JPH0256034B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0256034B2 JPH0256034B2 JP59144069A JP14406984A JPH0256034B2 JP H0256034 B2 JPH0256034 B2 JP H0256034B2 JP 59144069 A JP59144069 A JP 59144069A JP 14406984 A JP14406984 A JP 14406984A JP H0256034 B2 JPH0256034 B2 JP H0256034B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage dividing
- voltage
- circuit
- point
- potential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 31
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 11
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、起動時に抵抗が低いランプ等の負荷
に接続して使用することが出来るスイツチングレ
ギユレータに関するものである。
に接続して使用することが出来るスイツチングレ
ギユレータに関するものである。
従来の技術
従来のスイツチングレギユレータのソフトスタ
ート回路は、第３図及び第４図に示す如く、制御
パルス幅を徐々に広げるように構成されている。
更に詳しく説明すると、スイツチングレギユレー
タの主回路として、直流電源１と、直流電源１に
トランスの１次巻線３を介して接続されたスイツ
チングトランジスタ２と、トランスの２次巻線４
と、この２次巻線４に接続された整流平滑回路５
と、この整流平滑回路５に接続された負荷６とを
有する。また、スイツチングトランジスタ２を断
続動作させるための制御パルスを供給するため
に、負荷６の両端電圧を検出する抵抗７，８と、
三角波発生器９と、検出用抵抗７，８で検出した
電圧と三角波発生器９から得られる三角波電圧と
を比較し、この比較出力を制御パルスとしてトラ
ンジスタ２のベースに供給するコンパレータ１０
とが設けられている。１１は制御電源であり、コ
ンパレータ１０及び三角波発生器９の電源端子に
接続されている。更に、スイツチングレギユレー
タをソフトスタート動作させるために、制御電源
１１に接続された第１の抵抗R1と第２の抵抗R2
とから成る分圧回路と、第１の抵抗R1に並列に
接続されたソフトスタート用コンデンサ１２と、
このコンデンサ１２の充放電を制御するためにコ
ンデンサ１２に並列に接続されたコンデンサ制御
トランジスタ１３と、このトランジスタ１３のエ
ミツタ・ベース間に接続されたバイアス用抵抗１
４と、接地共通ライン１５とトランジスタ１３の
ベースとの間にバイアス設定抵抗１６を介して接
続された起動スイツチ１７とを有する。なお、抵
抗R1とR2との分圧点P1はダイオード１９を介し
てコンパレータ１０の反転入力端子に接続されて
いる。また、出力電圧検出抵抗７，８の分圧点と
コンパレータ１０の反転入力端子との間にもダイ
オード１９が接続されている。
ート回路は、第３図及び第４図に示す如く、制御
パルス幅を徐々に広げるように構成されている。
更に詳しく説明すると、スイツチングレギユレー
タの主回路として、直流電源１と、直流電源１に
トランスの１次巻線３を介して接続されたスイツ
チングトランジスタ２と、トランスの２次巻線４
と、この２次巻線４に接続された整流平滑回路５
と、この整流平滑回路５に接続された負荷６とを
有する。また、スイツチングトランジスタ２を断
続動作させるための制御パルスを供給するため
に、負荷６の両端電圧を検出する抵抗７，８と、
三角波発生器９と、検出用抵抗７，８で検出した
電圧と三角波発生器９から得られる三角波電圧と
を比較し、この比較出力を制御パルスとしてトラ
ンジスタ２のベースに供給するコンパレータ１０
とが設けられている。１１は制御電源であり、コ
ンパレータ１０及び三角波発生器９の電源端子に
接続されている。更に、スイツチングレギユレー
タをソフトスタート動作させるために、制御電源
１１に接続された第１の抵抗R1と第２の抵抗R2
とから成る分圧回路と、第１の抵抗R1に並列に
接続されたソフトスタート用コンデンサ１２と、
このコンデンサ１２の充放電を制御するためにコ
ンデンサ１２に並列に接続されたコンデンサ制御
トランジスタ１３と、このトランジスタ１３のエ
ミツタ・ベース間に接続されたバイアス用抵抗１
４と、接地共通ライン１５とトランジスタ１３の
ベースとの間にバイアス設定抵抗１６を介して接
続された起動スイツチ１７とを有する。なお、抵
抗R1とR2との分圧点P1はダイオード１９を介し
てコンパレータ１０の反転入力端子に接続されて
いる。また、出力電圧検出抵抗７，８の分圧点と
コンパレータ１０の反転入力端子との間にもダイ
オード１９が接続されている。
上述の如く構成されたスイツチングレギユレー
タにおいて、起動スイツチ１７がオンの場合に
は、コンデンサ制御トランジスタ１３がオンに保
たれ、分圧点P1の電圧Vpがほぼ電源電圧Vccと
なる。三角波発生器９は、第４図Ａに示す如く、
電源電圧Vccよりも低い電圧VAと最小電圧VBと
の間で三角波電圧VTを発生する様に構成され、
コンパレータ１０は三角波電圧VTと電圧VPとを
比較するので、起動スイツチ１７がオンの時に
は、コンパレータ１０からオン制御パルスが発生
せず、スイツチングレギユレータの主回路はオフ
状態に保たれる。
タにおいて、起動スイツチ１７がオンの場合に
は、コンデンサ制御トランジスタ１３がオンに保
たれ、分圧点P1の電圧Vpがほぼ電源電圧Vccと
なる。三角波発生器９は、第４図Ａに示す如く、
電源電圧Vccよりも低い電圧VAと最小電圧VBと
の間で三角波電圧VTを発生する様に構成され、
コンパレータ１０は三角波電圧VTと電圧VPとを
比較するので、起動スイツチ１７がオンの時に
は、コンパレータ１０からオン制御パルスが発生
せず、スイツチングレギユレータの主回路はオフ
状態に保たれる。
次に、起動スイツチ１７を第４図のt0時点でオ
フ操作すると、トランジスタ１３がオフになり、
コンデンサ１２の充電が開始し、分圧点P1の電
圧VPが徐々に低下し、三角波電圧VTを横切る。
この結果、第４図Ｂに示す如く、コンパレータ１
０からオン制御パルスが発生し、トランジスタ２
のオン・オフ動作が開始する。そして、オン制御
パルスの幅は、コンデンサ１２の充電時定数によ
つて決まる傾斜で変化する電圧VPに対応して広
くなり、分圧点P1の電圧VPは、分圧抵抗R1とR2
とで決まる一定値即ち（R2／R1＋R2）Vccまで
変化し、定常動作状態になる。スイツチングトラ
ンジスタ２がオンオフ動作を開始すると、負荷６
の両端に出力電圧が得られる。この出力検出電圧
が起動回路の電圧VPよりも低い間はダイオード
１９がオフに保たれ、ダイオード１８がオンに保
たれる。出力電圧が定格電圧近傍まで上昇する
と、出力検出電圧が起動回路の電圧VPよりも高
くなり、一方のダイオード１８がオフ、他方のダ
イオード１９がオンになり、コンパレータ１０は
出力検出電圧によつて制御され、起動回路は制御
に無関係になる。
フ操作すると、トランジスタ１３がオフになり、
コンデンサ１２の充電が開始し、分圧点P1の電
圧VPが徐々に低下し、三角波電圧VTを横切る。
この結果、第４図Ｂに示す如く、コンパレータ１
０からオン制御パルスが発生し、トランジスタ２
のオン・オフ動作が開始する。そして、オン制御
パルスの幅は、コンデンサ１２の充電時定数によ
つて決まる傾斜で変化する電圧VPに対応して広
くなり、分圧点P1の電圧VPは、分圧抵抗R1とR2
とで決まる一定値即ち（R2／R1＋R2）Vccまで
変化し、定常動作状態になる。スイツチングトラ
ンジスタ２がオンオフ動作を開始すると、負荷６
の両端に出力電圧が得られる。この出力検出電圧
が起動回路の電圧VPよりも低い間はダイオード
１９がオフに保たれ、ダイオード１８がオンに保
たれる。出力電圧が定格電圧近傍まで上昇する
と、出力検出電圧が起動回路の電圧VPよりも高
くなり、一方のダイオード１８がオフ、他方のダ
イオード１９がオンになり、コンパレータ１０は
出力検出電圧によつて制御され、起動回路は制御
に無関係になる。
発明が解決しようとする問題点
第３図の負荷６が起動時に比較的大きな抵抗値
を有する場合には、第４図に示すようなソフトス
タート動作であつても何らの問題も生じない。し
かし、負荷６がランプのように起動時（コールド
状態時）に極めて小さな抵抗となり、定常動作時
（ホツト状態時）に高い抵抗になり、後者が前者
の７〜10倍の抵抗値になる場合には、第４図のソ
フトスタート方式では充分に電流を制限すること
が出来ず、スイツチングトランジスタ２が破壊す
ることがある。勿論、第４図Ａにおける電圧VP
の傾きを小さくすれば、上述の如き問題は解決さ
れるが、t1時点の定常状態に至るまでの時間即ち
起動時間が長くなり過ぎる。このため、ランプの
ような特殊の負荷を接続する場合には、スイツチ
ングレギユレータに電流検出回路を設け、更に、
この検出に応答する過電流制限回路を設けなけれ
ばならなかつた。従つて、電流検出による電力損
失が発生した。また、電流制限回路を設けること
により、回路が複雑になつた。そこで、本発明の
目的は、且つ電流の制限を確実に達成することが
出来るスイツチングレギユレータを提供すること
にある。
を有する場合には、第４図に示すようなソフトス
タート動作であつても何らの問題も生じない。し
かし、負荷６がランプのように起動時（コールド
状態時）に極めて小さな抵抗となり、定常動作時
（ホツト状態時）に高い抵抗になり、後者が前者
の７〜10倍の抵抗値になる場合には、第４図のソ
フトスタート方式では充分に電流を制限すること
が出来ず、スイツチングトランジスタ２が破壊す
ることがある。勿論、第４図Ａにおける電圧VP
の傾きを小さくすれば、上述の如き問題は解決さ
れるが、t1時点の定常状態に至るまでの時間即ち
起動時間が長くなり過ぎる。このため、ランプの
ような特殊の負荷を接続する場合には、スイツチ
ングレギユレータに電流検出回路を設け、更に、
この検出に応答する過電流制限回路を設けなけれ
ばならなかつた。従つて、電流検出による電力損
失が発生した。また、電流制限回路を設けること
により、回路が複雑になつた。そこで、本発明の
目的は、且つ電流の制限を確実に達成することが
出来るスイツチングレギユレータを提供すること
にある。
問題を解決するための手段
上記目的を達成するための本発明は、トランジ
スタで直流電圧を断続して制御された出力電圧を
得るためのスイツチングレギユレータにおいて、
直流電源１１と、前記電源１１に接続れたた第１
及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２から成る第１の分圧回
路と、前記電源と前記第１の分圧回路の分圧点と
の間に接続されたコンデンサ１２と、起動指令に
応答して前記コンデンサ１２の充電を開始させる
ためのコンデンサ充電制御回路と、前記第１の分
圧回路の分圧点の電位よりも高い分圧点電位が得
られるように分圧比が設定され且つ前記電源１１
に接続された第３及び第４の抵抗Ｒ３，Ｒ４から
成る第２の分圧回路と、前記コンデンサ１２を介
して前記第１の分圧回路の分圧点に与えられた電
位が前記第２の分圧回路の分圧点の電位よりも低
くなつた時に導通して前記第１の分圧回路の分圧
点の電位を前記第２の分圧回路の分圧点の電位に
実質的に固定するために前記第１の分圧回路の分
圧点と前記第２の分圧回路の分圧点との間に接続
されたダイオード２０と、前記コンデンサ１２を
介して前記第１の分圧回路の分圧点に与えられた
電位が前記第２の分圧回路の分圧点の電位よりも
低くなる時点よりも後の時点を決定するためのタ
イマ回路と、前記タイマ回路で決定された前記後
の時点を示す信号に応答して前記第２の分圧回路
の分圧点の電位を前記第１の分圧回路の分圧点の
電位よりも下げて前記ダイオード２０を非導通に
するための回路と、三角波発生器と、前記第１の
分圧回路の分圧点の電位と前記三角波発生器の三
角波電圧とを比較して前記トランジスタにオン制
御パルスを与えるためのものであり、前記ダイオ
ード２０の導通期間に幅狭且つ一定幅のオン制御
パルスを発生し、前記ダイオード２０が非導通に
転換した後に幅が徐々に広くなるオン制御パルス
を発生するコンパレータ１０とを備えていること
を特徴とするスイツチングレギユレータに係わる
ものである。
スタで直流電圧を断続して制御された出力電圧を
得るためのスイツチングレギユレータにおいて、
直流電源１１と、前記電源１１に接続れたた第１
及び第２の抵抗Ｒ１，Ｒ２から成る第１の分圧回
路と、前記電源と前記第１の分圧回路の分圧点と
の間に接続されたコンデンサ１２と、起動指令に
応答して前記コンデンサ１２の充電を開始させる
ためのコンデンサ充電制御回路と、前記第１の分
圧回路の分圧点の電位よりも高い分圧点電位が得
られるように分圧比が設定され且つ前記電源１１
に接続された第３及び第４の抵抗Ｒ３，Ｒ４から
成る第２の分圧回路と、前記コンデンサ１２を介
して前記第１の分圧回路の分圧点に与えられた電
位が前記第２の分圧回路の分圧点の電位よりも低
くなつた時に導通して前記第１の分圧回路の分圧
点の電位を前記第２の分圧回路の分圧点の電位に
実質的に固定するために前記第１の分圧回路の分
圧点と前記第２の分圧回路の分圧点との間に接続
されたダイオード２０と、前記コンデンサ１２を
介して前記第１の分圧回路の分圧点に与えられた
電位が前記第２の分圧回路の分圧点の電位よりも
低くなる時点よりも後の時点を決定するためのタ
イマ回路と、前記タイマ回路で決定された前記後
の時点を示す信号に応答して前記第２の分圧回路
の分圧点の電位を前記第１の分圧回路の分圧点の
電位よりも下げて前記ダイオード２０を非導通に
するための回路と、三角波発生器と、前記第１の
分圧回路の分圧点の電位と前記三角波発生器の三
角波電圧とを比較して前記トランジスタにオン制
御パルスを与えるためのものであり、前記ダイオ
ード２０の導通期間に幅狭且つ一定幅のオン制御
パルスを発生し、前記ダイオード２０が非導通に
転換した後に幅が徐々に広くなるオン制御パルス
を発生するコンパレータ１０とを備えていること
を特徴とするスイツチングレギユレータに係わる
ものである。
作 用
起動初期において幅狭の一定パルス幅のオン制
御パルスを発生させるので、負荷電流の増大を伴
なわないで、負荷が起動される。しかる後、パル
ス幅が徐々に増大しても、負荷は既に起動してい
るので、過大な負荷電流が流れることはない。こ
の結果、比較的短い起動時間であるにも拘らず、
トランジスタの破壊を確実に防止することが出来
る。
御パルスを発生させるので、負荷電流の増大を伴
なわないで、負荷が起動される。しかる後、パル
ス幅が徐々に増大しても、負荷は既に起動してい
るので、過大な負荷電流が流れることはない。こ
の結果、比較的短い起動時間であるにも拘らず、
トランジスタの破壊を確実に防止することが出来
る。
実施例
次に、第１図及び第２図を参照して本発明の実
施例に係わるスイツチングレギユレータについて
述べる。但し、第１図で符号１〜１９、及びR1，
R2で示す構成要素の機能及び接続関係は第３図
で同一符号で示すものと実質的に同一であるの
で、その説明を省略する。第１図の回路には、第
１の抵抗R1と第２の抵抗R2とから成る第１の分
圧回路の分圧点P1の電圧VPを制御するために、
第３の抵抗R3と第４の抵抗R4とから成る第２の
分圧回路が制御電源１１に接続され、この第２の
分圧回路の分圧点P2がダイオード２０を介して
分圧点P1に接続されている。また、ダイオード
２０を所定時間後にオフ制御するために、第４の
抵抗R4に並列にトランジスタ２１が接続されて
いる。また、所定時間が経過したことを示す信号
を出力するために制御電源１１と共通ライン１５
との間に抵抗２２，２３を介してコンデンサ２４
が接続され、このコンデンサ２４の一端がツエナ
ーダイオード２５を介してトランジスタ２１のベ
ースに接続されている。また、コンデンサ２４の
充電を起動スイツチ１７に同期して開始させるた
めに、抵抗２２と２３との接続点がダイオード２
６を介してスイツチ１７の一端に接続されてい
る。なお、第１〜第４の抵抗R1〜R4は、R3／R4＜ R1／R2に設定され、且つR1とR3との合成抵抗をR13、 R2とR4との合成抵抗をR22とすれば、R13／R22＜R1／R2 の条件が満足するように各抵抗R1〜R4の値が決
定されている。
施例に係わるスイツチングレギユレータについて
述べる。但し、第１図で符号１〜１９、及びR1，
R2で示す構成要素の機能及び接続関係は第３図
で同一符号で示すものと実質的に同一であるの
で、その説明を省略する。第１図の回路には、第
１の抵抗R1と第２の抵抗R2とから成る第１の分
圧回路の分圧点P1の電圧VPを制御するために、
第３の抵抗R3と第４の抵抗R4とから成る第２の
分圧回路が制御電源１１に接続され、この第２の
分圧回路の分圧点P2がダイオード２０を介して
分圧点P1に接続されている。また、ダイオード
２０を所定時間後にオフ制御するために、第４の
抵抗R4に並列にトランジスタ２１が接続されて
いる。また、所定時間が経過したことを示す信号
を出力するために制御電源１１と共通ライン１５
との間に抵抗２２，２３を介してコンデンサ２４
が接続され、このコンデンサ２４の一端がツエナ
ーダイオード２５を介してトランジスタ２１のベ
ースに接続されている。また、コンデンサ２４の
充電を起動スイツチ１７に同期して開始させるた
めに、抵抗２２と２３との接続点がダイオード２
６を介してスイツチ１７の一端に接続されてい
る。なお、第１〜第４の抵抗R1〜R4は、R3／R4＜ R1／R2に設定され、且つR1とR3との合成抵抗をR13、 R2とR4との合成抵抗をR22とすれば、R13／R22＜R1／R2 の条件が満足するように各抵抗R1〜R4の値が決
定されている。
次に、第１図の回路の動作を第２図を参照して
説明する。第２図のt0時点以前において起動スイ
ツチ１７がオンに保たれている場合には、トラン
ジスタ１３がオンであり、コンデンサ１２の電荷
は零である。また、ダイオード２６がオンである
ため、コンデンサ２４の充電も阻止され、この電
荷も零である。t0時点で起動スイツチ１７をオフ
にすれば、トランジスタ１３もオフになり、コン
デンサ１２の充電が開始する。コンデンサ１２の
充電電流は、コンデンサ１２と抵抗R2とから成
る回路を流れるので、充電時定数もこれにより決
定され、分圧点P1の電圧VPは第２図Ａのt0〜t1区
間に示す如く徐々に低下する。起動初期において
は、タイマ回路を構成するコンデンサ２４が所定
電位まで充電されていないために、ツエナーダイ
オード２５、及びトランジスタ２１はオフであ
り、且つR3／R4＜R1／R2に設定されているので、分圧 点P2の電位が分圧点P1の電位より高くなり、ダ
イオード２０はオンに保たれる。この結果、P1
点の電圧は、抵抗R1とR3との合成抵抗R13と、抵
抗R2とR4との合成抵抗R22とに依存する。コンデ
ンサ１２の充電が進むに従つて、分圧点P1の電
圧VPが徐々に低下し、第２図のt1時点で合成抵抗
R13とR22との分割比によつて電源電圧Vccが分割
され、R13の両端電圧がV13，R22の両端電圧が
V24となる。即ちP1の電圧VPはV24となる。電圧
V24は三角波電圧VTの上限値VAよりもわずかに
低く設定されているため、コンパレータ１０から
は第２図Ｂに示す幅狭パルスが発生し、ランプ負
荷６には極めて低い電圧が印加される。ランプ負
荷６は起動初期には極めて小さい抵抗値である
が、低電圧駆動されるために過大電流が流れるこ
とはない。従つて、スイツチングトランジスタ２
の破壊が防止される。一定パルス幅の幅狭パルス
の発生期間t1〜t2はt0〜t2からt0〜t1を差し引いた
値を有する。一定パルス幅期間の終了時点t2は、
コンデンサ２４を含むタイマ回路により決定され
る。コンデンサ２４は、t0時点から充電が開始さ
れ、この充電時定数は、t2時点でツエナーダイオ
ード２５を介してトランジスタ２１をオンするよ
うに決定されている。従つて、t0〜t2期間が経過
すると、トランジスタ２１がオンになり、抵抗
R4が短絡される。この結果、t2時点でダイオード
２０がオフになり、R1とR2との分圧回路からR3
とR4との分圧回路が切り離される。t2で分圧比が
変わると、コンデンサ１２の充電が再び可能にな
り、電源電圧Vccを抵抗R1とR2とで分割した電
圧V1とV2とが得られるt3時点まで、分圧点P1の
電圧VPが徐々に低下する。電圧VPが徐々に低下
すれば、第２図Ｂに示す如く制御パルスの幅が
徐々に広くなるが、ランプ負荷６は、t1〜t2の駆
動である程度ホツト状態となり、比較的高い抵抗
値になつているので、過大な電流がトランジスタ
２に流れることはない。
説明する。第２図のt0時点以前において起動スイ
ツチ１７がオンに保たれている場合には、トラン
ジスタ１３がオンであり、コンデンサ１２の電荷
は零である。また、ダイオード２６がオンである
ため、コンデンサ２４の充電も阻止され、この電
荷も零である。t0時点で起動スイツチ１７をオフ
にすれば、トランジスタ１３もオフになり、コン
デンサ１２の充電が開始する。コンデンサ１２の
充電電流は、コンデンサ１２と抵抗R2とから成
る回路を流れるので、充電時定数もこれにより決
定され、分圧点P1の電圧VPは第２図Ａのt0〜t1区
間に示す如く徐々に低下する。起動初期において
は、タイマ回路を構成するコンデンサ２４が所定
電位まで充電されていないために、ツエナーダイ
オード２５、及びトランジスタ２１はオフであ
り、且つR3／R4＜R1／R2に設定されているので、分圧 点P2の電位が分圧点P1の電位より高くなり、ダ
イオード２０はオンに保たれる。この結果、P1
点の電圧は、抵抗R1とR3との合成抵抗R13と、抵
抗R2とR4との合成抵抗R22とに依存する。コンデ
ンサ１２の充電が進むに従つて、分圧点P1の電
圧VPが徐々に低下し、第２図のt1時点で合成抵抗
R13とR22との分割比によつて電源電圧Vccが分割
され、R13の両端電圧がV13，R22の両端電圧が
V24となる。即ちP1の電圧VPはV24となる。電圧
V24は三角波電圧VTの上限値VAよりもわずかに
低く設定されているため、コンパレータ１０から
は第２図Ｂに示す幅狭パルスが発生し、ランプ負
荷６には極めて低い電圧が印加される。ランプ負
荷６は起動初期には極めて小さい抵抗値である
が、低電圧駆動されるために過大電流が流れるこ
とはない。従つて、スイツチングトランジスタ２
の破壊が防止される。一定パルス幅の幅狭パルス
の発生期間t1〜t2はt0〜t2からt0〜t1を差し引いた
値を有する。一定パルス幅期間の終了時点t2は、
コンデンサ２４を含むタイマ回路により決定され
る。コンデンサ２４は、t0時点から充電が開始さ
れ、この充電時定数は、t2時点でツエナーダイオ
ード２５を介してトランジスタ２１をオンするよ
うに決定されている。従つて、t0〜t2期間が経過
すると、トランジスタ２１がオンになり、抵抗
R4が短絡される。この結果、t2時点でダイオード
２０がオフになり、R1とR2との分圧回路からR3
とR4との分圧回路が切り離される。t2で分圧比が
変わると、コンデンサ１２の充電が再び可能にな
り、電源電圧Vccを抵抗R1とR2とで分割した電
圧V1とV2とが得られるt3時点まで、分圧点P1の
電圧VPが徐々に低下する。電圧VPが徐々に低下
すれば、第２図Ｂに示す如く制御パルスの幅が
徐々に広くなるが、ランプ負荷６は、t1〜t2の駆
動である程度ホツト状態となり、比較的高い抵抗
値になつているので、過大な電流がトランジスタ
２に流れることはない。
起動時には出力電圧が起動制御の電圧VPより
も低いので、ダイオード１９がオフに保たれてい
る。しかる後、出力電圧が高くなると、検出抵抗
７，８を通してVPよりも高い電圧が得られ、ダ
イオード１９がオンになり、逆にダイオード１８
がオフになる。この結果、起動回路は実質的に切
り離され、出力電圧検出に基づく制御が行われ
る。
も低いので、ダイオード１９がオフに保たれてい
る。しかる後、出力電圧が高くなると、検出抵抗
７，８を通してVPよりも高い電圧が得られ、ダ
イオード１９がオンになり、逆にダイオード１８
がオフになる。この結果、起動回路は実質的に切
り離され、出力電圧検出に基づく制御が行われ
る。
以上、本発明の実施例について述べたが、本発
明はこれに限定されるものでなく、更に変形可能
なものである。例えば、スイツチングレギユレー
タの主回路をトランスを含まない回路としてもよ
い。また、コンパレータ１０の基準電圧を一定値
とし、三角波電圧を起動制御及び出力電圧検出制
御に基づいて変動させるようにしてもよい。ま
た、t1〜t2の時間又はt0〜t2の時間を決定するた
めに単安定マルチバイブレータ等のタイマ回路を
設けてもよい。
明はこれに限定されるものでなく、更に変形可能
なものである。例えば、スイツチングレギユレー
タの主回路をトランスを含まない回路としてもよ
い。また、コンパレータ１０の基準電圧を一定値
とし、三角波電圧を起動制御及び出力電圧検出制
御に基づいて変動させるようにしてもよい。ま
た、t1〜t2の時間又はt0〜t2の時間を決定するた
めに単安定マルチバイブレータ等のタイマ回路を
設けてもよい。
発明の効果
上述から明らかな如く、起動初期に幅狭の一定
パルス幅による駆動期間を設け、その後、徐々に
パルス幅を広げるようにしたので、起動時の過電
流を確実に防止することが出来る。
パルス幅による駆動期間を設け、その後、徐々に
パルス幅を広げるようにしたので、起動時の過電
流を確実に防止することが出来る。
第１図は本発明の実施例に係わるスイツチング
レギユレータを示す回路図、第２図は第１図の各
部の波形図、第３図は従来のスイツチングレギユ
レータを示す回路図、第４図は第３図の各部の波
形図である。 １……電源、２……スイツチングトランジス
タ、６……負荷、９……三角波発生器、１０……
コンパレータ、１１……制御電源、１２……コン
デンサ、１３……トランジスタ、１７……起動ス
イツチ。
レギユレータを示す回路図、第２図は第１図の各
部の波形図、第３図は従来のスイツチングレギユ
レータを示す回路図、第４図は第３図の各部の波
形図である。 １……電源、２……スイツチングトランジス
タ、６……負荷、９……三角波発生器、１０……
コンパレータ、１１……制御電源、１２……コン
デンサ、１３……トランジスタ、１７……起動ス
イツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランジスタで直流電圧を断続して制御され
た出力電圧を得るためのスイツチングレギユレー
タにおいて、 直流電源１１と、 前記電源１１に接続された第１及び第２の抵抗
Ｒ１，Ｒ２から成る第１の分圧回路と、 前記電源と前記第１の分圧回路の分圧点との間
に接続されたコンデンサ１２と、 起動指令に応答して前記コンデンサ１２の充電
を開始させるためのコンデンサ充電制御回路と、 前記第１の分圧回路の分圧点の電位よりも高い
分圧点電位が得られるように分圧比が設定され且
つ前記電源１１に接続された第３及び第４の抵抗
Ｒ３，Ｒ４から成る第２の分圧回路と、 前記コンデンサ１２を介して前記第１の分圧回
路の分圧点に与えられた電位が前記第２の分圧回
路の分圧点の電位よりも低くなつた時に導通して
前記第１の分圧回路の分圧点の電位を前記第２の
分圧回路の分圧点の電位に実質的に固定するため
に前記第１の分圧回路の分圧点と前記第２の分圧
回路の分圧点との間に接続されたダイオード２０
と、 前記コンデンサ１２を介して前記第１の分圧回
路の分圧点に与えられた電位が前記第２の分圧回
路の分圧点の電位よりも低くなる時点よりも後の
時点を決定するためのタイマ回路と、 前記タイマ回路で決定された前記後の時点を示
す信号に応答して前記第２の分圧回路の分圧点の
電位を前記第１の分圧回路の分圧点の電位よりも
下げて前記ダイオード２０を非導通にするための
回路と、 三角波発生器と、 前記第１の分圧回路の分圧点の電位と前記三角
波発生器の三角波電圧とを比較して前記トランジ
スタにオン制御パルスを与えるためのものであ
り、前記ダイオード２０の導通期間に幅狭且つ一
定幅のオン制御パルスを発生し、前記ダイオード
２０が非導通に転換した後に幅が徐々に広くなる
オン制御パルスを発生するコンパレータ１０と を備えていることを特徴とするスイツチングレギ
ユレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14406984A JPS6122758A (ja) | 1984-07-11 | 1984-07-11 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14406984A JPS6122758A (ja) | 1984-07-11 | 1984-07-11 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6122758A JPS6122758A (ja) | 1986-01-31 |
| JPH0256034B2 true JPH0256034B2 (ja) | 1990-11-29 |
Family
ID=15353565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14406984A Granted JPS6122758A (ja) | 1984-07-11 | 1984-07-11 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6122758A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8900508A (nl) * | 1989-03-02 | 1990-10-01 | Philips Nv | Geschakelde voedingsspanningsschakeling met aanloopschakeling. |
| JP4784153B2 (ja) * | 2005-05-26 | 2011-10-05 | 富士電機株式会社 | 電源装置 |
| WO2017009963A1 (ja) * | 2015-07-15 | 2017-01-19 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5653575A (en) * | 1979-10-03 | 1981-05-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Dc/dc conversion circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6245518Y2 (ja) * | 1980-10-31 | 1987-12-04 |
-
1984
- 1984-07-11 JP JP14406984A patent/JPS6122758A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5653575A (en) * | 1979-10-03 | 1981-05-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Dc/dc conversion circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6122758A (ja) | 1986-01-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0731078A (ja) | 相巻線検出器および交流発電機充電システム | |
| EP0255330B1 (en) | Slow-start system for a control circuit | |
| JPH0256034B2 (ja) | ||
| GB2147162A (en) | Gas discharge lamp control circuits for absorbance monitors | |
| JP3394915B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPS5911272B2 (ja) | 電動機速度制御回路 | |
| US4617509A (en) | Voltage regulator for a microcomputer system | |
| JPS6024669B2 (ja) | 断続型トランジスタ直流変換器 | |
| KR950004613B1 (ko) | 내연기관 점화장치 | |
| US5875749A (en) | A.C. ignition system for an engine | |
| JP2507594B2 (ja) | スロ―スタ―ト回路 | |
| JPH024526Y2 (ja) | ||
| JPS6245518Y2 (ja) | ||
| JP2562816B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPS61140015A (ja) | 電磁石の駆動装置 | |
| JPH01298956A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPS5843436Y2 (ja) | 駆動回路 | |
| JPH10248279A (ja) | 電動機の起動装置 | |
| JPH0270271A (ja) | 自励インバータの起動回路 | |
| KR930003748Y1 (ko) | 스위칭 모드전력 공급장치(smps)용 단락 모드 회복시간 단축 장치 | |
| JPH034160Y2 (ja) | ||
| JPS5825453Y2 (ja) | 直流電源初期化回路 | |
| JPS5814705Y2 (ja) | スイツチング電源回路 | |
| JPH0336235Y2 (ja) | ||
| JPS6243391Y2 (ja) |