JPS5911272B2

JPS5911272B2 - 電動機速度制御回路

Info

Publication number: JPS5911272B2
Application number: JP52046372A
Authority: JP
Inventors: デスモンド・ロス・アムストロング
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-04-27
Filing date: 1977-04-23
Publication date: 1984-03-14
Also published as: JPS52132881A; FR2349872A1; DE2716670A1; GB1510943A; FR2349872B1; IT1073218B; US4117384A; CA1098604A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は周波数が回転速度に比例する交流出力を発生す
る速度計用発電機を電動機に連結して、該電動機の速度
を制御する回路に関するものである。

速度計用発電機（タコジェネレータ）は振幅がその発電
機の回転子速度に依存し、かつ周波数が上記回転子速度
に比例する交流出力を発生する。

速度計用発電機の出力を整流し、かつ平滑化して速度計
用発電機の出力振幅値の関数である直流出力を発生させ
る回路は既知である。本発明の目的は、速度計用発電機
の出力周波数の関数であるも、本質的には速度計用発電
機の出力振幅値には依存しない電圧を発生させて、電動
機の速度を制御する回路を提供せんとするにある。

本発明は、周波数が回転速度に比例する交流出力を発生
する速度計用発電機を電動機に連結して、該電動機の速
度を制御する回路において、該電動機速度制御回路が、
電動機に直列に接続される制御スイツチにあつて、該ス
イツチがターン・オンされている間は電動機に電力がパ
ルスとして供給されるようにするソリツドステートの制
御スイツチと；基準電圧を発生せしめる手段にあつて、
前記スイツチをターン・オンさせる時間の割合が該基準
電圧に応答するようにする基準電圧発生手段と；周波数
が回転子速度に比例する速度計用発電機の交流出力を処
理する回路を包含している帰還手段；とを具え、前記帰
還手段における速度計用発電機の交流出力処理回路が、
前記交流出力に応答するレベル検出手段にあつて、前記
交流信号の極性が反対の第１および第２電圧レベルに応
答して、対応する第１および第２出力を発生させる電圧
レベル検出手段と；前記電圧レベル検出手段の少なく共
一方の出力に応答して、持続時間が回転速度に反比例す
るキーパルスを発生するゲート手段にあつて、前記検出
手段の前記第１出力によつてクロツクされる主双安定回
路と前記検出手段の前記第２出力によつてクロツクされ
る従双安定回路とを具えて成るＪＫフリツプ・フロツプ
をもつて構成する第１ゲート手段と：前記各キーパルス
とキーパルスとの間の時間間隔内におけるサンプル周期
の後に、前記検出手段の出力および前記第１ゲート手段
の出力に応答してりセツトパルスを発生する第２ゲート
手段と；各りセツトパルスに応答して所定レベルの出力
を発生し、かつ各キーパルスに応答してこのキーパルス
の持続時間の間前記所定レベルの出力を所定の割合で漸
次上昇させる電圧発生器；とを含むようにして、各サン
プル周期の期間中における電圧発生器の出力レベルが回
転速度の所定の関数となるようにし、かつ各サンプル周
期の期間中に電圧発生器の出力レベルに基ずいて前記基
準電圧を変更させるべく前記帰還手段を適用するように
したことを特徴とする。

上述したようにすれば、第１および第２電圧レベルの双
方と交差しない速度計用発電機出力における雑音の余裕
度を十分にとることができるという利点がある。

なお、前記電圧発生器の出力レベルを、速度計用発電機
の出力の振幅と速度計用発電機回路が持たらす緩衝性と
に実質上無関係とすることは、例えば家庭用洗濯機に用
いるような電動機速度制御系に特に有利である。

その理由は、上述したようにすれば極めて正確な帰還情
報を比較的簡単、従つて廉価な速度計用発電機から得る
ことができるからである〇本発明による電動機速度制御
回路の好適な実施に当つては、第３ゲート装置を設け、
これを検出装置の出力および第１ゲート装置の出力に応
答させて各サンプル周期の期間中にサンプルパルスを発
生させ、基準電圧を発生させる装置をコンデンサとし、
かつ各サンプルパルスに応答させる装置を設け、これに
より電圧発生器の出力レベルを基準電圧と比較すると共
に、この比較電圧の差に応答させて、コンデンサに適当
量の電流を送給して、基準電圧を変化させるようにする
。

このようにすれば、基準電圧を上記各比較の結果少量変
化させるだけであるため、何れかの或るサンプル周期に
、電圧発生器のスプリアス出力レベルの帰還系に及ぼす
影響が極く僅かとなると云う利点がある。

本発明による電動機速度制御回路のさらに他の好適な実
施に当つては、電圧発生器にコンデンサを設け、このコ
ンデンサを上記予定速度に関連する値を有する電流によ
つて各キーパルスの持続時間の間充電し、電動機速度選
択装置には各キーパルスの期間中充電電流の値を決定す
る装置を設けるようにする。

このようにすれば、電動機速度を、例えば単一の可変抵
抗により充電電流だけを変えることによつて、例えば洗
濯機で２０：１のような広範囲に亘つて変化させること
ができる利点がある。

図面につき本発明を説明する。第１図に示す本発明回路
図において、電動機は電機子１および界磁巻線２を具え
ており、これらの電機子および界磁巻線は交流給電幹線
のライン端子Ｌと中性端子Ｎとの間にトリアツク３と直
列に接続する。

作動に際し、電力は給電幹線の各半サイクル中に電動機
に１パルスとして供給され、各電力パルスは電圧比較器
ＣＯＭＰｌからの出力信号Ａにおける適当なレベルの寞
圧がトリアツク３のゲート電極に印加されて、このトリ
アツク３がターン・オンする際に供給し始める。電圧比
較器ＣＯＭＰｌはランプ波形発生器４の出力信号電圧Ｂ
が基準電圧Ｒ以下となる際に信号Ａのレベルを上述した
適当な値とする。基準電圧ＶＲは基準コンデンサＣＲに
おける電圧である。定常状態下では基準電圧ＶＲは電動
機の所望速度に適する値で一定である。第２および第３
図にランプ波形発生器４およびその動作を詳細に示す。

交流給電幹線のライン端子Ｌにおける交流電圧は適切な
電圧降下抵抗Ｒ１を介して２個のトランジスタＴＲｌお
よびＴＲ２のベースおよびエミツタにそれぞれ供給され
る。トランジスタＴＲｌおよびＴＲ２のエミツタおよび
ベースは交流給電幹線の中性電圧端子でもある正電圧線
路０Ｖに接続し、トランジスタＴＲｌおよびＴＲ２のコ
レクタは電流源１１を介して負電圧線路−Ｖに接続する
。上記両トランジスタＴＲｌおよびＴＲ２のコレクタは
トランジスタＴＲ３のベースにも接続し、トランジスタ
ＴＲ３のエミツタは正電圧線路０に、コレクタは抵抗Ｒ
２を介して負電圧線路−Ｖに接続する。コンデンサＣＢ
を正電圧線路０とトランジスタＴＲ３のコレクタとの間
に接続する。交流幹線電圧Ｌが低下し、すなわち０Ｖに
近付くと、トランジスタＴＲｌおよびＴＲ２は導通しな
くなり、ついで電流源１１がトランジスタＴＲ３をスイ
ツチ・オンし得るようになる。

このトランジスタＴＲ３がスイツチ・オンされている期
間を第３図のパルス電圧波形Ｃに低レベル部分として示
してあり、これらの期間中トランジスタＴＲ３はコンデ
ンサＣＢを正電圧線路０Ｖに向けて放電する。この放電
状態をランプ電圧波形Ｂの立上り部分によつて示す。端
子Ｌにおける電圧が十分な正電圧か、または十分な負電
圧の際における交流幹線電力の各半サイクルの期間中は
、トランジスタＴＲ２またはトランジスタＴＲｌがそれ
ぞれ導通し、トランジスタＴＲ３がスイツチ・オフする
ようになる。この期間中コンデンサＣＢは抵抗Ｒ２を介
して負電圧線路−に向けて充電され、この充電状態をラ
ンプ電圧波形Ｂの降下部分によつて示す。基準電圧ＶＲ
とランプ電圧波形Ｂを比較する第１図に示す電圧比較器
ＣＯＭＰｌは第４図に示すように、トランジスタＴＲｘ
（５ＴＲｙのロング・テールド・ペア配置として構成す
ることができる。

トランジスタＴＲｘおよびＴＲｙは、これら両トランジ
スタのエミツタと負電圧線路−Ｖとの間に接続する電流
源１２がゲート・オンされる際にそれらの各ベースに供
給される電圧ＶｘおよびＶｙ（比較器ＣＯＭＰｌの場合
のＶＲおよびＢ）を比較する作用する。電流源２は第５
Ａ図に示すように、トランジスタＴＲ４のエミツタを抵
抗Ｒ３を介して負電圧線路−Ｖに接続して構成する。こ
れがため、この電流源１２はトランジスタＴＲ４のベー
スに十分な正電圧が印加される際にゲート・オンされる
。第４図に戻つて説明するに、電圧Ｖｘが電圧Ｖｙより
も大きい際にはトランジスタＴＲｘが導通して、トラン
ジスタＴＲｙは導通しなくなり、またその逆に電圧ｙが
電圧Ｖｘよりも大きくなると、トランジスタＴＲｙが導
通して、トランジスタＴＲｘは非導通となる。トランジ
スタＴＲｘおよびＴＲｙの導通および非導通状態は、電
圧比較器の各出力０Ｐ，０Ｐを電流の有無または適当な
抵抗を介しての電圧値の高低として与えることができる
。第１図の電圧比較器ＣＯＭＰｌは僅か１個の出力端子
を有するものとして図示してある。その理由は、電圧出
力信号Ａを供給するのに僅か１個の出力を用いるだけで
あるからであり、かかる電圧比較器は永久にゲート・オ
ンされるように配置するのでゲートは図示してない。再
び第１および３図を参照するに、ランプ波形Ｂの電圧が
基準電圧ＶＲ以下となるのに応答して、比較器ＣＯＭＰ
ｌの出力端子の電圧波形Ａが低レベルとなる際に、トリ
アツタ３は交流幹線電力の各半サイクル期間中ターン・
オンする。

基準電圧Ｒを高くする場合には、交流幹線電力の各半サ
イクルの初期にランプ波形Ｂの電圧が基準電圧Ｒ以下と
なり、しかも波形Ａのレベルが低くなり、これにより多
量の電力が電動機に供給されて、この電動機を高い基準
電圧ＶＲに関連する高速度で回転し続ける。基準電圧Ｖ
Ｒの値を選定し、かつその値を、非定常状態下において
は電動機に連結される速度計用発電機（タコジェネレー
タ）５を含む帰還回路によつて変更する。上記速度計用
発電機５は周波数が回転速度に比例する交流出力波形Ｄ
を発生する。第１図における上記帰還回路は速度計用発
電機５の出力波形Ｄに応答して電圧ＶＴを発生し、この
電圧Ｔは電圧比較器ＣＯＭＰ２が交流出力波形Ｄの交番
周期におけるサンプルパルス電圧波形Ｅによつてゲート
・オンされる際に、この電圧比較器ＣＯＭＰ２にて基準
電圧。

と比較される。電圧比較器ＣＯＭＰ２は第４および５Ａ
図につき既に述べた形態にて構成することができる。ダ
イオードＤ１およびトランジスタＴＲ５の陽極およびエ
ミツタはそれぞれ正電圧線路０Ｖに接続すると共に、そ
れらの陰極およびベースは比較器ＣＯＭＰ２の出力端子
の１つにそれぞれ接続する。トランジスタＴＲ５のコレ
クタは基準コンデンサＣＲの一方の電極に接続し、この
コンデンサの他方の電極は負電圧線路−Ｖに接続する。
ダイオードＤ１およびトランジスタＴＲ５は適当な電流
ミラー回路を形成し、比較器ＣＯＭＰ２がゲート・オン
される際に、電圧ＴがコンデンサＣＲの基準電圧ＶＲ以
上となる場合には、上記電流ミラー回路に接続される比
較器ＣＯＭＰ２の出力端子に流れる電流がトランジスタ
ＴＲ５をターン・オンし、これによりコンデンサＣＢ．
に充電電流を流し、電圧Ｒを増大するようになる。比較
器ＣＯＭＰ２がゲート・オンされる際に電圧ＶＴが基準
電圧ＶＲより低い場合には、コンデンサＣＲに接続され
る比較器ＣＯＭＰ２の他方の出力端子に電流が流れ、コ
ンデンサＣＲに放電電流を供給して、電圧ＶＲを低下す
るようになる。比較器ＣＯＭＰ２がゲート・オンされる
際に、電圧ＶＴとＶＲが等しい場合には、比較器ＣＯＭ
Ｐ２の両出力端子には等しい電流が流れ、基準コンデン
サＣＲは充電も放電もしなくなる。比較器ＣＯＭＰ２に
供給される電圧ＶＴは電圧発生器６の出力であり、また
この電圧ＴはランプコンデンサＣＴの一方の電極におけ
る電圧である。コンデンサＣＴの他方の電極は負電圧線
路−に接続する。ランプコンデンサＣＴの負電圧線路一
への接続側とは反対側の電極は可変抵抗Ｒ８およびゲー
ト電流源１３を介して正電圧線路０Ｖにも接続する。電
流源１３は第５Ｂ図に示すようにして実現することがで
き、トランジスタＴＲ６は抵抗Ｒ４を介しで正電圧線路
０に接続する。従つてこのトランジスタＴＲ６のベース
に十分な負電圧が供給される際にこのトランジスタはタ
ーン・オンする。電圧レベル検出装置７は速度計用発電
機５の交流出力波形Ｄに応答して、クロツク出力ＣＬＭ
およびＣＬＳをゲート装置Ｇ１（これについては後に詳
述する）に供給する。上記ゲート装置Ｇ１のパルス出力
電圧波形Ｆは電流源１３をゲートするために供給すると
共に、ＡＮＤゲートＧ２およびＡＮＤゲートＧ３に対す
る各々２つの入力端子の一方の入力として供給する。Ａ
ＮＤゲートＧ２およびＧ３の他方の入力端子には電圧レ
ベル検出装置７からの出力を供給する。第６図から明ら
かなように、パルス屯圧波形Ｆは速度計用発籠機の出力
波形Ｄの１周期毎に低電圧レベルになつたり、高電圧レ
ベルになつたりする。

電圧波形Ｆの各低レベルの期間中は、電流源１３がゲー
ト・オンされ、しかも可変抵抗Ｒｓによつて値が定まる
充電電流がランプコンデンサＣＴに供給されて、その電
圧ＶＴを負電圧線路−Ｖの電圧から正方向に漸次上昇さ
せる。竜圧波形Ｆの各低レベル周期をキーパルスと称す
るものとする。各キーパルス間の時間隔中におけるサン
プル周期の間は電圧ＶＴは不変であり、このサンプル周
期の期間中はＡＮＤゲートＧ３によつて与えられるサン
プルパルス波形Ｅにより比較器ＣＯＭＰ２がゲートオン
される。各キーパルス間の時間隔中におけるサンプル周
期の後には、電圧発生器６におけるランプコンデンサＣ
Ｔ間に接続されるトランジスタＴＲ７がＡＮＤゲートＧ
２により与えられるりセツトパルス波形Ｇによつてスイ
ツチ・オンされ、ランプコンデンサＣＴを放電し、その
電圧ＶＴを負電圧線路−の電圧に戻る負方向に漸次低下
させる。各サンプル周期の期間中における電圧発生器６
の出力電圧レベルＶＴは、電動機の電機子１に連結され
る速度計用発電機５の回転速度の予定関数である。

ランプコンデンサＣＴの放電速度は、電圧ＶＴの可能最
高レベルからりセツトパルス波形Ｇによつて与えられる
可能最短全りセツト周期の期間中に電圧ＶＴが負電圧線
路一の電圧に戻るように設計する。従つて、電圧ＶＴは
電圧波形Ｆによつて与えられる各キーパルスの始めに同
じ予定レベル一から出発する。これがため、各キーパル
スの終りに到達される電圧ＶＴの値は、そのキーパルス
の持続時間およびそのキーパルスの期間における電圧Ｖ
Ｔの上昇度の勾配に依存する。各キーパルスの持続時間
は速度計用発電機の出力波形Ｄの１全周期であり、従つ
てその持続時間は回転速度に反比例する。各キーパルス
の期間中における電圧ＶＴの上昇勾配は、可変抵抗Ｒｓ
によつて定まるコンデンサＣＴに供給される充電電流の
値によつて決定される。従つて、可変抵抗Ｒｓは電動機
の速度選択装置を構成する。電動機の所定選択速度に対
し、抵抗Ｒｓの値は適当に選定して、その選択速度にて
電動機が回転している定常状態下ｌこおいて、コンデン
サＣＴが各キーパルスの期間中抵抗Ｒｓの値によつて定
まる速度で、キーパルスの持続時間によつて定まる時間
だけ充電されて、キーパルスの終りに到達する電圧ＶＴ
の値が所定の選択電動機速度に関連する予定値となるよ
うにする。上記選択速度で電動機が回転している定常状
態下では、コンデンサＣＲの基準電圧Ｒが電圧ＶＴと同
じとなり、また基準電圧。が電動機に供給される電力量
を決定する。この電力量は電動機を選択速度で回転させ
るのに適する電力量である。電動機が選択速度で回転し
ており、つぎにこの電動機における負荷が電動機速度を
低下させるように増加する場合には、帰還系統は次のよ
うに作用する。

電動機速度が低下すると、速度計用発電機５の出力Ｄの
周波数が低下し、この速度計用発電機５の出力Ｄは、そ
の出力Ｄから取り出される波形Ｆにおけるキーパルスの
持続時間を比例的に増加させる。各キーパルスの期間中
における電圧ＶＴの正方向への上昇電圧の増大持続時間
は電圧ＶＴの値を増加し、この電圧値は後続するサンプ
ル周期の期間中比較器ＣＯＭＰ２に対して電圧ＶＲの値
以上でゲートされる。前述したように、比較器ＣＯＭＰ
２は電圧Ｒの値を高めるように作用し、この結果より一
層多くの電力が電動機に供給されて、電動機速度を増加
し、これにより電動機の複数回に亘る回転および比較器
ＣＯＭＰ２による関連する調整後に、電動機の速度を選
択速度に戻し、かつ電圧ＶＴおよびＲをそれらの関連す
る予定した等しい値に戻して、帰還系が安定化するまで
電圧ＶＴの値を低下させる。電動機の回転速度が高まる
ように電動機における負荷が低減すると、帰還系は上述
した方法とは全く反対に作用して電動機速度を選定速度
に戻すようになる。電動機が抵抗Ｒｓによつて選択され
る速度で回転している場合に、その回転速度を新規に選
択される速度に変更するには、抵抗Ｒｓの値を変化させ
れば達成し得ることは前述したような帰還系の説明から
明らかである。

要約するに、例えば電動機の速度が上昇する場合には抵
抗Ｒｓの値を低下し、これにより初期速度に関連するキ
ーパルスのの持続時間の終りに電圧ＶＴの値を現在値の
電圧ＶＲ以上とし、かつ新規の速度に必要とされる電圧
ＶＴの値よりも揺かに高い値にする。このようにして電
圧ＶＲの値を高めると、電動機速度が上昇して、電圧Ｖ
Ｔの低い値でキーパルスの持続時間を一層短くするため
、複数の回転周期に亘つて電圧Ｔが低下し、また電圧Ｖ
Ｒが増加し、これらの状態は両電圧が新規の高い選択回
転速度に関連する新規の予定された高い値で等しくなる
まで継続する。電動機が停止している場合、コンデンサ
ＣＲの電圧値は、幹線電力からランプ波形発生器４によ
つて供給されるランプ波形が到達する最高の負値よりも
遥かに負の値で予定電圧ＶＲとなる。

この場合には第３図から明らかなように、電動機には電
力が供給されなくなる。これらの状態下においてターン
・オンされて、電動機が回転するまで電圧ＶＲを高める
始動回路８を設ける。この回路８は帰還系が正常に作動
している場合にはターン・オフされる。なおこの始動回
路８については後に詳細に説明する。電圧レベル検出装
置７、ゲート装置Ｇ１およびＡＮＤゲートＧ２，Ｇ３と
の上記各装置の作動につき詳述する。

速度計用発電機の出力電圧波形Ｄを４個の電圧比較器Ｃ
ＯＭＰ３，ＣＯＭＰ４，ＣＯＭＰ５およびＣＯＭＰ６に
供給して、これらの比較器にて上記出力電圧波形Ｄを４
個の基準電圧レベルＶ２，Ｖ３，ＶｌおよびＶ４とそれ
ぞれ比較する。これら４個の電圧比較器は第４図に示す
ように、適当な電圧レベルの出力を発生するトランジス
タで各各構成することができる。電圧比較器ＣＯＭＰ３
，ＣＯＭＰ４およびＣＯＭＰ５は永久にゲート・オンさ
れるが、電圧比較器ＣＯＭＰ６は比較器ＣＯＭＰ５によ
つて適当な出力が与えられる際にゲート・オンされるだ
けである。４個の基準電圧レベル１，２，Ｖ３およびＶ
４を速度計用発電機５の出力電圧波形Ｄに関連して第６
図に示す。

電圧波形Ｄは電動機に関連する零電圧、従つて速度計用
発電機が停止している零電圧に対する極性で交番的に示
してある。

電圧レベルＶ１とＶ４は互いに反対極性であり、しかも
それらの電圧レベルは後に説明するように、始動回路系
に関する理由からして零電圧レベルに対して非対称であ
る。大きさが最大の基準電圧レベルである負極性の基準
電圧レベル４は、電動機の最低所望作用速度で速度計用
発電機が実際に発生する最小振幅の電圧値よりも遥かに
小さく選定する。このように、電圧レベル検出装置７の
レスポンスは必ずしも速度計用発電機の出力振幅に依存
させる必要はない。電圧レベルＶ２およびＶ３は極性が
互いに反対であり、しかもそれらの大きさは電圧レベル
Ｖ１およびＶ４の大きさよりもそれぞれ小さい。ゲート
装置Ｇ１を第７図に詳細に示す。

これは主双安定回路９と従双安定回路１０とで構成する
。主双安定回路９のセツト入力端子Ｓとりセツト入力端
子Ｒの状態は、速度計用発電機の出力電圧Ｄクが基準電
圧Ｖ２よりも一層正となる際に、比較器ＣＯＭＰ３の出
力ＣＬＭの前縁でクロツクされて、主双安定回路９のＱ
およびＱ出力端子に取り出される。主双安定回路９のＱ
およびＱ出力端子は従双安定回路１０のセツト入力端子
Ｓおよびリセツト入力端子Ｒｔこそれぞれ接続する。従
双安定回路１０のセツト入力端子Ｓおよびりセツト入力
端子Ｒの状態は、速度計用発電機の出力電圧Ｄが基準電
圧Ｖ３よりも一層負となる際に比較器ＣＯＭＰ４の出力
ＣＬＳの前縁によつてクロツクされて、それぞれＱおよ
びＱ出力端子に取り出される。従双安定回路１０のＱお
よびＱ出力端子は主双安定回路９のりセツト入力端子Ｒ
およびセツト入力端子Ｓにそれぞれ交差接続する。この
交差接続によつて、主および従双安定回路９および１０
がクロツク入力ＣＬＭまたはＣＬＳの何れか一方に応答
してＪＫフリツプーフロツプとして共に作用するように
する。すなわち、クロツク入力ＣＬＳが前のクロツク入
力ＣＬＭ以来の周期中に従双安定回路１０の状態を変化
させるものとすれば、主双安定回路９は各クロツク入力
ＣＬＭに応答して状態を変化し、またその逆についても
同様のことが云える。主双安定回路９または従双安定回
路１０のＱおよびσ出力（ま速度計用発電機の出力電圧
波形Ｄに応答する１／２分割出力として用いることがで
きる。第７図に示すように、主双安定回路９のＱ出力を
用いて第６図に示すパルス波形Ｆ１すなわち第１図に示
す電圧発生器６に対する低電圧のキーパルスおよびこれ
らキーパルス間の時間隔中にＡＮＤゲートＧ２およびＧ
３に対する可能化高電圧を発生させる。２つの極性が反
対の電圧レベルＶ２およびＶ３に応答する２個のクロツ
ク入力ＣＬＭおよびＣＬＳを用いることによる利点は、
後に詳細に説明するように、両電圧レベルＶ２およびＶ
３と交差しない速度計用発電機の出力における雑音の余
裕度を上記両クロツク入力によつて十分に高めることが
できることである。

第１および６図のみを参照するに、電圧比較器ＣＯＭＰ
５はその一方の出力端子からパルス電圧波形Ｈを供給す
る。

この電圧波形Ｈは速度計用発電磯の出力電圧波形Ｄが基
準電圧Ｖ１よりも正となる際に正パルスを与える。電圧
波形Ｈの交番正パルスは、各キーパルス間の時間隔にお
ける高い正レベルの電圧波形Ｆによつてサンプルパルス
波形Ｅの正電圧パルスとしてＡＮＤゲートＧ３を通過す
る。電圧比較器ＣＯＭＰ５の反対位相出力は、速度計用
発電機の出力電圧波形Ｄが基準電圧Ｖ１より低い正電圧
となる際に電圧比較器ＣＯＭＰ６をゲート・オンする。
電圧比較器ＣＯＭＰ６はその一方の出力端子からパルス
電圧波形Ｊを送給する。この電圧波形Ｊは速度計用発電
機の出力電圧波形Ｄが基準電圧Ｖ４よりも負の電圧値と
なる際に正パルスを与える。電圧波形Ｊの交番正パルス
は、各キーパルス間の時間隔中で、しかもサンプルパル
ス波形Ｅの各正パルス後における高い正レベルの電圧波
形Ｆによつてりセツトパルス波形Ｇに正電圧パルスとし
てＡＮＤゲートＧ２を通過する。電圧比較器ＣＯＭＰ６
の反対位相の出力はパルス電圧波形Ｋを提供し、これは
速度計用発電機の出力電圧Ｄが電圧レベルＶ１と４との
間にある際には高い正の電圧レベルにあり、また上記出
力電圧Ｄが電圧レベルＶ１とＶ４との間以外にある際に
は低い正電圧レベルにある。電圧波形Ｋは始動回路８に
対する入力として送給され、この作用については後に詳
細に説明する。速度計用発電機の出力電圧波形Ｄにおけ
る雑音に対する帰還系のレスポンスおよび回路によつて
持たらされる斯種雑音に対する余裕度並びにゲート装置
Ｇ１の作動を、特に波形Ｄにおける雑音パルスＮ１〜Ｎ
６の６個の例を示す第８図につき説明する。

第８図はこれらの雑音パルスが、第７図に示す主双安定
回路９のＱ出力である電圧波形Ｆ１第７図に示す従双安
定回路１０のＱ出力である電圧波形Ｌ１第１図に示すＡ
ＮＤゲートＧ３の出力であるサンプルパルス電圧波形Ｅ
１第１図に示すＡＮＤゲートＧ２の出力であるりセツト
パルス電圧波形Ｇおよび上記各波形Ｆ，ＥおよびＧに応
答する第１図に示す電圧発生器６の出力である電圧ＶＴ
にそれぞれ及ぼす影響も示している。電圧ＶＴの上方に
破線にて示す波形は、雑音パルスＮ１〜Ｎ６がない場合
に電圧ＶＴが波形Ｄに応答する状態を示したものである
。雑音パルスＮ１およびＮ２は電圧レベルＶ２および３
の双方と交差している最悪の場合であるため、先ずこれ
らの雑音パルスにつき説明する。

波形Ｄが電圧レベル２以上となる際の正しい時間ｔ１に
波形Ｆのキーパルスが開始するものとすれば、電圧Ｔは
漸次上昇し始める。ついで、負の雑音パルスＮ１が波形
Ｄの同一正半サイクルの期間中に生じ、この雑音パルス
Ｎ１が電圧レベル１以上で、しかも両電圧レベルＶ２お
よびＶ３と交差する場合、雑音パルスの影響は次のよう
になる。パルスＮ１の降下縁は従双安定回路１０をクロ
ツクして波形Ｌを発生するため、パルスＮ１の後続する
立上り縁は時間Ｔ２に主双安定回路９をクロツクして、
波形Ｅにおける正サンプルパルスによつて比較器ＣＯＭ
Ｐ２にゲートされる誤つた低レベルで電圧ＶＴの上昇を
停止する。しかし、電圧ＶＴはつぎに波形Ｄて電圧レベ
ルＶ３以下となる際にりセツトされ、時間Ｔ３にはキー
パルスが開始し、電圧ＶＴをその正しいレベルまで漸次
上昇させる。従つて、帰還系は速度計用発電機の出力波
形Ｄの１周期以内に正しい作動を回復する。さらに、基
準コンデンサＣＲの値は、比較器ＣＯＭＰ２での電圧Ｖ
Ｔとの各比較中に基準電圧Ｒが少量だけ変化し得るよう
に選定する。従つて、単一誤差電圧ＶＴの影響は極めて
小さい。波形Ｄが電圧レベル２以上となる正しい時間Ｔ
４に波形Ｆのキーパルスが停止するものとすれば、正し
い電圧レベルＶＴが達成されることになる。この正しい
電圧ＶＴがサンプルされた後に、正の雑音パルスＮ２が
波形Ｄの次期負半サイクルの期間中に生じ、このパルス
Ｎ２が電圧レベルＶ３とＶ４との間にあり、かつこの雑
音パルスＮ２が両電圧レベルＶ３および２と父差する際
にはつぎのように作用する。雑音パルスＮ２の立上り縁
は時間Ｔ５に主双安定回路９をクロツクする。従つて、
りセツトパルスがなくなり、時ならぬキーパルスが時間
Ｔ６まで電圧ＶＴを誤つた高レベルにまで漸次上昇させ
、ついでこの電圧は波形Ｅによつて比較器ＣＯＭＰ２に
ゲートされる。しかし、電圧ＶＴは後にりセツトされ、
波形Ｄが電圧レベルＶ３以下になると、時間Ｔ７にキー
パルスが開始し、電圧ＶＴは正しいレベルにまで上昇す
る。従つて、帰還系は速度計用発電機の出力波形Ｄの２
周期以内にその正しい作動を回復し、単一誤電圧の影響
は雑音パルスＮ１につき説明したように極めて小さくな
る。キーパルスが時間Ｔ７に開始し、かつ電圧ＶＴが上
昇し始めるものと再び仮定するに、この場合負の雑音パ
ルスＮ３が波形Ｄの同じ正半サイクルの期間中に生じ、
この雑音パルスが電圧レベル１以上で、しかも電圧レベ
ルＶ２と交差するも、電圧レベルＶ３とは交差しない場
合には、斯る雑音パルスＮ３は他に何等影響を及ぼさな
い。

その理由は雑音パルスＮ３の降下縁は従双安定回路１０
の状態を変化させるクロツク入力を提供せず、ついで、
雑音パルスＮ３の立上り縁によつて与えられる主双定定
回路９へのクロツク入力がその主双安定回路の状態を変
化させないからである。波形Ｄの次期負半サイクルの期
間中に正の雑音パルスＮ４が生じ、このパルスが電圧レ
ベルＶ４以下で、しかも電圧レベルＶ３と交差するも、
電圧レベルＶ２とは交差しない場合には、この雑音パル
スは再び他に何等影響を及ぼさない。その理由は雑音パ
ルスＮ４の立上り縁は主双安定回路９の状態を変化させ
るクロツク入力を提供せず、また、雑音パルスＮ４の降
下縁によつて与えられる従双安定回路１０へのクロツク
入力がこの回路１０の状態を変化させないからである。
キーパルス間の時間隔中における波形Ｈ（第６図参照）
の高電圧レベル期間中に生じ、かつ電圧レベルＶ１と交
差するだけの負の雑音パルスＮ５は正サンプルパルスＥ
を中断する。

比較器α纂止２による基準電圧ＶＲの電圧Ｔに対する調
整は雑音パルスＮ５の持続時間の間中断される。前述し
たように、コンデンサＣＲは、比較器ＣＯＭＰ２で電圧
ＶＴと各比較をする間に基準電圧ＶＲが少量だけ変化し
得るようなものを選定する。従つて、雑音パルスＮ５の
影響は極めて小さい。キーパルス間の時間隔中における
波形Ｊ（第６図参照）の高電圧レベルの期間中に生じ、
かつ電圧レベルＶ４とだけ交差する正雑音パルスＮ６は
この雑音パルスの持続時間の間正りセツトパルスＧを中
断する。

しかし、前述したようにランプコンデンサＣＴの放電速
度は、りセツトパルス波形Ｇによつて与えられる最短の
可能全りセツト周期の期間中に電圧ＶＴの最高可能レベ
ルから負電圧線路−の電圧レベルにまで電圧ＶＴが戻る
ように設計する。従つて、雑音パルスＮ６の影響も極め
て小さい。つぎに、始動回路８につき第１，９および１
０を参照して詳細に説明する。

この始動回路８は２個の電流源４および１５を具えてお
り、これら電流源は各々第５Ｂ図に示すようにして構成
することができる。電流源４は正電圧線路０Ｖと、抵抗
Ｒ５の一端との間に接続する。抵抗Ｒ５の他端はランプ
コンデンサＣＴおよびＮＡＮＹ））ｙ′Ｌ卜Ｇ５の一方
の入力端子ｌこ接続す妬電圧比較器ＣＯＭＰ６の出力電
圧波形Ｋを発生する出力端子を、インバータＧ４を介し
て電流源１４のゲートに接続すると共に、ＮＡＮＤゲー
トＧ５の他方の入力端子に直接接続する。ＮＡＮＤゲー
トＧ５の出力端子は電流源１５のゲートに接続する。こ
の電流源１５は正電圧線路０Ｖと基準コンデンサＣＲと
の間に接続する。第１０図に示す時間ＴＯは、電力がタ
ーン・オンされて間もない時間であり、この時間には電
動機１が静止しており、速度計用発電機５の出力波形Ｄ
はＯボルトである。

従つて、電圧比較器ＣＯＭＰ６の出力波形Ｋは、電圧レ
ベルＶ１とＶ４との間にある波形Ｄに適する高い正レベ
ルにある。ゲート装置Ｇ１の主双安定回路９および従双
安定回路１０はランダム状態にあり、例えば実施例では
それらの出力波形ＦおよびＬを、波形Ｆについそは高い
正電圧レベル（すなわちキーパルスはない）で、また波
形Ｌについては低い正電圧レベルにて示してある。サン
プル波形Ｅおよびりセツト波形Ｇはそれぞれ低い正電圧
レベルにある。ランプコンデンサＣＴは、その電圧ＶＴ
が負電圧線路一Ｖの電圧となるように配置する。波形Ｂ
は給電幹線からランプ波形発生器４によつて発生される
が、基準コンデンサＣＲの電圧ＶＲは負電圧線路一Ｖの
電圧、すなわち波形Ｂが到達し得る最高の負電圧レベル
よりも遥かに負レベルの電圧である。従つて、電圧比較
器ＣＯＭＰｌの出力波形Ａはトリアツク３をターン・オ
ンせず、しかも電動機１には電力が供給されない。波形
Ｋは高電圧レベルにあるが、電圧ＶＴは低く、ＮＡＮＤ
ゲートＧ５はターン・オンされず、しかもその電圧出力
波形Ｐは高い正電圧レベルにあり、この正電圧レベルの
出力波形Ｐは基準コンデンサＣＲに対する電流源Ｔ５を
ゲート・オンしない。しかし、インバータＧ４によつて
反転される波形Ｋは電流源１４をターン・オンし、この
電流源は抵抗Ｒ５によつて定まる値の電流コンデンサＣ
Ｔに供給して、電圧ＶＴを上昇し始める。主双安定回路
９のランダム状態が、゛キーパルスを発生して電流源１
３をターン・オンするような状態（こある場合には、こ
の電流源１３はコンデンサＣＴに供給される電流を増加
し、従つて電圧ＶＴの増加速度を高めることになる。時
間Ｔｌｔこは電圧ＶＴが或る値にまで達し、その値以上
での電動機の何れかの所望速度に適し、斯る電圧値では
ＮＡＮＤゲートＧ５がターン・オンされ、電流源１５が
コンデンサＣＲに充電電流を供給して電圧レベルＶＲを
上昇させるようになる。

ついで電圧ＶＴは最大値に留まる。時間Ｔ２には波形Ｂ
が電圧ＶＲ以下となり、ついで波形Ａのパルスが開始し
、幹線電力の各半サイクル期間の１周期の間トリアツク
３をターン・オンして、電力を電動機１に供給する。時
間Ｔ３には電動機１が回転し始め、波形Ｄが低電圧で、
かつ低周波で発生し始める。電圧ＶＲが上昇し続けると
、電動機１に供給される電力量が増加し、その回転速度
従つて波形Ｄの電圧振幅値および周波数も上昇する。時
間Ｔ４には波形Ｄが最初の時間中電圧レベルＶ２と交差
するが、従双安定回路１０のＱ出力が低いため、主双安
定回路９の状態は変化しない。時間Ｔ５には波形Ｄが最
初の時間の間電圧レベルＶ３と交差し、従双安定回路１
０をクロツクする。つぎに波形Ｄが電圧レベルＶ２と交
差し、主双安定回路９はその状態を変化する。この場合
ゲート装置Ｇ１は正しく作動する。時間Ｔ６には波形Ｄ
が最初の時間の間電圧レベルＶ１と交差するようになる
。

波形Ｄが電圧レベルＶ１以上である間は、波形Ｋが低電
圧レベルになり、Ｎ．ＡＮＤゲートＧ５は電流源１５を
一時的にターン・オフし、電圧ＶＲは一時的に一定とな
る。しかし、波形Ｄが時間Ｔ７におけるキーパルス間の
時間隔中に電圧レベル１以上となると、正のサンプルパ
ルスが波形Ｅに現われ、しかもゲート・オンされた電圧
比較器ＣＯＭＰ２での電圧Ｔとの比較により電圧ＶＲが
上昇するようになる。時間Ｔ８で波形Ｄはキーパルス間
の時間隔中の最初の時間の間電圧レベルＶ４と交差する
。正りセツトパルスは波形Ｇこ現われ、コンデンサＣＴ
は放電し、電圧ＶＴは負電圧線路−Ｖの電圧にまで降下
する。ＮＡＮＤゲ゛一トＧ５はターン・オフし、かつ電
流源１５をターン・オフする。この際電圧Ｒは、その電
圧値がゲート・オンされた比較器ＣＯＭＰ２での電王Ｖ
Ｔとの比較により時間Ｔ９に低下するまで一定のままで
ある。最初のりセツトパルスＧ後における上記最初の比
較における電圧ＶＴは速度選択抵抗Ｒｓのセツテイング
および以前のキーパルスの持続時間に依存するようにな
る。電動機は選択速度よりも低速度となり、キーパルス
の終りの電圧ＶＴは選択速度に適する電圧よりも高くな
る。しかし電圧ＶＴはその時間Ｔ９に電圧ＶＲよりも低
くなり、従つて、電圧比較器ＣＯＭＰ２による比較中に
電圧ＶＲは低下する。電圧ＶＴもＮＡＮＤゲートＧ５を
ターン・オンさせるのに必要な電圧よりも低くなるため
、始動回路８は他に影響を及ほさなくなる。電動機の速
度が上昇すると、各キーパルスの終りに到達される電圧
Ｔは低下し、電圧Ｒは次期サンプルパルスＥの期間中低
くなり、その状態は上記両電圧が選択速度に適する値で
安定化するまで継続する。

第１〜１０図につき上述した本発明による実施例の変形
例はつぎの通りである。

これまでは、ランプ波形を基準電圧ＶＲと比較すること
によつて幹線電力の各半サイクルの期間中の或る期間の
間ターン・オンされるトリアツクによつて制御される交
流直巻電動機につき述べたが、基準電圧ＶＲは例えば別
のコンデンサを充電するように用いたり、トリアツク或
いはサイリスタのような別のソリツドーステートの制御
スイツチをターン・オンさせたり、またこれらを例えば
、直流電動機の半波整流作用で各半サイクル或いは各地
の半サイクルにターン・オンさせたりするのに用いるこ
とができ、また電動機を直流または交流および直巻また
は分巻電動機とすることもできる。電圧発生器６の出力
電圧ＶＴをコンデンサＣＲの基準電圧ＶＲと比較し、そ
の比較結果を用いてコンデンサＣＲを充電したりまたは
放電させたりして、基準電圧ＶＲを変更させる例につき
述べたが、基準電圧は他の方法でも得ることができ、例
えばその基準電圧はトランジスタの制御電極における電
圧とすることができ、しかもその基準電圧は電圧ＶＴと
の比較による他の方法で変更することができる。

電圧レベル検出装置７、ゲート装置Ｇｌ，Ｇ２およびＧ
３並びに電圧発生器６を具えている速度計用発電機の交
流出力を処理する回路を、電動機速度制御回路の帰還系
に組み込む例につき述べたが、電圧発生器６の出力は、
速度計用発電機による速度測定値が必要とされる他の目
的に用いることができる。

上記回路内における電圧発生回路６に供給されるキーパ
ルス波形Ｆおよびりセツトパルス波形Ｇは電圧Ｔを発生
させるのに必要である。サンプルパルス波形Ｅは上述し
た電動機速度制御回路に対する電圧ＶＴの特定用途に用
いたり、また他の用途に用いることもできる。速度計用
発電機出力の２つの別個の電圧レベルから取り出される
２個のクロツク入力により１駆動されるゲート装置Ｇ１
の特定形態は、前述したように雑音余裕度を提供するの
に特に有利である。

しかし、回転速度に反比例する各キーパルスの持続時間
を有するキーパルス波形は、例えば速度計用発電機出力
から取り出される零交差パルスに応答する１／２分周回
路のような異なる形態のゲート装置によつて発生させる
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による電動機速度制御回路の一例を示す
プロツク線図、第２図は第１図の回路の一部を成すラン
プ電圧発生器の一例を示す回路図、第３図は第１および
２図に関連する電圧波形図、第４図は第１図に示す各電
圧比較器の一例を示す回路図、第５Ａおよび５Ｂ図は第
１，２および４図に示す電流源を詳細に示す回路図、第
６図は定常速度で作動している場合における第１図の回
路の電圧波形図、第７図は第１図の回路の一部を成すゲ
ート装置を詳細に示すプロツク線図、第８図は第１図の
回路における雑音パルスの影響を示す電圧波形図、第９
図は第１図の回路の一部を成す始動回路の一例を示す回
路図、第１０図は第１図の回路の始動時を示す電圧波形
図である。１・・・・・・電機子、２・・・・・・界磁巻線、３・
・・・・・トリアツク、ＣＯＭＰｌ〜ＣＯＭＰ６・・・
・・・電圧比較器、４・・・・・・ランプ波形発生器、
ＶＲ・・・・・・基準電圧、ＣＲ・・・・・・基準コン
デンサー、５・・・・・・速度計用発電機、６・・・・
・・電圧発生器、ＣＴ・・・・・・ランプコンデンサ、
Ｒｓ・・・・・・可変抵抗（電動機速度選択装置）、１
３・・・・・・電流源、７・・・・・・電圧レベル検出
装置、Ｇ１・・・・・・ゲート装置、Ｇ２，Ｇ３・・・
・・・ＡＮＤゲート、８・・・・・・始動回路、９・・
・・・・主双安定回路、１０・・・・・・従双安定回路
。

Claims

【特許請求の範囲】１周波数が回転速度に比例する交流出力を発生する速
度計用発電機を電動機に連結して、該電動機の速度を制
御する回路において、該電動機速度制御回路が、電動機
に直列に接続される制御スイッチにあつて、該スイッチ
がターン・オンされている間は電動機に電力がパルスと
して供給されるようにするソリッドステートの制御スイ
ッチと；基準電圧を発生せしめる手段にあつて、前記ス
イッチをターン・オンさせる時間の割合が該基準電圧に
応答するようにする基準電圧発生手段と；周波数が回転
子速度に比例する速度計用発電機の交流出力を処理する
回路を包含している帰還手段；とを具え、前記帰還手段
における速度計用発電機の交流出力処理回路が、前記交
流出力に応答するレベル検出手段にあつて、前記交流信
号の極性が反対の第１および第２電圧レベルに応答して
、対応する第１および第２出力を発生させる電圧レベル
検出手段と；前記電圧レベル検出手段の少なく共一方の
出力に応答して、持続時間が回転速度に反比例するキー
パルスを発生するゲート手段にあつて、前記検出手段の
前記第１出力によつてクロックされる主双安定回路と前
記検出手段の前に第２出力によつてクロックされる従双
安定回路とを具えて成るＪＫフリップ・フロップをもつ
て構成する第１ゲート手段と；前記各キーパルスとキー
パルスとの間の時間間隔内におけるサンプル周期の後に
、前記検出手段の出力および前記第１ゲート手段の出力
に応答してリセットパルスを発生する第２ゲート手段と
；各リセットパルスに応答して所定レベルの出力を発生
し、かつ各キーパルスに応答してこのキーパルスの持続
時間の間前記所定レベルの出力を所定の割合で漸次上昇
させる電圧発生器；とを含むようにして、各サンプル周
期の期間中における電圧発生器の出力レベルが回転速度
の所定の関数となるようにし、かつ各サンプル周期の期
間中に電圧発生器の出力レベルに基ずいて前記基準電圧
を変更させるべく前記帰還手段を適用するようにしたこ
とを特徴とする電動機速度制御回路。２特許請求の範囲１記載の電動機速度制御回路におい
て、電圧レベル検出手段の出力および第１ゲート手段の
出力に応答して各サンプル周期の期間中にサンプルパル
スを発生する第３ゲート手段を設け、基準電圧発生手段
をコンデンサとし、かつ前記各サンプルパルスに応答し
て電圧発生器の出力レベルを基準電圧と比較すると共に
該比較電圧の差に応答して前記コンデンサに適切な方向
の電流を供給して基準電圧を変更させる手段を設けたこ
とを特徴とする電動機速度制御回路。３特許請求の範囲１または２の何れか１つに記載の電
動機速度制御回路において、前記電圧発生器にコンデン
サを設け、該コンデンサを前記所定速度に対応する値の
電流によつて各キーパルスの持続時間の間充電するよう
にし、かつ前記電圧発生器に電動機速度選択手段も設け
て、該選択手段により各キーパルスの期間中における充
電電流を決定するようにしたことを特徴とする電動機速
度制御回路。