動により充電されたコンデン
サ電圧値が後段の半サイクル変動を吸収する時の
コンデンサ電圧の初期値となるため、後段の半サ
イクル変動に対するコンデンサの吸収力は前段の
半サイクル変動時の吸収力より悪くなり、E2＜
E3＜E1となる欠点を有していた。
本考案は上記の欠点を解消したものであり、以
下実施例により詳細に説明する。一実施例を第２
図の回路図と第７図の動作特性図により説明すれ
ば、１はインバータ、３は負荷、４は本考案によ
る過渡出力電圧変動抑制回路であり、ダイオード
１４，１７、過渡出力電圧変動時の出力過電圧吸
収用電解コンデンサ１５，１８、コンデンサ放電
用抵抗１６，１９からなり、ダイオード１４，１
７構成を半波整流形とし、インバータの交流出力
電圧の正・負の各半サイクルに対し、各々同等の
効果を有するように、ダイオード１４，コンデン
サ１５、抵抗１６によりなる第１の半波整流形回
路Ａと、ダイオード１７、コンデンサ１８、抵抗
１９によりなる第２の半波整流形回路Ｂとを互い
に逆極性に接続する構成としている。又、第７図
のａは出力電圧Ｅ、ｂはダイオード１４の電流
ID1、Ｃはコンデンサ１５の電圧EC1、ｄはダイオ
ード１７の電流ID2、ｅはコンデンサ１８の電圧
EC2の特性図であり、期間，は定常状態、，
は過渡状態である。動作について説明すれば、
定常状態ではダイオード１４，１７の順電圧降下
分を無視すると、コンデンサ１５，１８は各々ほ
ぼインバータの定常出力電圧のピーク波高値に充
電されている。今、回路４がない場合の過渡時の
出力電圧上昇値をE1とすると、回路４がある場
合、第１の回路Ａと第２の回路Ｂは互いのコンデ
ンサ電圧値の影響を受けることなく抑制動作をす
るため、期間での出力電圧上昇値E2と期間
での出力電圧上昇値E3′は同一の値となる。すな
わちE2＝E3′＜E1となり、従来の回路より過渡出
力電圧変動が改善されるものである。又、本考案
によれば、従来回路にくらべ、整流時のダイオー
ド直列個数が半減すること、及び正・負の各半サ
イクルごとに異なるコンデンサで充放電させるか
らコンデンサの放電時間が２倍になつて次のサイ
クル開始時のコンデンサ電圧の初期値を低くさせ
得ること等により、過渡出力電圧変動抑制回路の
抑制力は更に改善される。
下実施例により詳細に説明する。一実施例を第２
図の回路図と第７図の動作特性図により説明すれ
ば、１はインバータ、３は負荷、４は本考案によ
る過渡出力電圧変動抑制回路であり、ダイオード
１４，１７、過渡出力電圧変動時の出力過電圧吸
収用電解コンデンサ１５，１８、コンデンサ放電
用抵抗１６，１９からなり、ダイオード１４，１
７構成を半波整流形とし、インバータの交流出力
電圧の正・負の各半サイクルに対し、各々同等の
効果を有するように、ダイオード１４，コンデン
サ１５、抵抗１６によりなる第１の半波整流形回
路Ａと、ダイオード１７、コンデンサ１８、抵抗
１９によりなる第２の半波整流形回路Ｂとを互い
に逆極性に接続する構成としている。又、第７図
のａは出力電圧Ｅ、ｂはダイオード１４の電流
ID1、Ｃはコンデンサ１５の電圧EC1、ｄはダイオ
ード１７の電流ID2、ｅはコンデンサ１８の電圧
EC2の特性図であり、期間，は定常状態、，
は過渡状態である。動作について説明すれば、
定常状態ではダイオード１４，１７の順電圧降下
分を無視すると、コンデンサ１５，１８は各々ほ
ぼインバータの定常出力電圧のピーク波高値に充
電されている。今、回路４がない場合の過渡時の
出力電圧上昇値をE1とすると、回路４がある場
合、第１の回路Ａと第２の回路Ｂは互いのコンデ
ンサ電圧値の影響を受けることなく抑制動作をす
るため、期間での出力電圧上昇値E2と期間
での出力電圧上昇値E3′は同一の値となる。すな
わちE2＝E3′＜E1となり、従来の回路より過渡出
力電圧変動が改善されるものである。又、本考案
によれば、従来回路にくらべ、整流時のダイオー
ド直列個数が半減すること、及び正・負の各半サ
イクルごとに異なるコンデンサで充放電させるか
らコンデンサの放電時間が２倍になつて次のサイ
クル開始時のコンデンサ電圧の初期値を低くさせ
得ること等により、過渡出力電圧変動抑制回路の
抑制力は更に改善される。
又、他の実施例について第３図、第４図に示せ
ば、第３図は過渡出力電圧変動抑制回路５のダイ
オード１４，１７をコンデンサ１５，１８の負極
側に接続したものであり、第４図は第２図、第３
図に示す過渡出力電圧変動抑制回路４又は５をコ
ンデンサ充電々流抑制用の抵抗２０を介してイン
バータ１の出力端子間に接続した回路６である。
この抵抗２０は出力電圧上昇によるコンデンサへ
の突入電流を抑制する効果がある。更に三相イン
バータ２１の出力端子に上記各実施例に示した過
渡出力電圧変動抑制回路Ｒを接続した場合の回路
図を第５図に示したものである。
ば、第３図は過渡出力電圧変動抑制回路５のダイ
オード１４，１７をコンデンサ１５，１８の負極
側に接続したものであり、第４図は第２図、第３
図に示す過渡出力電圧変動抑制回路４又は５をコ
ンデンサ充電々流抑制用の抵抗２０を介してイン
バータ１の出力端子間に接続した回路６である。
この抵抗２０は出力電圧上昇によるコンデンサへ
の突入電流を抑制する効果がある。更に三相イン
バータ２１の出力端子に上記各実施例に示した過
渡出力電圧変動抑制回路Ｒを接続した場合の回路
図を第５図に示したものである。
本考案は上記した如く、インバータの過渡出力
電圧変動率を改善する補助的手段を安価かつ容易
に供給し、特に過渡時のインバータ出力電圧の上
昇を抑制するものであり、その実用的価値は大で
ある。
電圧変動率を改善する補助的手段を安価かつ容易
に供給し、特に過渡時のインバータ出力電圧の上
昇を抑制するものであり、その実用的価値は大で
ある。
第１図、第６図は従来の過渡出力電圧変動抑制
回路図と動性図、第２図、第３図、第４図、第５
図、第７図は本考案の実施例による過渡出力電圧
変動抑制回路図と特性図である。 １，２１……インバータ、２，４，５……過渡
出力電圧変動抑制回路、３，２２……負荷。
回路図と動性図、第２図、第３図、第４図、第５
図、第７図は本考案の実施例による過渡出力電圧
変動抑制回路図と特性図である。 １，２１……インバータ、２，４，５……過渡
出力電圧変動抑制回路、３，２２……負荷。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 (1) インバータの交流出力端子間に、ダイオード
と、抵抗を並列接続した電解コンデンサとを直
列接続してなる第１の回路と、第１の回路と同
様の構成とした第２の回路とを逆並列接続した
インバータの過渡出力電圧変動抑制回路。 (2) 第１の回路と第２の回路とを逆並列接続した
回路を抵抗を介してインバータの交流出力端子
間に接続した実用新案登録請求の範囲第１項記
載のインバータの過渡出力電圧変動抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8621481U JPH028555Y2 (ja) | 1981-06-11 | 1981-06-11 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8621481U JPH028555Y2 (ja) | 1981-06-11 | 1981-06-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57197791U JPS57197791U (ja) | 1982-12-15 |
| JPH028555Y2 true JPH028555Y2 (ja) | 1990-02-28 |
Family
ID=29881439
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8621481U Expired JPH028555Y2 (ja) | 1981-06-11 | 1981-06-11 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH028555Y2 (ja) |
-
1981
- 1981-06-11 JP JP8621481U patent/JPH028555Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57197791U (ja) | 1982-12-15 |
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